JPS62241424A - 電気信号を比例周波数に変換する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野１ 本発明は、電気信号を比例した周波数に変換する方法お
よび装置、さらに詳細には電気信号の極性を周期的に切
り換え、この周期的に切り換えられた電気信号をコンデ
ンサで積分し、積分信号がしきい値を上回った時あるい
は下回った時コンデンサから一定の電荷量を供給あるい
は取り去ると共に、出力パルスを発生して電気信号をそ
れに比例した周波数に変換する方法および装置δに関す
る。

［従来の技術］ このような装置は測定の目的に用いられ、例えば電気計
器において電力すなわち電流と電圧の積に比例する信号
を正確にそれに比例したパルス周波数に変換するために
用いられる。

この種の装ごの構成ならびに動作が米国特許第４１２４
８２１号に記載されている。同装置では、通常入力信号
のうち補償不可能な時間あるいは温度に関係した信号成
分で直接線形誤差となり、測定精度に影響を与える０電
圧（オフセット電圧）を除去するために周期的に信号の
極性を切り換える方法が用いられている。この場合変換
すべき信号だけではなく、装置の変換方法も同時に周期
的に切り換えられるので、変換すべき信号の両符号変化
が相互に相殺される。これに対し、変換時一方の符号変
化のみを受ける０電圧の影響は切換信号の各半周期に交
互に信号に加算され、あるいは信号から減算されるので
、切換信号の前半周期の長さが正確に等しい場合には切
換信号の整数周期にわたって０電圧を積分すると、その
値は０となる。

極性切換時、通常積分コンデンサにはＯと異なる残留電
荷が存在するので、極性切換後誤った極性となり、これ
が誤った測定結果をもたらす、長い測定時間を考えれば
この誤差はパルス周波数の平均値に悪い影響を及ぼさな
いが、いずれにしてもパルス周波数に対して瞬間的な変
動、すなわち変調をもたらす、このような問題を解決す
るために、従来では極性切換の瞬間をコンデンサ電圧を
監視するコンパレータの出力信号と同期させ、極性切換
を常にコンデンサ電圧が０点を通過した時、すなわちコ
ンデンサの残留電荷が０になった時に行なうようにして
いる。

［発明が解決しようとする問題点］ しかしこのような従来の方法では、切換信号の各半周期
が必ずしも常に等しくなく、単に統計的に見て等しくな
るにすぎないので、変換された信号周波数は不規則な変
動を受け、これが装置のキャリブレイションをきわめて
困難なものにする。

従って本発明の目的はこのような従来の欠点を除去する
もので、切換信号の半周期の長さが等しくないことによ
る出力周波数の変動並びに極性切換時に存在するコンデ
ンサの残留電荷による変動を防止し、素早くしかも正確
に装置を調節することが可能な電気信号を比例周波数に
変換する方法および装ごを提供することにある。

［問題点を解決するための手段］ 本発明は、このような問題点を解決するために電気信号
（ｕＨ）の極性を周期的に切り換え、周期的に切り換え
られた電気信号（±ｕＨ）をコンデンサ（Ｃ）で積分し
、積分信号を監視してこの積分信号がしきい値を上回っ
た時あるいは下回った時、出力パルスを発生させ、その
場合一定の基準電流（ＩＲ）を供給あるいは遮断してコ
ンデンサ（Ｃ）に一定の電荷量（Ｑ）を供給あるいは除
去させ、電気信号をそれに比例した周波数（ｆＦ）に変
換する方法において、 周期的に切り変えられた信号を積分をする前にその積分
信号に比例する信号（±ｕＨ，±ｉＨ）に前記基準電流
（ＩＲ）の半値に対応する一定の基準信号（ＵＲ／２　
、ＩＲ／２）を加算し、続いてこのようにして得られた
加算信号に比例する電気信号を前記電気信号（ｕＨ）の
周期的な切り換えに同期して周期的に切り換えて積分し
、前記出力パルスの周波数から基準信号（ＵＲ／２　、
　Ｉ　Ｒ／２）の値に対応する一定の基準周波数（ｆＲ
／２）を減算し、前記電気信号に比例した周波数を求め
る構成を採用した。

［作　用］ 変換すべき信号ｕＨは第１の切換スイッチ１によって周
期的にその極性が切り換えられ、続いて電圧電流変換器
によって電流に変換される。この電流に信号源１５から
得られる基準電流ＩＲ／２が加算される。この加算信号
は第２の極性切換スイッチ５によって第１の周期的な極
性切換に同期して周期的にその極性が切り換えられ、続
いてコンデンサＣで積分される。比較器６がこのコンデ
ンサｕＣを監視し、定電流源１０により得られる基準？
ｌｌｔ流ＩＲをオン、オフさせる切換スイッチ９をフリ
ップフロップ７を介して制御する出力分周＄８において
Ｄフリップフロップ７から得られる出力信号の周波数か
ら基準周波数ｆＲ／２が減算される。さらにクロック発
生器１１、シュミットトリガ１３ｉ１びに２つの分周器
１２．１４が設けられ１本発明によって極性切換時点コ
ンデンサに存在する残留電荷によって出力周波数が不規
則になることなく、等しい長さの半周期で有効信号の極
性を周期的に切り換え、従って０電圧によって起こされ
る変換誤差を完全に抑圧することが可能になる。

［実施例］ 以下図面に示す実施例に従って本発明の詳細な説明する
。各図において同一符号は同一部材を示し、重複する説
明は省略されている。

各実施例装置の全ての部品は、例えば０ＭＯ３技術を用
いて作られ、それぞれ基準電位がアース電位である正の
直流電圧Ｗｏｏ並びに負の直流電圧−ＩＶｓｓｌが供給
される。この直流電圧ｖｏｏ並びに−１Ｖｓｓｌは、例
えばよく知られているように交流電圧網ｕＮから整流器
を介して得られる。この整流器ならびに直流電圧Ｗｏｏ
ならびに−ＩＶｓｓｌは常に設けられているが１図面を
明瞭にするために、これらは図示されていない。

また、各図面において、必要に応じて設けられる接続線
に並びに部品は点線で図示されており、また立ち上がり
端で制御されるクロック入力端子は全て図面で白い三角
印で示され、一方立ち下がり端で制御される全てのクロ
ック入力端子は黒い三角印で図示されている。

変換すべき信号ｕＨは、例えば電圧などの測定信号ある
いは電流と電圧の積に対応する電力のような測定信号か
ら得られる信号である。

第１図〜第３図に図示された３つの実施例は同様に構成
されており、その入力部が異なるだけである。３つの実
施例はそれぞれ第１の極性切換スイッチｌと後段に接続
された回路２から構成される。各実施例において、回路
２には電圧電流変換器３並びにその後段に接続された回
路４が設けられ、電圧電流変換器３の入力端子が回路２
の入力端子となっている０回路４はいずれの場合も第２
の極性切換スイッチ５、コンデンサＣ１比較器６、Ｄフ
リップフロップ７、出力分周器８、切換スイッチ９．定
電流源１０、クロック発生器１１、クロック分周器１２
、必要に応じて設けられるシュミットトリガ１３、また
同じく必要に応じて設けられる切換分周器１４から構成
されている。

第１図に図示した第１の実施例の回路２には、一方の端
子が電圧電流変換器３のアースと反対側の端子と接続さ
れ、また他方の端子が正の直流電圧Ｖｏｏと接続される
定電流源１５が設けられる。

