JPS627368A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPS627368A JPS627368A JP61048163A JP4816386A JPS627368A JP S627368 A JPS627368 A JP S627368A JP 61048163 A JP61048163 A JP 61048163A JP 4816386 A JP4816386 A JP 4816386A JP S627368 A JPS627368 A JP S627368A
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- current
- voltage
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/08126—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in bipolar transitor switches
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/601—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors using transformer coupling
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電源回路、特にスイッチング回路を用いて入
力直流電源から別の電圧の直流出力電圧を得るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
力直流電源から別の電圧の直流出力電圧を得るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
従来のこの種の電源回路の例を第２図に示す。
この従来の電源回路は、１次巻線（４）がスイッチング
・トランジスタ（６）のコレクタ・エミッタ回路に直列
接続されてＤＣ電源間に接続されたトランス（２）を有
する。２次巻線（８）は、整流器（１０）と低ｉ！３２
通過フィルタ（ＬＰＦ） （１２）を介して負荷（１４
）に接続される。負荷（１４）は、例えば研究開発用電
子機器の電源バス等である。当業者には明らかなとおり
、トランジスタ（６）がオンになると、１次巻線（４）
内の電流が徐々に増加する。次に、トランジスタ（６）
がオフになると、この電流は２次巻線（８）に切換えら
れて徐々に減少する。トランス（２）の２次巻線（８）
内を流れる電流は、整流平滑されて負荷（１４）に供給
される。
・トランジスタ（６）のコレクタ・エミッタ回路に直列
接続されてＤＣ電源間に接続されたトランス（２）を有
する。２次巻線（８）は、整流器（１０）と低ｉ！３２
通過フィルタ（ＬＰＦ） （１２）を介して負荷（１４
）に接続される。負荷（１４）は、例えば研究開発用電
子機器の電源バス等である。当業者には明らかなとおり
、トランジスタ（６）がオンになると、１次巻線（４）
内の電流が徐々に増加する。次に、トランジスタ（６）
がオフになると、この電流は２次巻線（８）に切換えら
れて徐々に減少する。トランス（２）の２次巻線（８）
内を流れる電流は、整流平滑されて負荷（１４）に供給
される。
トランジスタ（６）は、トランス（１６） 、）ランジ
スタ（１８） 、ツェナーダイオード（２０）及びパル
ス発生器（２２）より成るベース駆動回路によりオン・
オフ制御される。通常、トランス（１６）の１次巻１ｊ
ｔ （２４）は＋１２ボルトのＤＣ電源に接続される。
スタ（１８） 、ツェナーダイオード（２０）及びパル
ス発生器（２２）より成るベース駆動回路によりオン・
オフ制御される。通常、トランス（１６）の１次巻１ｊ
ｔ （２４）は＋１２ボルトのＤＣ電源に接続される。
パルス発生器（２２）は代表的には約３ＱＫＨｚの反復
周波数のパルス列を発生する。このパルス列のデユーテ
ィサイクルは、トランス（２）に接続した負荷の軽重に
より決まる。一般には、このデユーティサイクルは１０
％と５０％の間である。トランジスタ（１８）がパルス
発生器（２２）からのパルスによりオンになると、トラ
ンス（１６）の１次巻線（２４）に電流が流れて対応す
る電流が２次巻線（２６）に誘起され、トランジスタ（
６）のベースに順方向バイアス電流が供給され、これを
オンとする。その結果、トランジスタ（６）のベース・
エミッタ領域に電荷キャリアが生成される。この順方向
ベース電流は、抵抗器（２８）により制限される。トラ
ンジスタ（１８）がオンの期間中、磁化電流がトランス
（１６）の１次巻線（２４）内に生じる。
周波数のパルス列を発生する。このパルス列のデユーテ
ィサイクルは、トランス（２）に接続した負荷の軽重に
より決まる。一般には、このデユーティサイクルは１０
％と５０％の間である。トランジスタ（１８）がパルス
発生器（２２）からのパルスによりオンになると、トラ
ンス（１６）の１次巻線（２４）に電流が流れて対応す
る電流が２次巻線（２６）に誘起され、トランジスタ（
６）のベースに順方向バイアス電流が供給され、これを
オンとする。その結果、トランジスタ（６）のベース・
