JPS6140948B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構の駆動方式に関する。本発明の目的はか
かる変換機構の低電力化をはかるとともに高信頼
化をも達成することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μＷ必要としたものが現在で
は５μＷ程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力５μＷの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜２μ
Ｗ、電気機械変換機構で３〜3.5μＷと、かなり
アンバランスが目立つ、即ち電気機械変換機構の
消費電力が全体の消費電力の６〜７割もしめてい
るわけで今後さらに低電力化を図つていくために
はこの電気機械変換機構の低電力化が効果的であ
りそうである。しかし現状の電気機械変換機構の
変換効率はかなり高くこれ以上の効率アツプはか
なり困難である。ただ従来の電気機械変換機構
は、カレンダー機構の如き耐付加機構、温度、磁
気等の耐環境、振動衝撃等の耐外乱等の要求から
最悪状態でも充分に作動する様に設計されてき
た。そのため一定の駆動条件で一定負荷に耐える
性能が変換機構に要求されていたのであるが、実
際に時計体がこの様な負荷状態にあるのは一日の
内でも４〜５時間程度で他の20時間は殆んど無負
荷状態にある。即ち、時計体が常に無負荷状態に
あれば、交換機構はその程大きな負荷に耐える様
な設計をする必要がなく、その場合には消費電力
もかなり低減できるのであるが、時計は短時間で
はあるが厳しい環境になるので、これを保証する
ために大電力を供給して大出力を得る変換機構を
用いる必要があつた。

本発明は、変換機構の駆動方式を負荷が小さい
ときには少ない電力で駆動し、負荷が大きいとき
は大電力で駆動することにより上述の不合理性を
改め、変換機構で消費する電力を大巾に低減する
ものである。しかもこの様な駆動方式を機械的接
点などを含まず信頼性のある全電子的な手段で構
成するとともに変換機構の種類、量産によるバラ
ツキ等にも対処できる安定な駆動を実現したもの
である。

以下、本発明につき説明するが、まず電子腕時
計に用いられている電気機械変換機構の一例とし
てパルスモーター及びその作動、さらにこのパル
スモーターにもとづき、本発明の考え方を説明し
続いて実施例につき詳説する。

第１図は、電子腕時計用パルスモーターの一例
であり、図において１は２極に着磁された永久磁
石製のローターで、このローター１をはさんでス
テータ２，３が対向して配置されているが、これ
らのステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた
継鉄５に接続して１組のステータを構成してい
る。ステータ２，３は、ローター１が一定方向に
回転できる様にローター１の中心に対しステータ
２，３の円弧部２ａ，３ａを偏心させ、ローター
１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステータ
２，３の一方にずらしている。この種のパルスモ
ータは従来から実用化されており第２図に示す様
な回路ブロツクで駆動されていた。１０は水晶振
動子であり、発振回路１１により駆動され、その
周波数は分周器１２により分周され、波形整形器
１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の180゜位
相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8ｍsecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバーター１
５の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印
１９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イ
ンバーターの入力端子１６，１７に交互に信号を
印加することによりコイル４に流れる電流を交互
に反転させることができ、具体的には１秒毎に交
互に反転する7.8ｍsecの電流コイル４に流すこと
ができる。このような駆動回路により第１図のパ
ルスモーターのステータ２，３にはＮ極、Ｓ極が
交互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸引に
よりローター１を180゜ずつ回転させることがで
きる。そしてこのローター１の回転は中間車６を
介して４番車７に伝達され、さらに３番車８、２
番車９、さらには図示しないが筒カナ、筒車、カ
レンダー機構に伝達され、時針、分針、秒針、カ
レンダー等からなる指示機構を作動させる。

第１図のパルスモーターは、原理的には以上の