第２図に示した第２の実施例では、回路２にさらに第１
の端子が加算素子１７の第１の端子と接続され、第２の
端子がアースに接続される定電圧源１６が設けられる。

加算素子１７の第２の入力端子は回路２のアースと接続
されていない入力端子となっており、また加算素子１７
の出力端子は電圧電流変換器３のアース側ではない入力
端子に接続されている。

第３図に図示した第３の実施例では、第１の切換スイー
、チ１と回路２の間に増幅器１９とカスケード接続され
たバイパスフィルタ２０から成る高域増幅器１８が接続
される。

３つの実施例において極性切換スイッチ１．５並びに電
圧ＴＬ疏変換器３の入出力端子は全て２極であり、電圧
電流変換器３と極性切換スイッチ５のそれぞれ一方の入
力端子はアースに接続されている。ｖＪ換スイッチ５の
２極入力端子は回路４の２極入力端子となっている。切
換スイッチ５の出力端子はコンデンサＣに接続される。

コンデンサの第１の端子は比較器６の非反転入力端子と
接続されると共に、切換スイッチ９の動作接点を介して
定電流源１０の一方の端子と接続され、またコンデンサ
の他の端子は比較器６の反転入力端子と接続されると共
にスイッチ９の非動作接点を介して定電流源１０の第１
の端子と接続される。この定電流源１０の他方の端子に
は負の直流電圧−１Ｖｓｓｌが接続される。比較器６の
出力端子はＤフリップフロップ７のＤ入力端子と接続さ
れ、フリップフロップ７のＱ出力端子は切換スイッチ９
０制御入力端子に接続されると共に出力分周器８の入力
端子に接続される。

クロック発生器１１の出力端子は１例えば６つの出力端
子をもつクロック分周器１２の入力端子と接続される０
分周器１２の第１の出力端子は周波数ｆＲ／２のクロッ
ク信号Ｐが発生し、出力分周器８の第２の入力端子に接
続される。また周波数ｆＲのクロック信号りが発生する
分周器１２の第２の出力端子はＤフリップフロップのク
ロック入力端子並びに出力分周器８の第１のクロック入
力端子と接続される。また、周波数ｆＲ／１２８のクロ
ック信号Ｔが発生する第３の入力端子は出力分周器８の
第２のクロック入力端子接続される。また、分周器１２
の周波＠２ｆＲのクロック信号Ｙが発生する第４の出力
端子は出力分周器８の第３のクロック入力端子と接続さ
れ、また周波ｆｉｆＲ／３２のクロック信号Ｅが発生す
る分周器１２の第５の出力端子は必要に応じて設けられ
るもので、例えば第６図に図示した電気計器に用いられ
る。また、この出力信号は回路２の必要に応じて設けら
れるクロック出力端子２１と接続される。

例えば５０Ｈｚあるいは８０Ｈｚの交流電圧Ｎがシュミ
ットトリガ１３の入力端子に供給される。このシュミッ
トトリガの出力端子は切換分周器１４の入力端子と接続
される０両切換スイッチ１．５の互いに接続された制御
入力端子には切換分周器１４の出力信号によって切換信
号Ａか、あるいはクロック分周器１２の第６の出力端子
によって切換信号Ｂが供給される。切換信号Ｂを用いる
場合にはシュミットトリガ１３と切換分周器１４を省略
することができるのはもちろんである。出力分周器８の
４つの出力端子のうち、その２つは同時に回路２の信号
出力端子２２ａ。

２２ｂとなっており、出力端子２２ａには信号ｕＨの正
の値に対応する信号Ｍが、また出力端子２２ｂには信号
ｕＨの負の値に対応する信号Ｍ１が発生する。

極性切換スイッチ１．５は同様に構成されており、例え
ば０ＭＯ５技術で作られる半導体アナログスイッチであ
る２極切換スイツチから構成される。極性切換スイッチ
１，５の第１の入力端子はその非動作接点を介して第１
の出力端子に接続されると共に動作接点を介して第２の
出力端子と接続され、また切換スイッチ１．５の第２の
入力端子は第２の出力端子に接続されると共に非動作接
点を介して第１の出力端子と接続される。切換スイッチ
９は単極であり、例えば０ＭＯ５技術を用いて作られる
従来の半導体アナログスイッチである。

クロック分周器１２並びに切換分周器１４は、例えば従
来の２進カウンタを用いて０ＭＯ５技術によって作られ
、Ｘを整数として２Ｘによる同期分周を行なう。

クロック発生器１１は例えば水晶発振器であリ、２１５
Ｈｚ＝３２　、７８８ＫＨｚの矩形波パルスを発生する
。

この周波数は、クロック分周器１２によって２゜２．２
，２，２．２のようにｍで分周し、周波数が２ｆＲ＝２
Ｈｚのクロック信号Ｙ、ｆＲ＝２Ｈｚｃ７）クロック信
号り、ｆＲ／２＝２Ｈｚのクロック信号Ｐ、ｆＲ／３２
＝２Ｈｚのクロック信号Ｅ、ｆＲ／６４＝２″Ｈｚの切
換信号Ｂ、ｆＲ／１２８＝２’Ｈｚのクロック信号Ｔを
それぞれ形成する。

交流電圧Ｎはシュミットトリガ１３において、同じ周波
数の周期的な矩形波パルス信号に変換される。シュミッ
トトリガ１３のしきい値は、切換分周器１４において切
換が交流電圧Ｎのθ点通過時に正確に行なわれるように
選ばれる。切換分周器１４において、例えば５０Ｈｚな
いし６０Ｈ２の周波数はｎを整数として、例民ば２とし
てｎで分周され、周波数が１２．５Ｈｚないし１５Ｈｚ
の切換信号Ａを発生する。従って両極性切換スイッチ１
．５は周波数が１２．５Ｈｚあるいは１５Ｈｚの切換信
号Ａあるいは周波数が１８Ｈｚの切換信号Ｂによってそ
れぞれ周期的に同期して切り換えられる。従ってシュミ
ットトリガ１３並びに切換分周器１４あるいはクロック
発生器１１とクロック分周器１２によって両極性切換ス
イッチ１．５を周期的に切り換える切換信号Ａ、Ｂを発
生させる制御回路が構成される。

通常電圧電流変換器３には不可避的なＯ電圧（オフセッ
ト電圧）Ｕｏが含まれており、このＯ電圧は第１図およ
び第２図ではＯ電圧のない理想的な電圧電流変換器３ｂ
の入力端子に直列に接続される電圧源３ａとして図示さ
れている。従ってこの電圧源３ａと理想的な電圧電流変
換器３ｂが電圧電流変換器３を構成する。Ｄフリップフ
ロー２プ７は例えば立ち下がり端によって制御される。

３つの全ての実施例において変換すべき信号ＵＨは電圧
の形で切換信号ＡあるいはＢで制御される極性切換スイ
ー２チ１の入力端子に供給される。

極性切換スイッチｌは信号ｕＨの極性を周期的に切り換
える。切換信号ＡないしＢの奇数の全ての半周期では、
切換スイッチｌの出力に信号＋ｕＨが、また偶数の全て
の半周期には信号−ｕＨが現れる。

第１図に図示した第１の実施例では、周期的に極性の切
り換えられた信号±ｕＨは電圧電流変換器３によってそ
れに比例した電流４３号±ｉＨに変換される。この電圧
電流変換後、積分する前に一定の基準信号である直流Ｉ
Ｒ／２が電圧電流変換器３の出力に供給され、電流信号
±ｉＨに加算されて加算信号上ｉＨ＋ＩＲ／２が形成さ
れる。この直流ＩＲ／２は定電流源１５によって形成さ
れる。