エミッタ領域に電荷キャリアが生成される。この順方向
ベース電流は、抵抗器（２８）により制限される。トラ
ンジスタ（１８）がオンの期間中、磁化電流がトランス
（１６）の１次巻線（２４）内に生じる。
順方向ベース電流が２次巻線（２６）を流れると、コン
デンサ（３０）が図示のように充電され、１次巻線（２
４）中の電流が止まると、トランジスタ（６）のベース
が負電位になってトランジスタ（６）はオフになる。ダ
イオード（３２）は、コンデンサ（３０）両端の電圧降
下をダイオード１個分の電圧降下（約０．６ボルト）に
制圃する。
デンサ（３０）が図示のように充電され、１次巻線（２
４）中の電流が止まると、トランジスタ（６）のベース
が負電位になってトランジスタ（６）はオフになる。ダ
イオード（３２）は、コンデンサ（３０）両端の電圧降
下をダイオード１個分の電圧降下（約０．６ボルト）に
制圃する。
トランジスタ（１８）がオフになると、そのコレクタ電
圧は例えば１３ポルト程度に上昇し、トランス（１６）
の１次巻線（２４）に流れる磁化電流は逆ベース電流と
して２次巻線（２６）に転櫓され、トランジスタ（６）
のベース・エミッタ領域から電荷キャリアを取去る。こ
の逆ベース電流は、１次巻線（２４）の磁化電流に比例
する。トランジスタ（６）が逆ベース電流を保持できな
くなる（そのベース・エミッタ領域の電荷キャリアが欠
乏してオフとなる）と、２次巻線（２６）を流れる電流
は停止する。
圧は例えば１３ポルト程度に上昇し、トランス（１６）
の１次巻線（２４）に流れる磁化電流は逆ベース電流と
して２次巻線（２６）に転櫓され、トランジスタ（６）
のベース・エミッタ領域から電荷キャリアを取去る。こ
の逆ベース電流は、１次巻線（２４）の磁化電流に比例
する。トランジスタ（６）が逆ベース電流を保持できな
くなる（そのベース・エミッタ領域の電荷キャリアが欠
乏してオフとなる）と、２次巻線（２６）を流れる電流
は停止する。
そのとき、磁化電流は１次巻線（２４）に逆転換され、
トランジスタ（１８）のコレクタ電圧はツェナーダイオ
ード（２０）の電圧、例えば３０ボルトのしきい値まで
上昇する。１次巻線（２４）両端の大きな電位差により
、トランスの磁心は急速に消磁される。
トランジスタ（１８）のコレクタ電圧はツェナーダイオ
ード（２０）の電圧、例えば３０ボルトのしきい値まで
上昇する。１次巻線（２４）両端の大きな電位差により
、トランスの磁心は急速に消磁される。
以上の動作は、パルス発生器（２２）の動作周波数の１
サイクル毎に発生する。
サイクル毎に発生する。
上述のとおり、逆べ−・入電流は１次巻線（２４）を流
れる磁化電流に比例し、また、磁化電流はトランジスタ
（１８）がオンの期間（デユーティサイクル）に比例す
る。
れる磁化電流に比例し、また、磁化電流はトランジスタ
（１８）がオンの期間（デユーティサイクル）に比例す
る。
この逆ベース電流は上記デユーティサイクルに依存し、
このデユーティサイクルは入力電圧及び出力負荷状態に
より変化するので、逆ベース電流も相当変化することに
なる。このことは、トランジスタ（６）が入力電圧と負
荷状態によっては必要以上の電力を消費することを意味
し、トランジスタ（６）を破損するか、電源効率を著し
く低下する虞れがある。
このデユーティサイクルは入力電圧及び出力負荷状態に
より変化するので、逆ベース電流も相当変化することに
なる。このことは、トランジスタ（６）が入力電圧と負
荷状態によっては必要以上の電力を消費することを意味
し、トランジスタ（６）を破損するか、電源効率を著し
く低下する虞れがある。
本発明は、磁気コア（磁心）に巻回された１次及び２次
巻線を有するベース駆動トランス、この１次巻線の一端
に接続されたスイッチング素子、２次巻線の両端にベー
ス及びエミッタが接続されたトランジスタを有し、１次
巻線とスイッチング素子がＤＣ電源間に接続され、スイ
ッチング素子が間欠的に閉じるときトランジスタにコレ
クタ電流が流れるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、更に、トランス巻線両端に接続した電流依存型の
電圧クランプ回路を設け、トランス巻線両端電圧が所定
値をａｔのを防止し、スイッチング素子が開いたとき１
次巻線を流れる磁化電流が予定値を超さないようにした
。
巻線を有するベース駆動トランス、この１次巻線の一端
に接続されたスイッチング素子、２次巻線の両端にベー
ス及びエミッタが接続されたトランジスタを有し、１次
巻線とスイッチング素子がＤＣ電源間に接続され、スイ
ッチング素子が間欠的に閉じるときトランジスタにコレ
クタ電流が流れるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、更に、トランス巻線両端に接続した電流依存型の
電圧クランプ回路を設け、トランス巻線両端電圧が所定
値をａｔのを防止し、スイッチング素子が開いたとき１
次巻線を流れる磁化電流が予定値を超さないようにした
。
上記の構成において、電流依存電圧クランプ回路は、逆
ベース電流のデユーティサイクルによる変動を軽減し、
スイッチング・トランジスタの電力消費を低減する作用
をする。
ベース電流のデユーティサイクルによる変動を軽減し、
スイッチング・トランジスタの電力消費を低減する作用
をする。
〔実施例〕