説明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機
構として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６は信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤンネルインピーダンスによつて駆
動電流に基く電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流
に相当する信号波形を検出することができる。そ
の電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４
図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8ｍsec、この
区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される
電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如く
複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加さ
れた電圧にもとづいて生ずる電流の他に駆動され
たローターの回転によつてコイルに誘起電流が重
畳されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印加
後の区間で、ローターは慣性による回転と安定位
置に停止する迄の振動を行う、このときこの区間
は第３図の駆動用インバータ１４，１５のＰチヤ
ンネルMOSトランジスタがONになつているため
コイル４とこのトランジスタとのループで前記ロ
ーターの動きに応じたコイル４への誘起電流が流
れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動しているのは
このためである。従つてこの駆動電流波形及び駆
動後の誘起電流波形の形状とローターの回転位置
とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きくローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷を
かけた場合である。この様に負荷を変化させたと
きの電流波形をよく観察すると、負荷が大きくな
るに従つて波形が右へ延びていくことがわかる。
これは負荷の増大に従つてローターの回転が遅く
なるためであり、安定位置に停止するまでのロー
ター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくなる事
を実験的に確めている。この現象を逆に考える
と、ローターへの負荷が常に、無負荷状態にある
ならば、駆動パルス幅は7.8ｍsecよりもつと短い
パルス幅で駆動できると理解される。事実パルス
幅を短くしても、モーターは作動し、出力トルク
は減少する。この状況を第５図に示す。第５図
は、駆動パルス幅を変化させたときの出力トルク
特性Ｔと消費電力特性Ｉを表わしたものである。
前述の駆動パルス幅7.8ｍsecは、この図でP₂に相
当する。即ちパルス幅P₂で出力トルクはT₂であ
り、消費電力はI₂である。この出力トルクT₂は前
述の様に時計体の遭遇する負荷に充分耐えられる
様に設定される。ところがローターにかかる負荷
が小さいか無視できる程度であればもつと出力ト
ルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くでき、
従つて消費電力も少なくできる。例えば、P₁のパ
ルス幅で駆動すれば、出力トルクT₁で消費電力
もI₁で済む。本発明はこの点に着目し、ローター
にかかる負荷を検出することにより、無負荷時も
しくは負荷が小さいときは狭いパルス幅で駆動
し、大きい負荷がかかつたときには広いパルス幅
で駆動しようとするもので合理的に低電力化を図
るものである。前にも述べたように無負荷状態に
ある方が圧倒的に多いので低電力化の効果は非常
に大きい。例えば、第５図の如く無負荷時（20時
間）はP₁のパルス幅で負荷時（４時間）はP₂のパ
ルス幅で駆動し、I₁／I₂＝１／２であるとする
と、平均消費電力は、 Ｉ＝Ｉ_１×２０＋Ｉ_２×４／２４＝１４／２４I₂≒0.
58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方式
に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化が
はかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して……」と簡
単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることは云う迄もない。次にこ
の負荷の検出方法について述べる。第４図のコイ
ルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大ととも
に、この電流波形が変化することがわかる。即ち
駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の増
大とともに右へシフトしている。この点に着目し
て負荷の大きさを知ることができるが、この波形
の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収す
ることがむつかしく、又、極めて微妙な制御をし
なければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す。この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２
４、同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係
は、第４図と同様である。負荷の検出は上述の方
法で行うが、本発明の構成は通常モーターへは無
負荷時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に
駆動後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、
負荷が小さいときには、始めの狭い駆動パルス幅
での駆動を継続する。負荷が増加してきて、狭い
駆動パルス幅での駆動の限界が近づいてきた場
合、もしくは急激に負荷が過大となり、モーター
が作動しなかつたときには引き続いて広いパルス
幅で補正駆動するとともに次の駆動時には広いパ
ルス幅で駆動し、その時の負荷の状態を検出して
やはり狭いパルス幅での駆動では負担の大きい負
荷であればさらに広いパルス幅での駆動を続け、
もし小負荷となり狭いパルス幅でも十分駆動でき
ると判断されたときには次の駆動から狭いパルス
幅での駆動にもどるように構成するものであり、
第７図により、さらに具体的に詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り２５は時間標準振動子、２６は発振回路、分周
回路等を含む回路、２７はパルスモーター駆動回
路、２８はパルスモーターでここまでの構成は従
来の電子腕時計と同じである、２９は負荷検出回
路で第４図、第６図で説明した様に駆動パルス印
加後の誘起電流波形により負荷を検出する、３０
は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷の
状態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御す
る回路で、通常無負荷時は狭い駆動パルスを負荷
時には広い駆動パルスを供給するように制御す
る。この制御方式を第８図につき説明する。第８
図は駆動パルスの状態を示したもので、先のパル
スモーターの項で述べたように供給されるこの状
態をパルス３１，３２の様に示した。パルス３
１，３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。パ
ルス３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負
荷状態を検出するが、無負荷又は小さな負荷状態
である。即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と
判定したので、次のパルス３２は狭いパルス幅と
なり、パルス３２後の負荷検出も無負荷と判定し
たので次のパルス３３も狭いパルス幅となる。そ
してパルス３３後の負荷検出では、有負荷状態と
判定した。この場合パルス３３後、数10ｍsec後
に、広いパルス幅の第２の駆動パルス３４がパル
ス３３と同じ極性（即ち同じ電流方向）で印加さ
れる。従つてその次の駆動パルス３５は広いパル
ス幅で駆動される。そしてこのパルス３５を印加
後の誘起電流波形により負荷の大きさを検出して
狭いパルス幅での駆動で十分か否かを判定して、
もし否の場合にはさらに広いパルス幅で駆動を続
ける。そしてパルス３６後の負荷検出で負荷が小
さいと判断したときにはその次の駆動パルス３７
は最初の狭いパルス幅にもどる。なお、パルス３
３とパルス３４の関係を説明すると、パルス３３
の駆動で負荷が大きいことを検出すると数10ｍ
sec後に広いパルス幅のパルス３４が印加され
る、これはパルス３３後の負荷検出で負荷が大き
いと判定するが、このときローターが作動したか
どうかの判定はむずかしい、というのは第６図の
誘起電流波形は負荷の増加とともに右へシフトす
るとともに減衰する。そしてローターが作動しな
かつたときは、誘起電流が出ないのであるが負荷
が限界に近いときローターがやつと作動する状態
との区別がつきにくい。負荷が徐々に増加する場
合は、負荷が大きいと判定してもそのときのパル
ス３３ではローターは作動しているし、負荷が急