第２図に図示した第２の実施例では、周期的に極性が切
り換えられた信号±ｕＨに一定基準信号となる直流電圧
ＵＲ／２が加算素子１７によって加算される。このよう
にして得られた加算信号上ｕ　Ｈ＋　Ｕ　Ｒ／　２は、
Ｕが電圧電流変換器３によってそれに比例した信号±ｉ
　Ｈ＋　Ｉ　Ｒ／　２に変換される。この場合、電流信
号±ｉＨは信号上ｕＨに、また直流電流ＩＲ／２は直流
電圧ＵＲ／２に対応する。直流電圧ＵＲ／２は定電圧源
１６によって形成される。

従って、第１と第２の実施例では、極性切換スイッチ５
の入力電流は加算信号±ｕ　Ｈ＋　Ｕ　Ｒ／　２ないし
±ｉ　Ｈ＋　Ｉ　Ｒ／　２に比例する信号±ｉＨ＋ＩＲ
／２となる。電圧電流変換器３とコンデンサＣ間に配置
された極性切換スイッチ５はこの信号の極性を信号ｕＨ
の周期的な極性切換に同期して周期的に反転させるので
、コンデンサＣには極性切換スイッチ５から常に電流ｉ
　Ｈｆ：　Ｉ　Ｒ／　２が供給される。このように周期
的に２回極性の切り換えられたｕＨに比例したｉＨが、
コンデンサＣで積分される。

すでに述べたように、電圧電流変換器３には通常０電圧
ｔｒｏがあり、この０電圧は電圧電流変換器３の出力で
はそれに比例した電流ＩＯに対応するので、極性切換ス
イッチ５の入力電流は実際には±ｉＨ＋　Ｉ　Ｒ／　２
ではなく、±ｉＨ＋ＩＲ／２　＋　Ｉ　ｎとなる。

基準信号ＵＲ／２ないしＩＲ／２め値は定電流源ｌＯに
よって得られる基準電流ＩＲの半分の値に対応し、同時
にＵＲ／２＞ｌ±ｕＨ＋Ｕｏ　ｌないしＩ　Ｒ／２＞　
ｌ±ｉＨ＋Ｉ□　ｌの条件を満たさなければならない。

言い換えると、一定の基準信号ＵＲ／２ないしＩＲ／２
の値は、周期的に切り換えられた信号±ｕＨないし±ｉ
Ｈの振幅ｕＨないしｉＨのＯ電圧ｔｒｏの影響Ｕｏない
しＩＯを加算した値よりも大きくなければならない。

信号ｕＨに比較した０電圧ｔｒｏないし電流ｉＨに比較
した電流ＩＯは通常きわめて小さいので、電流Ｉｏが占
める信号レベルはごく僅かなものとなる。Ｏ電圧Ｕｏに
対する信号ｕＨの値が非常に小さいような利用例の場合
には、信号ｕＨに残存している信号レベルは最大の信号
レベルＵＲ／２ないしＩＲ／２に比較して許容できない
ほど小さなものとなる。従って、動的特性を向上させる
ために第３図に示した第３の実施例では、周期的に極性
の切り換えられる信号±ｕＨは回路２に供給される前に
高域増幅器１８において交流電圧的に増幅され、それに
よって信号電流ｉＨの電流ＩＯに対する比ないし信号ｕ
Ｈの０電圧Ｕｏに対する比が向−ヒする。高域増幅器１
８は直流電圧の増幅は行なわないか、あるいはきわめて
僅かしか行なわず、これは例えば高域増幅器１８にバイ
パスフィルタ２０を設けることによって実現される。

高域増幅器１８の時定数は充分小さな値に選ばれ、増幅
された矩形波の信号±ｕＨはきわめて小さなひずみで伝
達される。第３の実施例において回路２は第１図あるい
は第２図に図示した構成を有する。

各実施例において、電圧電流変換器３並びにコンデンサ
Ｃによって積分器３．Ｃが形成される。

この場合信号源１５．１６はそれぞれ入力部に配置され
る。積分器３．Ｃの後段に接続された比較器６は出力電
圧、すなわちコンデンサ電圧ｕＣを監視し、しきい値よ
り上回った場合あるいは下回った場合に定電流源１０か
ら供給される一定の基準電流ＩＲをＯＮあるいはＯＦＦ
させ、同時に矩形波の出力パルスを発生させる。信号ｕ
Ｈが一定で正であり、また０電圧ＵｏがＯである場合の
コンデンサ電圧ｕＣの特性が第４図の第２番目に図示さ
れている。この場合、コンデンサ電圧ｕＣが調波形状と
なり、その信号端部は全て一定の傾斜を有し、正並びに
負の端部はそれぞれ平行に伸びている。

Ｄフリップフロップ７によって制御されるスイッチ９は
基準電流ＩＲを０Ｎ−ＯＦＦさせる働きをする。すでに
述べたように、極性切換スイッチ５によってコンデンサ
ＣにはｉＨ±ＩＲ／２±ＩＯの電流が供給される。但し
、十の符号は切換信号ＡないしＢの奇数の半周期を、ま
たーの符号は偶数の半周期を示している。まずＤフリッ
プフロップ７の出力信号Ｆが論理値「０」を有する場合
には、切換スイッチ９は最初第１図に図示した位置を占
める。定電流源ｌＯは極性切換スイッチ５が第１図に図
示した位置をとる信号Ａ、Ｂの奇数半周期の間は、常に
この瞬間アースに接続された端子と接続されるだけであ
る。定電流源ｌＯの基準電流ＩＲはアースに流れ、コン
デン２ｃを充電させることができない、従って、信号Ａ
、Ｈの奇数半周期の間はコンデンサＣは極性切換スイッ
チ５から来る電流ｉ　Ｈ＋　Ｉ　Ｒ／　２　＋　Ｉ　ｏ
で充電される。それにより比較器６によって監視される
コンデンサＣの電圧ｕＣが上昇する。比較器６の入力し
きい値は、例えばＯｖである。電圧ｕＣが比較器６のこ
のしきい値より大きくなると、その出力信号には「０」
からｒｌＪの論理値になる。この比較器６の出力信号に
の波形が第４図の第３番目に図示されている。信号にの
状態変化はクロック信号りの次の立ち下り端でＤフリッ
ププロップ７に取りこまれる。Ｄフリップフロップ７の
機能は、比較器６の矩形波出力信号Ｋを、その周波数＋
　　　　　１０ がすでに述べたよフに２Ｈｚであるクロック信号りに同
期させることである。クロック信号りの波形が第４図の
１番目に、またＤフリップフロップ７の出力信号Ｆの波
形が４番目に図示される。Ｄフリップフロップ７によっ
て値が変化すると、出力信号Ｆによってスイッチ９を切
り換え、第１図で図示したものと反対の位置にさせる。