第１図は、本発明による電源回路の好適実施例を示す回
路図である。この電源回路は、トランス（１６）の１次
巻線（２４）両端に電流依存型電圧クランプ（３４）を
接続している点で第２図の従来のものと異なる。トラン
ジスタ（１８）がオンになると、ダイオード（３６）は
逆バイアスされるので、クランプ（３４）はベース駆動
回路の動作に何も影響を与えない。しかし、トランジス
タ（１８）がオフになると、そのコレクタ電圧が上昇し
、グイオ−ド（３６）は順バイアスされて導通ずる。
路図である。この電源回路は、トランス（１６）の１次
巻線（２４）両端に電流依存型電圧クランプ（３４）を
接続している点で第２図の従来のものと異なる。トラン
ジスタ（１８）がオンになると、ダイオード（３６）は
逆バイアスされるので、クランプ（３４）はベース駆動
回路の動作に何も影響を与えない。しかし、トランジス
タ（１８）がオフになると、そのコレクタ電圧が上昇し
、グイオ−ド（３６）は順バイアスされて導通ずる。
クランプ（３４）は、自身を流れる電流が予め定めた最
大値より小さいとき、トランス（１６）の１次巻線電圧
が所定値を超すのを防止する。したがって、クランプ（
３４）の電流が小さいとき、１次巻線（２４）両端電圧
は低い値に維持される。このように１次巻線（２４）両
端の電圧を制限することにより、磁化電流はトランジス
タ（１８）が再びオンになる前にＯに減少することがで
きず、したがって、トランス磁路内の磁束もＯに低下し
ない。
大値より小さいとき、トランス（１６）の１次巻線電圧
が所定値を超すのを防止する。したがって、クランプ（
３４）の電流が小さいとき、１次巻線（２４）両端電圧
は低い値に維持される。このように１次巻線（２４）両
端の電圧を制限することにより、磁化電流はトランジス
タ（１８）が再びオンになる前にＯに減少することがで
きず、したがって、トランス磁路内の磁束もＯに低下し
ない。
１次巻線（２４）の磁化電流がＯに低下できないので、
トランス磁心の磁束は各動作サイクル毎に徐々に増加し
、成るサイクルからの磁化電流が前のサイクルからの磁
化電流に加わって、遂には所望最大値に達する。この時
点で、クランプの電圧は上昇し、磁心の磁束は減少する
。よって、磁化電流が際限なく増加することはない。
トランス磁心の磁束は各動作サイクル毎に徐々に増加し
、成るサイクルからの磁化電流が前のサイクルからの磁
化電流に加わって、遂には所望最大値に達する。この時
点で、クランプの電圧は上昇し、磁心の磁束は減少する
。よって、磁化電流が際限なく増加することはない。
トランス（１６）の１次巻線（２４）のインダクタンス
が大きければ、２次巻線（２６）の逆ベース電流は、た
とえパルス発生器（２２）のデユーティサイクルが大き
くとも、電流依存電圧クランプにより設定した値を僅か
しか超すことができない。よって、逆ベース電流を負荷
及び入力電圧のあらゆる条件下でほぼ一定に維持するこ
とができる。
が大きければ、２次巻線（２６）の逆ベース電流は、た
とえパルス発生器（２２）のデユーティサイクルが大き
くとも、電流依存電圧クランプにより設定した値を僅か
しか超すことができない。よって、逆ベース電流を負荷
及び入力電圧のあらゆる条件下でほぼ一定に維持するこ
とができる。
電流依存クランプ（３４）は、トランス（１６）の１次
巻線（２４）の両端電圧を次のようにして制限する。磁
化電流が１次巻線（２４）を流れると、抵抗器（３８）
はトランジスタ（４０）にベース電流ヲ供給してこれを
導通させる。トランジスタ（４０）の電流は、１次巻線
（２４）の両端電圧を小さな値に維持する。トランジス
タ（４０）の電流が過大になると、抵抗器（４２）の電
圧降下がトランジスタ（４４）を導通させ、トランジス
タ（４０）をオフにして１次巻線（２４）の両端電圧が
上昇できるようにする。
巻線（２４）の両端電圧を次のようにして制限する。磁
化電流が１次巻線（２４）を流れると、抵抗器（３８）
はトランジスタ（４０）にベース電流ヲ供給してこれを
導通させる。トランジスタ（４０）の電流は、１次巻線
（２４）の両端電圧を小さな値に維持する。トランジス
タ（４０）の電流が過大になると、抵抗器（４２）の電
圧降下がトランジスタ（４４）を導通させ、トランジス
タ（４０）をオフにして１次巻線（２４）の両端電圧が
上昇できるようにする。
以上、本発明を好適な一実施例について説明したが、本
発明は、第１図に示し説明した実施例に限定されるもの
ではなく、本発明の要旨を逸脱することなく種々の変形
・変更が可能であることは、当業者には容易に理解でき
るであろう。例えば、クランプ回路は、図示の実施例で
はダイオード（３６） 、抵抗器（３８） 、 （４２
）、トランジスタ（４０） 。
発明は、第１図に示し説明した実施例に限定されるもの
ではなく、本発明の要旨を逸脱することなく種々の変形
・変更が可能であることは、当業者には容易に理解でき
るであろう。例えば、クランプ回路は、図示の実施例で
はダイオード（３６） 、抵抗器（３８） 、 （４２
）、トランジスタ（４０） 。
（４４）より構成したが、磁化電流を際限なく増加する
ことなしにトランス（１６）の１次巻線（２４）電圧を
制限できるものであれば、他の構成でもよい。
ことなしにトランス（１６）の１次巻線（２４）電圧を
制限できるものであれば、他の構成でもよい。