激で狭いパルス幅では駆動できない大きさになる
とパルス３３ではローターは作動しない。この両
者の判別するのは困難である。そこでパルス印加
後の負荷の検出は多少余裕をもつように設定する
のが簡単である。本構成では、パルス３４を印加
する。パルス３３でローターが作動したときは、
パルス３４はパルス３３と同方向のパルスである
ため、このパルス３４は逆相のパルスになり、ロ
ーターは回転しない。又、パルス３３でローター
が作動しなかつたときはパルス３４で駆動され
る。このとき数10ｍsec遅れてローターが駆動さ
れることになるがこれが秒針の作動として目に判
別されることはなく、これを原因とした見苦しさ
を心配する必要な全くない。次に本構成では広い
パルス幅での駆動時にも負荷を検出するようにし
たが、これは可能な限り低電力化を図ろうとした
ためであるとともに時計に加わる負荷が常に同じ
性質を有するものではなく、携帯条件にも左右さ
れる種々負荷に効率よく対処できるようにしたた
めである。即ち、モーターに加わる負荷として最
も大きいのはカレンダー機構を作動させる負荷で
あつてこれは３〜４時間継続するし、負荷の大き
さも徐々に増大する傾向を示す。又、時計が磁場
中にさらされた時、低温におかれたとき、大きい
外乱が加わつたときにもモーターにとつては負荷
となるがこのような負荷は個人差携帯条件によつ
て大きさ、継続時間等、大幅に変化するものであ
る。従つて常に負荷の検出を行なうのが好まし
く、狭駆動パルスで駆動中はもちろん、広駆動パ
ルスで駆動中も負荷の大きさを検出し、負荷が小
さくなれば直ちに狭パルスに復帰させるように構
成することが最も効果的である。

以上が、本発明の構成であるが、次に本発明の
具体的実施例につき説明する。第９図は、本発明
になる時計の負荷検出回路及び駆動パルス制御回
路の一例である。第９図中２５は発振回路、２６
は分周回路であり、２８はモーター、２７は駆動
回路、２９はモーター負荷状態検出回路であり、
３０は制御回路で各々第７図に対応している。以
下、回路素子について順次説明していく。３９の
NAND GATE出力は無負荷状態のモーターを駆
動する際の狭いパルスを作る為のクロツクあり、
例えば１秒信号の立下りに対して５ｍsec遅れた
クロツクパルスを発生する。この時デイレイフリ
ツプフロツプ４２は、入力の１秒信号を５ｍsec
遅らせて出力する事になり、ゲート４６の出力に
５ｍsec幅の狭パルスが発生する。フリツプフロ
ツプ４４は、128Hzをクロツク入力とするデイレ
イフリツプフロツプで４４の出力は入力１秒信号
に対し7.8ｍsec遅れる。従つて、ゲート４７の出
力に7.8ｍsec幅のパルスが得られ、これを有負荷
時の駆動用広駆動パルスとする。ゲート４０およ
びゲート５０は駆動パルス印加後にローターの動
作によつて生ずる電流波形の極小部分が現われる
までの時間に対し無負荷状態と有負荷状態を判別
するパルスを発生するためのクロツクであり、ゲ
ート４０は狭駆動パルス駆動時の判定用、ゲート
５０は広駆動パルス駆動用の判定用である。そし
て４２と４４と同様の動作によつて４３と４８、
および５１と５２の出力に判定基準パルスを得
る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８出力の判定基準パルス
に相当する。ゲート４１は、補正パルス発生回路
であつて、パルス幅は7.8ｍsecの広パルス、発生
位置は、ゲート４６域は４７のパルスに対して、
例えば30ｍsec遅れる。第１０図６６にその例を
示す。ゲート４１の入力端子５７は、後述する補
正信号であつて、該補正信号がHIGHになつた場
合のみ４１の出力に補正パルスを発生し、後段に
供給する。ゲート３９，４０，４１，５０の入力
信号は、前記パルスを得る為の信号で、カウンタ
２６の出力を適当に組み合せる。ゲート８９，４
９は、上記パルスを駆動用インバータ１４，１５
に対して分離、１秒おきに交互に出力させる回路
である。フリツプフロツプ９０は通常その出力Ｑ
はLOWでゲート４７を閉じているが、補正パル
スがゲート４１の出力端子に発せられた場合には
セツトされその出力ＱがHIGHになり、ゲート４
７を開き、広駆動パルスを後段に出力するように
なつている。

第９図ブロツク２９は、駆動パルス印加後のモ
ーターの動作状態よりモーター負荷を検出する回
路であり、ゲート９１，９２はそれぞれ狭パルス
時、広駆動パルス時における負荷判定用ゲートで
ある。以下、先ず狭パルス時の負荷検出について
説明する。５３，５４は、トランスミツシヨンゲ
ートであつて、駆動用インバータ１４，１５の出
力を駆動信号に応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。微分
回路は、この場合ピーク検出器として動作し、微
分回路出力を更にインバータを通して得た信号は
各ピークで反転する矩形波となり、６０に対して
は６２，６１に対しては６４の信号が得られる。