これによって、定電流源ｌＯの基準電流ＩＲはコンデン
サＣを通って流れることになる。

このようにして、コンデンサＣの充電電流はｉＨ＋ＩＲ
／２＋Ｉｏ　　ＩＲ＝ｉＨ−ＩＲ／２＋Ｉ。

となり、Ｉ　Ｒ／２の符号が変化することになる。

すでに述べたようにＩ　Ｒ／２＞　ｌ　ｉ　Ｈ＋　Ｉｏ
　ｌの条件があるので、充電電流は負となる。

コンデンサＣの電流ｕＣが減少して比較器６のしきい値
よりも小さくなると、その出力信号Ｋが再び元の論理値
「０」となる、この振動変化はクロック信号りの次の立
ち上り端でＤフリップフロップ７に取り入れられ、切換
スイッチ９が再び元の位置となるので、新たなサイクル
が開始される。これは切換信号Ａ、Ｈの奇数の半周期が
終了するまで緑り返される。このように、出力信号Ｆの
各パルスに対し基準電流ＩＲによって起されたコンデン
サＣの放電が対応している。

切換信号Ａ、Ｂの各奇数半周期の終了時、両極性切換ス
イッチ１，５は信号Ａ、Ｂより同期して切り換えられる
ので、それぞれ第１図にｉ示したのと逆の位置をとるこ
とになる。極性切換スイッチ５の切換によってコンデン
サＣ並びに定電流源ｌＯの作用も切り換えられることに
なる。この場合、定電流源１０は第１図に図示した位置
にスイッチ９があるとコンデンサＣと接続されるので、
今度は充電されることになる。切換信号Ａ。

Ｂの偶数半周期の開始時、スイッチ９が第１図に図示し
た位置にあると仮定すると、コンデンサＣは極性切換ス
イッチ５によって電流１Ｈ−ＩＲ／２　　Ｉｏと定電流
源ｌＯによる基準電流ＩＲによって充電される。

従って、充電全体の充電電流は １Ｈ−ＩＲ／２−Ｉｏ　＋ＩＲ＝ｉＨ＋ＩＲ／２−Ｉ。

となる。コンデンサ電流ｕＣが上昇して比較器６のしき
い値より大きくなると、その出力信号にの値が「０」か
ら「１」の論理値に変わる。この変化によって、すでに
述べたように切換スイッチ９が切り換わり、定電流源１
０がコンデンサＣのアース端子と接続される。それによ
りコンデンサＣは極性切換スイッチ５によって電流１Ｈ
−ＩＲ／２−ＩＯによって充電される。この値はｉＲ／
２＞ｌ±ＩＨ＋１．ｌの条件があるので負の値となる。

コンデンサ電圧ｕＣは減少し、その値が比較器６のしき
い値よりも小さくなると、出力信号が再び「０」の論理
値に変わり、それによって切換スイッチ９は元の値の位
置に戻るので、新しいサイクルが開始される。これは切
換信号Ａ、Ｂの偶数半周期が終了するまで繰り返される
。

以上を要約すると、切換信号Ａ、Ｂの奇数半周期ではコ
ンデンサＣは交互にｉ　Ｈ＋　Ｉ　Ｒ／　２　＋ＩＯの
電流で充電され、１Ｈ−ＩＲ／２＋Ｉｏの電流で放電さ
れる。一方、切換信号Ａ、Ｂが偶数半周期にある間はコ
ンデンサＣは交互にｉＨ＋ＩＲ／２−１．の電流で充電
され、ｉ　Ｈ−Ｉ　Ｒ／２−　ＩＯの電流で放電される
０両半周期での差は電流ＩＯの符号だけである。切換信
号Ａ、Ｂはその性質を半周期の長さが正確に等しく、ま
た電流ＩＯの符号は前後する２つの半周期では異なるの
で、切換信号Ａ、Ｈの整数周期にわたって積分を行なっ
た場合あるいは充分長い時間にわたって積分を行なうと
ＩＯは相殺され、従って０電圧Ｕ。

の影響はなくなる。

各奇数半周期の開極性切換スイッチ５から電流ｉ　Ｈ＋
　Ｉ　Ｒ／　２　＋　Ｉ　ｏによってコンデンサＣに流
れる電荷は定電流源１５を接続することによってそれぞ
れ所定の電荷量ＱＲ＝Ｉ　Ｒ／ｆＲだけコンデンサから
除去され、同時にＤフリップフロップ７のＱ出力端子に
電荷当たり矩形波パルスを発生する。また、各偶数半周
期の開極性切換スイッチ５からの電流ｆ　ＨＩ　Ｒ／　
２−　Ｉ　ｏの電流によってコンデンサＣから除去され
る電荷は定電流源１０を接続することによってそれぞれ
所定の電荷ｆＢ、　Ｑ　Ｒごとにコンデンサに供給され
るので、コンデンサＣの全体の充電電流は（ｉ　Ｈ−Ｉ
　Ｒ／　２−Ｉ　ｏ　）　＋　Ｉ　Ｒ＝　ｉ　Ｈ＋　Ｉ
　Ｒ／　２−　Ｉ　ｏとなり、この場合もＤフリップフ
ロップ７のＱ出力端子に電荷当り１つの矩形波パルスが
発生する。このようにして、Ｑ出力に現れる各パルスは
基準電流ＩＲによってコンデンサＣに供給され、ないし
はコンデンサＣから取り除かれる所定の電荷量を表す尺
度となる。コンデンサＣの極性切換によって充電電流ｉ
Ｈ＋ＩＲ／２±Ｉｏの極性は変わらないので、従って周
期的な極性切換時コンデンサＣになお存在する残留電荷
は次の半周期で正しい極性で処理されるので、残留電荷
によって生じる出力周波数の変動が発生することはない
。

積分と比較器６によって形成されたＤフリップフロップ
７の出力信号Ｆは、矩形波パルスから成っている。この
パルスの平均周波数ｆＦは電流ｉＨ＋ＩＲ／２に比例し
、従って周波数ｆＦＬ／２を基準信号ＵＲ／２、ないし
ＩＲ／２の値に対応する周波数とすると、ｆＲ／２の周
波数だけ大きくなる０周波数ｆＲ／２は、またクロック
信号Ｂの矩形波パルスの周波数でもある。装置から電流
信号ｉＨに比例し、従ってまた信号ｕＨにも比例した出
力信号のみを取り出すためには出力信号Ｆの周波ａｆＦ
からクロック信号Ｂの基準周波数ｆＲ／２を引き算しな
ければならない、これは、出力分周器８で構成される可
逆カウンタを設け、Ｄフリップフロップ７の出力信号Ｆ
のパルスによって正方向に、またクロックパルスＰによ
って逆方向にカウントすることにより行なわれる。同時
に出力分周器８は周波数の差ｆＦ−ｆＲ／２をＫの数で
割り算する。出力周波数８の構成が第５図に図示されて
いる。

第５図に図示した出力分周器８は、イクスクルーシブオ
アゲート２３、ｉｌのアンドゲート２４、第１のカウン
タ２５、第１の７リツプフロツプ２６、第２のフリップ
フロップ２７、第３のフリップフロップ２８、第２のア
ンドゲート２９、第３のアントゲ−）３０ａ、第４のア
ンドゲート３０ｂ、第５のアンドゲート３０ｃ、第１の
インバータ３０ｄ、第２のインバータ３１、第３のイン
バータ３２、第６のアンドゲート３３、第２のカウンタ
３４から構成される。第１のカウンタ２５は２進可逆カ
ウンタであり、例えばＵ／Ｄ入出力端子に「１」の値が
発生すると正方向にカウントし、「０」の論理値が発生
すると逆方向にカウントする。全てのフリップフロップ
２６〜２８は、例えばＤフリップフロップである。アン
ドゲート３３とカウンタ３４は単安定マルチバイブレー
タ３５を構成する。カウンタ２５、フリップフロップ２
６、フリップフロップ２７のクロック入力端子は立ち上
り端により、またフリップフロップ２８とカウンタ３４
のクロック入力端子は立ち下り端により制御される。フ
リップフロップ“２８、アンドゲート３０ａ、単安定マ
ルチバイブレータ３５は、特に電気計器に用いた場合に
意味を持つ無負荷防止回路２８，３０ａ、３５を構成す
る。