更に、トランスの巻線両端電圧とそれを流れる電流は相
互に比例関係にあるので、電流依存電圧クランプは、ト
ランスの１次巻線でなく２次巻線又は第３の巻線に並列
接続してもよい。
互に比例関係にあるので、電流依存電圧クランプは、ト
ランスの１次巻線でなく２次巻線又は第３の巻線に並列
接続してもよい。
以上の説明から判るとおり、本発明の電源回路によると
、スイッチング・トランジスタがオフになるとき、ベー
ス駆動トランスに過大電圧が発生して回路動作特にスイ
ッチング・トランジスタの消費電力（発熱量）が変化す
るのを、電圧クランプ回路を付加することにより効果的
に回避できるようにしたので、広範囲のデユーティサイ
クルで安定した動作が保証でき、電源変換効率も高くな
しうるという顕著な効果が得られる。また、従来回路に
簡単な回路を付加するのみで、すなわち最小の回路変更
により実施できる利点がある。
、スイッチング・トランジスタがオフになるとき、ベー
ス駆動トランスに過大電圧が発生して回路動作特にスイ
ッチング・トランジスタの消費電力（発熱量）が変化す
るのを、電圧クランプ回路を付加することにより効果的
に回避できるようにしたので、広範囲のデユーティサイ
クルで安定した動作が保証でき、電源変換効率も高くな
しうるという顕著な効果が得られる。また、従来回路に
簡単な回路を付加するのみで、すなわち最小の回路変更
により実施できる利点がある。
第１図は本発明の電源回路の好適な一実施例を示す回路
図、第２図は従来の電源回路例を示す回路図である。 図中、（２）はＤＣ−ＤＣコンバータのトランス、（６
）はスイッチング・トランジスタ、（１６）はベース駆
動トランス、（２２）はパルス発生器、（３４）は電圧
クランプ回路を示す。
図、第２図は従来の電源回路例を示す回路図である。 図中、（２）はＤＣ−ＤＣコンバータのトランス、（６
）はスイッチング・トランジスタ、（１６）はベース駆
動トランス、（２２）はパルス発生器、（３４）は電圧
クランプ回路を示す。
Claims (1)
- １、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング・トランジス
タのベース駆動トランスの巻線に、上記スイッチング・
トランジスタがオフのとき発生する過大電圧を防止する
電圧クランプ回路を並列に接続したことを特徴とする電
源回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US708603 | 1985-03-05 | ||
| US06/708,603 US4609980A (en) | 1985-03-05 | 1985-03-05 | Switching power supply with transistor drive circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS627368A true JPS627368A (ja) | 1987-01-14 |
Family
ID=24846459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61048163A Pending JPS627368A (ja) | 1985-03-05 | 1986-03-05 | 電源回路 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4609980A (ja) |
| EP (1) | EP0194075B1 (ja) |
| JP (1) | JPS627368A (ja) |
| CN (1) | CN1003068B (ja) |
| AU (1) | AU559900B2 (ja) |
| CA (1) | CA1270298A (ja) |
| DE (1) | DE3681746D1 (ja) |
| DK (1) | DK165350C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100233022B1 (ko) * | 1995-02-03 | 1999-12-01 | 오카메 히로무 | 필터 |
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| US4961006A (en) * | 1989-06-22 | 1990-10-02 | Motorola, Inc. | Inductively loaded switching transistor circuit |
| GB9116616D0 (en) * | 1991-08-01 | 1991-09-18 | Thomson Consumer Electronics | Switched mode power supply with startup precharge |
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-
1985
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Cited By (1)
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