６２及び６４の信号において、駆動パルス印加後
の立下り位置を検出する回路ゲート５６であつて
出力検出信号として６３，６５を得る。この立下
り位置が前記判定基準パルス５９の内に含まれる
状態を無負荷状態と判定し、パルス５９の内に含
まれない場合を有負荷状態と判定する。NANDゲ
ート１１６と１１７によつて形成されている。フ
リツプフロツプの出力５７は、ゲート１１５の入
力となる１秒信号によつてHIGHにセツトされて
おり、検出信号６３がゲート９１を介して入力さ
れると出力５７がLOWにリセツトされる。しか
し検出信号６５はゲート４８の出力５９によつて
ゲート９１を通過できないので、出力５７は
HIGH状態を保つことになる。検出信号６５は明
らかに有負荷状態と判定され５７はHIGHとな
る。この結果、波形６１の場合に対しては、補正
パルス６６が引き続いて印加され、６６によつて
ローターの回転は完結する。但し、前述した如く
６６が印加される以前にローターの回転が完結し
ている場合も含まれる。補正パルス６６は、フリ
ツプフロツプ９０をセツトし、ゲート４７をON
にし次の駆動パルスは広パルスが供給される。そ
して、この広駆動パルスでの駆動後も上で述べた
狭駆動パルスでの負荷検出と同様に負荷の状態を
検出する。即ち第４図で示した如き広駆動パルス
時の誘起電流波形の最初の極小値がゲート５２で
設定された時間内に発生すれば、無負荷状態と、
発生しなければ有負荷状態としてゲート９２で判
定される。そしてゲート９２の出力があつたとき
（無負荷状態）フリツプフロツプ９０のクロツク
端子に入力され、その出力ＱはLOWとなりゲー
ト４７を閉じ、次の駆動パルスは狭パルスとな
る。広パルスが供給されている間、５７はLOW
状態にあり、補正パルスは出力されない。これ
は、広パルス駆動時では、モーターは充分な出力
トルクがあるものと考えられるからである。

かかる本実施例において、第９図に示すように
負荷検出回路２９は検出回路１１０と、判定回路
１１１から構成されており、検出回路１１０はト
ランスミツシヨンゲート５３，５４と、微分増幅
回路５５と、NANDゲート５６を有している。判
定回路１１１は狭駆動パルス時の判定用ゲート９
１と、広駆動パルス時の判定用ゲート９２から成
る。また制御回路３０は狭駆動パルス発生回路１
１３と、広駆動パルス発生回路１１４、及びフリ
ツプフロツプ９０からなる記憶回路及び狭駆動パ
ルスと広駆動パルスを選択するゲート回路４７か
ら構成される。狭駆動パルス発生回路はNANDゲ
ート３９、フリツプフロツプ４２、NANDゲート
４６、インバータ１１８からなり、広駆動パルス
発生回路はフリツプフロツプ４４と、NANDゲー
ト４７及びインバータ１１８からなる。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に、様々な方式が考えられる。第１８図は、
遅延回路を用いたピーク検出回路のブロツク図で
図中５３，５４はトランスミツシヨンゲート、８
０は第９図５５に代る一般的な増幅器、８１は遅
延回路、８２は８０及び８１の出力を入力する比
較器である。増幅器８０の一例を第１３図又は第
１４図に示す。前述したモーター駆動検出波波形
２３，２４等は実質的に電源レベル付近に発生す
る数ｍＶ〜数10ｍＶ程度の信号である為、抵抗６
６，６７で分圧し、増幅器の入力動作レベルに変
換してやる。端子６８には、第１６図７６の波形
が現われる。第１４図は、第１３図を改良した回
路であつて、抵抗６７の代りにMOSトランジス
タを挿入し、増幅器入力レベルが動作レベルにな
る様にトランジスタ６９のチヤンネルインピーダ
ンスを制御してやる帰環回路をもつ、ブロツク７
０は出力レベルを検出する回路である。第１５図
は遅延回路８１の簡単な実施例であつて、７１，
７３はトランスミツシヨンゲート、７２，７４は
負荷コンデンサである。この場合、端子６８の入
力信号７６は出力端子において７７の如く遅延す
る。第１７図は、この波形を模型的に表わしたも
ので、入力信号７６はトランスミツシヨンゲート
７１によつて、コンデンサ７２に伝えられ７２の
端子電圧波形は７９となる。更に、トランスミツ
シヨンゲート７３によつて出力端子７５には、波
形７７が表われる。比較器８２は波形７６と７７
が入力される時、７８に示す矩形信号を出力す
る。遅延回路としては第１５図が適しているが、
他に入力信号周波数が比較的低いため、バケツリ
レー型データ転送素子等も適する。

本発明における負荷検出方式は時計体に加わる
磁界或は衝撃等に対しても有効な動作をすること
が確められている。第１９図は直流磁界をパルス
モーターのコイル方向に加えた場合の検出電流波
形である。８３は外部磁界がモーター内コアに誘
起する磁場と駆動用磁場の方向が相反する場合で
あり、８４は両磁場が同方向にある場合である。
８３，８４において、波形８５，８６は外部磁場
が零にあり、ほぼ同一波形とみなせる。８７，８