出力分周器８の第１の信号入力端子はイクスクルーシブ
オアゲ・−ト２３の第１の入力端子と接続され、Ｄフリ
ップフロップ７の出力信号Ｆにより駆動される。その第
２の信号入力端子はイクスクルーシブオアゲート２３の
第２の入力端子、カウンタ２５のＵ／Ｄ入力端子、フリ
ップフロップ２７のＤ入力端子にそれぞれ接続され、ｆ
Ｒ／２のクロック信号Ｐが入力される。また分周器８の
第１のクロック入力端子はアンドゲート２４の第１の入
力端子と、またインバータ３２を介してアンドゲート２
９の第１の入力端子と接続され、周波数ｆＲのクロック
信号りが入力される。またその第２のクロック入力端子
はアンドゲート３３の第１の入力端子に接続され、周波
数ｆＲ／１２８のクロック信号Ｔが入力される。またそ
の第３のクロック入力端子はフリップフロップ２６のク
ロック入力端子と接続され、周波数２ｆＨのクロック信
号Ｙが入力される。

イクスクルーシブオアゲート２３の出力端子はアンドゲ
ート２４の第２の入力端子と接続され。

アンドゲート２４の出力端子はカウンタ２５のクロック
入力端子と接続される。カウンタ２５の桁上げ出力ＣＯ
はフリッププロップ２６のＤ入力端子と接続され、フリ
ップフロップ２６の互出力端子はアンドゲート２９の第
２の入力端子、フリップフロップ２７のクロック入力端
子並びにフリップフロップ２８のクロック入力端子に接
続される。アンドゲート２９の出力端子はアンドゲート
３０ａの第１の入力端子、カウンタ２５のロード入力端
子ＰＥ、カウンタ３４のリセット入力端子ＲＥに接続さ
れる。またフリップフロップ２７のＱ出力端子はカウン
タ２５の並列入力端子ＰＩ〜Ｐ４、アンドゲート３０ｂ
の第１の入力端子並びにインバータ３１を介してカウン
タ２５の並列入力端子Ｐ５．さらにインバータ３０ｄを
介してアンドゲート３０ｃの第１の入力端子とそれぞれ
接続される。またフリップフロップ２８のＱ出力端子は
アンドゲート３０ａの第２の入力端子と接続され、その
アンドゲートの出力端子はアンドゲート３０ｂ、３０ｃ
の第２の入力端子とそれぞれ接続され、またアンドゲー
ト３３の出力端子はカウンタ３４のクロック入力端子と
接続され、そのカウンタのＱ１２出力端子はアンドゲー
ト３３の第２の入力端子並びにフリップフロップ２８の
反転リセット入力端子と接続される。フリップフロップ
２８のＤ入力端子には「１」の論理値が発生し、アンド
ゲート３０ｂ、３０ｃの出力端子は信号Ｍ、Ｍｌが現れ
る出力分周器８の両出力端子となる。

カウンタ２５は同時に正方向並びに逆方向にカウントす
ることができないので１分周器８の再入力端子に同時に
現れる信号Ｆとクロック信号Ｐはイクスクルーシブオア
ゲート２３を用いて排除される。これはカウンタ２５の
カウンタ値に悪い影響を及ぼすことはない、というのは
可逆カウンタはカウント値０を発生させることはないか
らである。

イクスクルーシブオアゲート２３の出力端子には両信号
Ｆ、Ｐが異なる時のみ論理値ｒＬＪが発生する。アンド
ゲート２４は、イクスクルーシブオアゲート２３の出力
パルス期間をクロック信号りのそれに同期させるための
パルス整形器である。第４図にはクロック信号Ｐの波形
が第５番目に、またイクスクルーシブオアゲート２３の
出力信号Ｓの波形が第６番目に、アンドゲート２４の出
力信号Ｗが第７番目に図示されている。クロック信号Ｐ
と出力信号Ｗは出力分周器８の他の出力端子に導かれる
。カウンタ２５は、Ｕ／Ｄ入力端子にｒｌＪのクロック
信号Ｐが発生した時に、アンドゲート２４の出力パルス
を正方向にカウントし、またクロック信号Ｐが論理値「
０」を有する時、逆方向にカウントする。カウンタ２５
の出力端子ＣＯに現れる負に向かうパルスはクロック信
号Ｙの次の立ち一ヒがり端によりフリップフロップ２６
に取り入れられ１通常フリップフロップ２６のＱ出力端
子の正のパルスよりも幾分遅れて現れる。そのパルス期
間は次のアンドゲート２６によって反転クロック信号り
によりそのパルス期間に制限される。すなわちアンドゲ
ート２６は同様にパルス整形器として動作する。ノイズ
あるいは信号ｕＨの極性が時間的に変わることにより、
計数方向が一時的に変化するので、カウンタ２５の初期
値は、通常行なわれるような正方向計数時ｏ＝ｏｏｏｏ
ｏで、また逆方向計数時最大値３１＝１１１１１のよう
に選ぶのではなく、カウント領域の中央値、すなわち逆
方向計数時前に状態ｏｏｏｏｏが得られた時（Ｐ＝ｒＯ
」）には１６＝１００００の値に、また正方向計数待状
態１１１１１が得られた時（Ｐ＝ｒｌＪ）には。

１５＝０１１１１の値に選ばれる。これは、フリッププ
ロップ２６の出力パルスの各立ち上り点ごとにクロック
パルスＰの論理値をフリッププロップ２７に取り入れ、
そのＱ出力を介してカウンタ２５の並列ロード入力を行
ない、Ｐ＝「０」の時には２進値１００００＝１６ある
いはＰ「１」の時には２進値０１１１１＝１５をカウン
タ２５の並列入力端子Ｑ５．Ｑ４．Ｑ３゜Ｑ２．Ｑｌに
入力させることによって行なわれる。アンドゲート２９
の出力パルス毎にロード入力端子ＰＥにより初期値がカ
ウンタ２５にロードされ、同時にリセット端子ＲＥによ
りカウンタ３４が０にリセットされる。カウンタ２５が
ロードされると再びその出力端子ＣＯに論理値ｒｌＪが
現れ、これは通常少し遅延してフリップフロップ２６に
取り入れられ、それによりそのＱ出力に現れる正のパル
スがなくなる。それによりアンドゲート２９の出力パル
スも終了する。

フリップフロップ２８がまだ論理値ｒｌＪでロードされ
ない場合には、フリップフロップ２６のＱ出力端子に現
れるパルスの立ち下がり端によってそれが行なわれ、そ
れによりフリップフロッゾ２８のＱ出力によりアントゲ
−）３０ａが動作される。しかし、すでに述べたように
、同時にアンドゲート２９の出力パルスが終了するので
、この出力パルスは出力分周器８の出力端子には現れな
い、というのはアントゲ−）３０ａが遅れて動作される
からである。カウンタ３４のリセットはアンドゲート２
９の出力パルスにより行なわれ、カウンタのＱ１２出力
端子には論理値「１」が現れ、アンドゲート３３が動作
される。

アンドゲート２９の出力パルスが終了すると、カウンタ
３４はクロックパルスＴ４のパルスをカウントし始める
。カウンタ３４がアンドゲート２９の出力パルスによっ
そＯにリセットされない場合には、Ｑ１２出力に論理値
「０」が現れるまでカウントを継続する。論理値「Ｏ」
が現れるとフリッププロップ２８がリセットされるとと
もに７ンドゲート３３が遮断され、カウンタ３４の計数
が終了する。論理値「０」はクロック信号Ｔの期間１２
８／ｆ　Ｒの２１２−１　＝　２１＋周期の後、カウン
タＢ ３４のＱ１２出力に現れる。すなわち２／ｆＲ秒後に現
れ、ｆＲ＝２”Ｈｚで２ｇ＝　２５６秒の期間が得られ
る。

無負荷防ｌ−回路２８，３０ａ、３５はｔを２５６秒以
上として長い時間を経た後でもカウンタ２５の出力端子
ＣＯに現れるパルスが出力分周器８の出力端子に出るの
を防【トするためのものである。２５６秒後にフリップ
フロップ２８はカウンタ３４の出力信号によりＯにリセ
ットされるので、アンドゲート３０ａは遮断される。信
号ｕＨが装置の出力に現れる通常駆動時には、フリップ
フロップ２６のＱ出力端子に現れる正のパルスは出力分
周器８の出力端子に出力されない（初期エラー）が、そ
の負の立ち下がり端で論理値ｒｌＪが、フリップフロッ
プ２８にロードされるので、アンドゲート３０ａは以下
のパルスに対して作動されることになる。これはアンド
ゲート２９の各出力パルス毎に２５６秒経過前にカウン
タ３４がリセットされることによる。これによりカウン
タ３４は常にＯ値から計数を始めるので、Ｑ出力端子に
はｒＱＪの論理値は現れることはなく、従うてまたフリ
ップフロップ２８も０にリセットされることはない、こ
のようにアンドゲート３０ａは、２５６秒経過前にパル
スが現れなくなるまで動作される。カウンタ２５、フリ
ップフロップ２６、アンドゲート２９、アントゲ−）３
０ａの出力パルスの平均周波数はこの場合信号電流ｉＨ
５従ってまた信号ｕＨに比例することになる。

これに対し装置の入力端子に信号ｕＨが現れない無負荷
駆動の場合には、わずかのノイズ信号でも非常に長い時
間積分が行なわれることにより、アンドゲート２９の出
力にパルスが発生することがあり得る。しかしアンドゲ
ート３０ａが遮断されていることにより、出力分周器８
の出力には現れることはなく、また無負荷パルスの幅も
最初は常に２５６秒よりも長いので、他の無負荷パルス
も出力に現れることはない、すなわちカウンタ３４は、
パルスによりＯにリセットされる前に常にその出力Ｑ１
２に論理値「Ｏ」を発生させるだけの充分な時間があり
、それによりフリップフロップ２８は常にＯにリセット
され、次のパルスが現れる前にアンドゲート３０ａを遮
断していることになる。

フリップフロップ２７の出力信号は、信号ｕＨがどの極
性であるかを示しており、信号ｕＨが正の場合にはアン
ドゲート３０ｂが動作し、アンドゲート３０ａの出力信
号はＭとしてアンドゲート３０ｂの出力に現れる。−力
信号ｕＨが負の場合にはアントゲ−）３０ｃが動作し、
アンドゲート３０ａの出力信号はＭｌとしてアンドゲー
ト３０ｃの出力端子に現れる。

電気計器の場合ｕＨは、ｕＮをエネルギー供給源の有効
電圧、ｉＬを負荷電流としてｕＮｓｉＬに比例する。第
６図に図示した電気計器は、極性切換スイッチｌ、掛は
算器３６．上述した回路２、必要に応じて設けられる分
周器３７、インターフェース回路３８、ステッピングモ
ータ３９、表示器４′０、発光ダイオードＤ１で示した
光学部から構成される。電源電圧ｕＮはそれぞれ２極で
極性切換スイッチの入力端子並びに回路２の入力端子に
入力される０回路２には交流制御電圧Ｎが供給されてい
る。負荷電流ｉＬに比例する電圧ｕＬは２極で、掛は算
器３６の第１の入力端子に入力され、切換スイッチｌの
出力端子は２極で、その第２の入力端子に接続される。

掛は算器３６の出力端子は２極で、回路２の入力端子に
供給され、その一方の極はアースに接続されている。

回路２の出力端子２２ａは分間器３７のクロック入力端
子並びにインターフェース回路３８のリセット入力端子
に接続される。また回路２の出力端子２１はインターフ
ェース回路３８のクロック入力端子と、また分周器３７
の出力端子はインターフェース回路３８の信号入力端子
に接続され、また切換信号Ａ、Ｂが現れる回路２の出力
端子は、切換スイッチ１の制御入力端子と接続される。

インターフェース回路３８の出力端子は表示器４０を機
械的に駆動するステッピングモータ３９の端子と接続さ
れる。インターフェース回路３８の他の出力端子はアノ
ードに正の供給電圧Ｖｏ。

が印加される発光ダイオードＤｉのカソードと接続され
る。電気計器が正のエネルギーだけを測定する場合には
、回路２の出力端子２２ｂは接続されない、第６図に図
示したように、掛は算器３６の前に切換スイッチｌを接
続する代わりに、掛は算器３６の後に極性切換スイッチ
を接続することもできる。いずれの場合も入力信号±ｕ
Ｈは±ｕＮ＠ｉＬの積に比例する。掛は算器３６は例え
ばホール素子であり、分周器３７はプログラム可能であ
る。

極性切換スイッチｌは第６図で電源電圧ｕＮを周期的に
極性が切り換えられた電圧±ｕＮに変換し、この電圧が
掛は算器３６において電圧ｕＬと掛は算されるので、回
路２の入力端子には±ｕＮｓｉＬの積、従って電力に比
例する電圧±ｕＨが発生する。この電圧±ｕＨは回路２
において積分され、電力に比例する出力周波数が形成さ
れる０回路２の出力端子２２ａに現れる矩形波の周波数
は、必要に応じて分周器３７でｈで分周され、このよう
にして得られた矩形波パルスが後段のインターフェース
２８において時間的並びに電圧的に処理され、ステッピ
ングモータ３９を制御する。各パルスを受は取るごとに
ステッピングモータ３９はｌステップ歩進する１例えば
３００ステツプ数の後に、表示器４０によって示される
値はｌだけ増分する。電気機械的な表示装置４０に代わ
り、電子的な表示１発光ダイオードや液晶を用いた表示
も用いることができる。この場合には、ステッピングモ
ータ３９並びにインターフェース回路３Ｂを省略するこ
とができるが、更に分周器やメモリが必要となる０発光
ダイオードＤ１は１例えば信号Ｍのパルスに同期して点
滅するので、パルス周波数を光学的に測定することがで
きる。

第１図に図示した回路２は第７図に図示したような好ま
しくは１つの石に集積される形で構成される。第７図で
は特に、電圧電流変換器３と定電流源１０．１５の構造
が詳細に図示されており。