８は外部磁界が40Gaussの時の波形である。波形
より８３の方向の動作は外部磁界が強くなる程動
作しにくくなり、負荷が大きくなつた場合の動作
と同一特性を示す。従つて本発明になる時計回路
にあつては外部磁界の影響に対しても有効な動作
を示し、実験的に外部磁界に対する強度が従来の
時計と何ら変らない事が確立されている。第１９
図８７の場合、波形の極小位置が判定基準パルス
以後に現われるため、８７′で示す補正信号が加
わつている。耐衝激性についても以上の説明から
本発明が有効な効果をもつものであることは極め
て容易に類推されよう。

以上本発明の実施例につき詳説したが、本発明
はここで述べた実施例に限定されるものではなく
種々の改良変更応用が可能である。例えば電気機
械変換機構はここで述べたパルスモーターに限定
されるものではない。パルスモーターの内第１１
図に示すパルスモーターであつても全く同じ構成
で実現できる。第１１図のパルスモーターは、ロ
ーター１００が永久磁石で作られ、ステーター１
０１は第１図と違つてギヤツプのない一体型であ
るとともにローターの静的位置を定めるためのノ
ツチ１０２，１０３が形成されている。１０４は
駆動コイルである。この様なパルスモーターは、
ステーター１０１が接続しているため、駆動後の
誘起電流は第１２図に示すように、第４図、第６
図に比し若干異なる。しかし、無負荷時の波形１
０５，１０５′、負荷時の波形１０６，１０６′の
関係は基本的には同様であり、同じ方式で実現で
きることが理解されよう。

以上の如く本発明の構成によれば、駆動電流印
加後コイルに発生する誘起電流を検出することに
より負荷状態を判定するとともに、判定状態によ
り次に出力される駆動パルスが狭駆動パルスか広
駆動パルスかを記憶する記憶回路を設け、記憶回
路の出力に応じてゲート回路により狭駆動パルス
と広駆動パルスを選択するものなので、常に最適
な駆動パルス幅でパルスモーターを駆動すること
ができ、確実な作動と低消費電力化を同時にもた
らすものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
タの例を示す。第２図、第３図は従来の回路構成
を示し、第４図は従来の時計におけるパルスモー
タ駆動コイルの電流波形を示す。第５図はパルス
モーターの駆動パルス幅に対する出力トルクと消
費電力の関係図である。第６図は従来の駆動パル
スよりも狭いパルス幅で、モーターを駆動した場
合のコイル電流波形である。第７図は本発明にな
る時計の回路ブロツクを表わす。第８図は本発明
になる回路によるモータ駆動パルスのタイムチヤ
ート例である。第９図は第８図のブロツク回路の
一具体例。第１０図は第９図における負荷検出部
のタイムチヤート例である。第１１図は本発明に
係る電子腕時計のパルスモータの例を示す。第１
２図は第１１図のパルスモーターにおける狭パル
ス駆動時のコイル電流波形である。第１３図〜第
１８図は第９図における負荷検出部の別の例を示
すものである。第１９図は本発明になる電子腕時
計に直流磁界を印加した場合のコイル電流波形の
変化を示す。 ２５……発振回路、２６……分周回路、２７…
…駆動回路、２８……モータ、２９……モータ負
荷検出判定回路、３０……制御回路、３１〜３３
……狭パルス駆動信号、３４……補正信号、３５
……広パルス駆動信号、５９……負荷判定基準パ
ルス、６０……無負荷時検出信号、６１……有負
荷時検出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路２５、前記発振回路の出力を分周す
   る分周回路２６、前記分周回路の出力信号に基づ
   いて作動する駆動回路２７、コイルと永久磁石ロ
   ータとステータから構成され前記駆動回路によつ
   て駆動されるパルスモータ２８とを有する電子時
   計において、前記コイルに接続され駆動電流が印
   加された後に前記コイルに発生する誘起電流から
   ロータ負荷を検出する負荷検出回路２９と、前記
   分周回路２６と前記駆動回路２７の間に接続され
   前記負荷検出回路の出力に応じて狭駆動パルスと
   広駆動パルスを選択的に前記駆動回路に出力する
   制御回路３０とから成り、前記負荷検出回路２９
   は前記コイルに発生する誘起電流に応じて負荷検
   出信号を出力する検出回路１１０と、前記検出回
   路１１０に接続され前記負荷検出信号から負荷状
   態を判定する判定回路１１１とから構成され、前
   記制御回路３０は前記狭駆動パルスを形成する狭
   駆動パルス発生回路１１３と、前記広駆動パルス
   を形成する広駆動パルス発生回路１１４と、前記
   判定回路１１１の出力に応じて次に出力する駆動
   パルスが前記広駆動パルスか前記狭駆動パルスか
   を記憶する記憶回路９０と、前記記憶回路９０の
   出力に応じて前記狭駆動パルスと前記広駆動パル
   スを選択するゲート回路４７とから構成されたこ
   とを特徴とする電子時計。