他の部分は簡略的に図示されている０両定電流源１０．
１５並びに電圧電流変換器３に含まれる電源はそれぞれ
演算増幅器、電界効果トランジスタ及び少なくとも１つ
の抵抗から構成され、その場合、抵抗値によって電流源
の出力電流の値が定められる。このような精密な電流源
の構成は、例えば「アドバンストエレクトロニックサー
キット」ティーツェ及びシェンク、スプリンガー出版社
、１９７８年第５７〜８３頁に記載されている。第７図
に図示した定電流源は、例えば１２３５Ｖの定電圧源４
１が必要であり、この定電圧源の正の端子には正の供給
電圧ＶＯＯが、また負の端子は３つの演算増幅器４２．
４３．４４の非反転入力端子にそれぞれ接続されている
。定電流源ｌＯは演算増幅器４２を有し、その出力端子
は電界効果トランジスタ４５のゲート端子に接続され、
またその第２の端子は直接演算増幅器４２の反転入力端
子と、抵抗４６を介して正の供給電圧７０口に接続され
ている。電界効果トランジスタ４５の第３の出力端子は
、定電流源１０の出力となり、基準電流ＩＲを発生する
。定電流源１０の出力端子は切換スイッチ９を介して極
性切換スイッチ５の出力端子並びにコンデンサＣの一方
の端子に接続される。

定電流１５は演算増幅器４３、電界効果トランジスタ４
７、並びに抵抗４８から構成される。

電圧電流変換器３は定電流源４９と２つの電源５０．５
１を有する。定電流源４９は演算増幅器４４、電界効果
トランジスタ５２並びに抵抗５３から構成される。電流
源５０は演算増幅！１５４、電界効果トランジスタ５５
、並びに抵抗５６から構成され、一方電流源５１は演算
増幅器５７、電界効果トランジスタ５８、抵抗５９から
構成される。電流源１５，４９，５０．５１の構成は、
定電流源１０のそれと同じであるが、電界効果トランジ
スタ５５の第２の端子は抵抗５６を介してアースに、ま
た電界効果トランジスタ５８の端子は抵抗５９を介して
負の供給電圧−ＩＶｓｓｌに接続される０回路２のアー
スと接続されていない接続端子並びに定電流源４５の出
力端子はそれぞれ演算増幅器５４ないし５７の非反転入
力端子と接続される。演算増幅器５７の非反転入力端子
は更に抵抗６０を介して負の供給電圧−ＩＶｓｓＩに接
続される。定電流源１５の出力には半分の基準電流ＩＲ
／２が発生し、これが演算増幅器５４の反転入力端子に
入力され、また電流源５０の出力が演算増幅器５７の反
転入力端子に入力される。電流源５０は電圧電流変換器
として動作し、電圧信号±ｕＨをそれに比例した電流±
ｉＨに変換する。この電流は抵抗５６に流れ、電界効果
トランジスタ５５において定電流源１５より得られる半
分の基準電流ＩＲ／２を減算する。抵抗５９において基
準電流ＩＲを発生する電流源５１において、この基準電
流ＩＲから信舟源５０の出力に発生する差電流ＩＲ／２
±ｉＨが減算されるので、電流源５１の出力、従って電
圧電流変換器３の出力端子には必要となる電流±ｉＨ＋
ＩＲ／２が発生する。Ｔ４流源５１の出力並びにアース
は、電圧電流変換器３の２極出力となり、極性切り換え
スイッチの入力端子に接続される。

第８図に図示した第４の実施例は、第２図に図示した第
２の実施例と同様に構成されるが、定電圧源１６が電圧
源として機滝する制御器６１〜６４により置き換えられ
ている。制御器６１〜・　６４の出力電圧ＵＲ／２−Ｕ
ｏは定電圧源１６の基準信号ＵＲ／２となり、電圧電流
変換器の０電圧ＵＯだけ減少した基準電圧ＵＲ／２に等
しくなる。制御器６１〜６４はイクスクルーシブオアゲ
ート６１、可逆カウンタ６２．中間メモリ６３、デジタ
ルアナログ変換器６４から構成される。可逆カウンタ６
２と中間メモリ６３の間並びに巾ｕＭメモリ６３とデジ
タルアナログ変換器６４の間にはそれぞれデータバスが
設けられている。

切り換え信号ＡないしＢが発生する回路４の出力端子は
イクスクルーシブオアゲート６１の第１の入力端子と、
また中間メモリ６３のクロック入力端子と接続される０
回路４に発生する信号Ｗ、Ｐ（第１図参照）は、この実
施例の場合可逆カウンタ５２のクロ７り入力端子ないし
イクスクルーシブオアゲートの第２の入力端子に導かれ
る（第８図参照）、イク艮クルーシブオアゲート６１の
出力端子は可逆カウンタ６２のアップダウン入力端子Ｕ
／Ｄに接続される。

第２の実施例では０電圧Ｕｏが装置の出力周波数に与え
る影響の平均値が相殺される。これに対し第４の実施例
では更にＯ電圧Ｕ、によって起される出力信号Ｍ、Ｍｌ
の周波数変動が除去される。第８図の可逆カウンタ６２
は第５図の分周奏８内のカウンタ２５と同様な動作をす
るが、可逆カウンタ６２のカウント方向は、イクスクル
ーシブオアゲートが設けられることにより、切換信号Ａ
ないしＢの偶数半周期の間は奇数半周期と逆の方向にな
るところが相違する。奇数半周期では可逆カウンタ６２
の計数値は（ｆＨ＋ｆ０）・Ｔ／２となり、偶数半周期
では−（ｆ　Ｈ−ｆ　ｏ　）・Ｔ／２となるので、切換
信号Ａ、Ｈの全体の周期Ｔでは （ｆ　Ｈ＋　ｆ　ｏ　）　　・Ｔ　／　２−（ｆ　Ｈ−
ｆ　ｏ　）　　・Ｔ／２＝２ｆｏ＠Ｔ／２＝ｆｏ＠Ｔ の値となる。ただしｆＨは信号ｕＨに対応する周波数ｆ
Ｆの部分であり、ｆＯは０電圧Ｕｏに対応する周波数ｆ
Ｆ酸成分ある。各周期Ｔの終了時、切換信号ＡないしＢ
の立ち上がり端で中間メモリ６３にロードされ、続いて
デジタルアナログ変換器６４によりアナログ値に変換さ
れる。制御回路１７．３，４．６１〜６４が過渡状態に
ある場合には、デジタルアナログ変換器６４の出力に現
れるアナログ値はＵＲ／２　　Ｕｏに等しい、デジタル
アナログ変換器６４のアナログ出力は加算素子１７の第
１の出力に接続され、電圧電流変換器３の出力電流は加
算電圧 ±ｕＨ＋ＵＲ／２−Ｕ□　＋Ｕｏ　＝±ｑＨ＋ＵＲ／２
に比例することになる。この場合、第２番目の０電圧Ｕ
Ｏは電圧電流変換器３により回路に導かれる。このよう
にして電圧電流変換器３の出力電流には理想的にＯ電圧
ｔｒｏ成分が存在しなくなる。

［発明の効果］ 以上、説明したように、本発明によれば極性切換時点コ
ンデンサに存在する残留電荷によって出力周波数が不規
則になることなく、等しい長さの半周期で有効信号の極
性を周期的に切り換え、従って０電圧によって起こされ
る変換誤差を完全に抑圧することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の装置の第１の実施例構成を示すブロッ
ク図、第２図は第２の実施例の構成を示すブロック回路
図、第３図は第３の実施例構成を示すブロック回路図、
第４図は第１の実施例の動作を説明する信号波形図、第
５図は出力分周器の更に詳細な構成を示す回路図、第６
図は電気計器の構成を示すブロック図、第合図は本発明
装置の入力部の構成を示す回路図、第８図は第４の実施
例の構成を示すブロック回路図である。 １．５・・・極性切換スイッチ ３・・・電圧電流変換器　　６・・・比較器８・・・出
力分周器　　　　９・・・切換スイッチ１０・・・定電
流源　　　１１・・・クロック発生器１２・・・分周器 １３・・・シュミットトリガ− １４・・・切換分周器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）電気信号（ｕＨ）の極性を周期的に切り換え、周期
   的に切り換えられた電気信号（±ｕＨ）をコンデンサ（
   Ｃ）で積分し、積分信号を監視してこの積分信号がしき
   い値を上回った時あるいは下回った時、出力パルスを発
   生させ、その場合一定の基準電流（ＩＲ）を供給あるい
   は遮断してコンデンサ（Ｃ）に一定の電荷量（Ｑ）を供
   給あるいは除去させ、電気信号をそれに比例した周波数
   （ｆＦ）に変換する方法において、 周期的に切り変えられた信号を積分する前にその積分信
   号に比例する信号（±ｕＨ、±ｉＨ）に前記基準電流（
   ＩＲ）の半値に対応する一定の基準信号（ＵＲ／２、Ｉ
   Ｒ／２）を加算し、続いてこのようにして得られた加算
   信号に比例する電気信号を前記電気信号（ｕＨ）の周期
   的な切り換えに同期して周期的に切り換えて積分し、前
   記出力パルスの周波数から基準信号（ＵＲ／２、ＩＲ／
   ２）の値に対応する一定の基準周波数（ｆＲ／２）を減
   算し、前記電気信号に比例した周波数を求めることを特
   徴とする電気信号を比例周波数に変換する方法。 ２）前記基準信号（ＵＲ／２）は周期的に極性が切り換
   えられる信号（±ｕＨ）に加算される直流電圧であり、
   後段に接続された電圧電流変換器により加算信号（±ｕ
   Ｈ＋ＵＲ／２）がそれに比例した信号（±ｉＨ＋ＩＲ／
   ２）に変換される特許請求の範囲第１項に記載の方法。 ３）前記直流電圧は電圧電流変換器（３）の０電圧（Ｕ
   ＿０）だけ減少した電圧（ＵＲ／２層Ｕ＿０）である特
   許請求の範囲第２項に記載の方法。 ４）前記基準信号（ＩＲ／２）は、周期的に極性が切り
   換えられた信号（±ｕＨ）の電圧電流変換後、比例した
   電流信号（±ｉＨ）に加算され、加算信号（±ｕＨ＋Ｕ
   Ｒ／２）に比例した電流信号（±ｉＨ＋ＩＲ／２）が形
   成される特許請求の範囲第１項に記載の方法。 ５）周期的に極性が切り換えられる信号（±ｕＨ）が処
   理される前に交流的に増幅される特許請求の範囲第１項
   から第４項までのいずれか１項に記載の方法。 ６）前記基準周波数（ｆＲ）は矩形波クロック信号（Ｐ
   ）の周波数である特許請求の範囲第１項から第５項まで
   のいずれか１項に記載の方法。 ７）電気信号（ｕＨ）の極性を周期的に切り換え、周期
   的に切り換えられた電気信号（±ｕＨ）をコンデンサ（
   Ｃ）で積分し、積分信号を監視してこの積分信号がしき
   い値を上回った時あるいは下回った時、出力パルスを発
   生させ、その場合一定の基準電流（ＩＲ）を供給あるい
   は遮断してコンデンサ（Ｃ）に一定の電荷量（Ｑ）を供
   給あるいは除去させ、電気信号をそれに比例した周波数
   （ｆＦ）に変換する装置において、 第１の極性切り換えスイッチ（１）と、 その後段に接続され、コンデンサ（Ｃ）を有する積分器
   （３、Ｃ）と、 前記積分器（３、Ｃ）の後段に接続され、積分信号（ｕ
   Ｃ）を監視する比較器（６）と、 フリップフロップ（７）により制御され基準電流（ＩＲ
   ）をオンオフさせる切り換えスイッチ（９）と 基準電流（ＩＲ）を発生させる定電流源 （１０）と、 極性切り換えスイッチ（１）を周期的に切り換える信号
   （Ａ、Ｂ）を発生させる制御回路（１３、１４ないし１
   １、１２）と、 信号源（１６、６１〜６４、１５）とを備え、前記信号
   源（１６、６１〜６４、１５）が積分器（３、Ｃ）の入
   力部に配置されて基準信号（ＵＲ／２、ＵＲ／２−Ｕ＿
   ０、ＩＲ／２）を発生させ、前記第１の極性切り換えス
   イッチ（１）と同じ切り換え信号（Ａ、Ｂ）により制御
   される第２の極性切り換えスイッチ（５）が積分器（３
   、Ｃ）の電圧電流変換器（３）とコンデンサ（Ｃ）間に
   配置され、一定の基準周波数（ｆＲ／２）を減算するた
   めに可逆カウンタが設けられることを特徴とする電気信
   号を比例周波数に変換する装置。 ８）信号源（１５、１６）は電圧源であり、電圧電流変
   換器（３）の入力端子において加算素子（１７）と接続
   される特許請求の範囲第７項に記載の装置。 ９）前記電圧源は一定の電圧源（１６）である特許請求
   の範囲第８項に記載の装置。 １０）電圧源はイクスクルーシブオアゲート（６１）、
   可逆カウンタ（６２）、中間メモリ（６３）、デジタル
   アナログ変換器（６４）から成る制御器（６１〜６４）
   である特許請求の範囲第８項に記載の装置。 １１）前記信号源（１５）は定電流源であり、電圧電流
   変換器（３）の出力端子に設けられる特許請求の範囲第
   ７項に記載の装置。 １２）第１の極性切り換えスイッチ（１）と電圧電流変
   換器（３）間に高域増幅器（１８）が接続される特許請
   求の範囲第７項から第１１項までのいずれか１項に記載
   の装置。 １３）前記高域増幅器（１８）は増幅器（１９）とバイ
   パスフィルタ（２０）から構成される特許請求の範囲第
   １２項に記載の装置。 １４）出力分周器（８）が、イクスクルーシブオアゲー
   ト（２３）、カウンタ（２５）、２つのフリップフロッ
   プ（２６、２７）および２つのアンドゲート（２４、２
   ９）を有し、前記カウンタ（２５）が可逆カウンタから
   構成される特許請求の範囲第７項から第１３項までのい
   ずれか１項に記載の装置。 １５）前記出力分周器（８）は無負荷防止回路（２８、
   ３０ａ、３５）を有する特許請求の範囲第１４項に記載
   の装置。 １８）前記無負荷防止回路（２８、３０ａ、３５）が単
   安定マルチバイブレータ（３５）、フリップフロップ（
   ２８）、アンドゲート（３０ａ）から構成される特許請
   求の範囲第１５項に記載の装置。 １７）前記単安定マルチバイブレータ（３５）がアンド
   ゲート（３３）とカウンタ（３４）から構成される特許
   請求の範囲第１６項に記載の装置。 １８）前記電圧電流変換器（３）が３つの電流源（４９
   、５０、５１）を有する特許請求の範囲第７項から第１
   ７項までのいずれか１項に記載の装置。 １９）各電流源（１０、１５、４９、５０、５１）が演
   算増幅器（４２、４３、４４、５４、５７）、電界効果
   トランジスタ（４５、４７、５２、５５、５８）および
   少なくとも１つの抵抗（４６、４８、５３、５６、５９
   ）から構成される特許請求の範囲第７項から第１８項ま
   でのいずれか１項に記載の装置。