JPS6115582A - Controlling method of induction motor - Google Patents
Controlling method of induction motorInfo
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- JPS6115582A JPS6115582A JP59135308A JP13530884A JPS6115582A JP S6115582 A JPS6115582 A JP S6115582A JP 59135308 A JP59135308 A JP 59135308A JP 13530884 A JP13530884 A JP 13530884A JP S6115582 A JPS6115582 A JP S6115582A
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は誘導電動機の制御方法に係り、特に高速応答制
御が行える制御方法に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Application of the Invention] The present invention relates to a control method for an induction motor, and particularly to a control method that can perform high-speed response control.
誘導電動機のトルクを高速応答に制御する方法として磁
界加速法が知られている。(11(界加速法は、d動機
内部磁界の大きさを一定に保ち、その回転速度を制御す
ることによりトルクを高速応答に制御せんとするもので
ある。電動機を駆動するインバータが電圧源とみなせる
ならば、電動機の磁束ベクトル(大きさと位相)はイン
バータ出力電圧により固定される。したがって、出力電
圧/周波数の比を一定に制御することにより磁束を一定
に保つことができ、また、出力周波数を制御して磁束の
回転速度を任意に調節できる。このようにして、すベシ
周波数(磁束と回転子の回転周波数の差)を調節するこ
とによ92次電流並びにトルクを制御できる。このよう
な制御方式を電圧形制御と称する。A magnetic field acceleration method is known as a method for controlling the torque of an induction motor with high-speed response. (11) The field acceleration method attempts to control the torque with a high-speed response by keeping the magnitude of the internal magnetic field of the d-motor constant and controlling its rotation speed.The inverter that drives the motor is connected to the voltage source. If it can be considered, the magnetic flux vector (magnitude and phase) of the electric motor is fixed by the inverter output voltage.Therefore, by controlling the output voltage/frequency ratio constant, the magnetic flux can be kept constant, and the output frequency The rotational speed of the magnetic flux can be arbitrarily adjusted by controlling the rotational speed of the magnetic flux.In this way, by adjusting the overall frequency (the difference between the magnetic flux and the rotational frequency of the rotor), the 92nd order current and torque can be controlled. This control method is called voltage-type control.
ところで、この制御方式においては電動機2次巻線抵抗
がその巻線温度により変化すると、同一のすべり周波数
に対して2次電流が変化する。すなわち、同一トルクを
発生する際におけるすべり周波数が変化し、トルクをそ
の指令値に比例して制御できない。その結果、トルクの
低下が起シ、またトルクの制御精度が低下するという不
具合がある。By the way, in this control method, when the motor secondary winding resistance changes depending on the winding temperature, the secondary current changes for the same slip frequency. That is, the slip frequency changes when the same torque is generated, and the torque cannot be controlled in proportion to the command value. As a result, there is a problem that the torque decreases and the torque control accuracy decreases.
ところで、誘導電動機の2次抵抗変化による制御特性の
変動の防止方法として、電jjI1機電圧及び°電流を
検出して2次磁束を検出し、その検出値がトルク指令値
と磁束指令値から演1つ、シた2次磁束の計イ呟と一致
するようにして、制御回路における2次抵抗設定値を修
正すること75−1特開昭54−147416号公報に
開示されてい、ζ1゜i〜かしながら、本発明の適用対
象である’jJY、圧形’11i1J御方式においては
、変換器出力電圧(電動様?iL圧> 1−.1:変換
装置の電圧指令に応じて制御さ)1、そのIi/j I
d2次抵抗抵抗変化っては変化することがない1.シた
がって前述のような電流形制御(変換装置の電流指令に
応じて変換器の出力電流を1tlJ御J゛る方式)にお
けるように、電動機電圧を検出し″C2次ErE j’
+°L変化の影響を補償することはできない。By the way, as a method for preventing fluctuations in the control characteristics due to changes in the secondary resistance of the induction motor, the secondary magnetic flux is detected by detecting the motor voltage and current, and the detected value is calculated from the torque command value and magnetic flux command value. One is to correct the secondary resistance setting value in the control circuit so that it matches the value of the secondary magnetic flux. However, in the 'jJY, pressure type'11i1J control system to which the present invention is applied, the converter output voltage (electric pressure?iL pressure>1-.1: is controlled according to the voltage command of the converter. )1, its Ii/j I
dSecondary resistanceResistance change does not change1. Therefore, as in the above-mentioned current source control (method in which the output current of the converter is controlled by 1tlJ according to the current command of the converter), the motor voltage is detected and the "C2-order ErE j'
It is not possible to compensate for the effects of +°L changes.
本発明の目的はこの問題を解決することにあシ、電動機
の2次抵抗の変化による制御特性の変動を防止する誘導
電動機の制御方法JE−IGJj零を提供することにあ
る。An object of the present invention is to solve this problem, and to provide an induction motor control method JE-IGJj zero that prevents fluctuations in control characteristics due to changes in the secondary resistance of the motor.
本発明の特徴は、電圧指令に応じてインバータの出力電
圧を制御し、また、tべり周波数指令と電動機の回転速
度検出信号の和に応じてインバータの出力周波数と制御
する際に電動機電流の指令値と実際値の偏差に応じてす
ベシ周波数を修正制御するようにしたことにある。A feature of the present invention is that the output voltage of the inverter is controlled according to the voltage command, and the output frequency of the inverter is controlled according to the sum of the t-tower frequency command and the rotational speed detection signal of the motor. The purpose is to correct and control the frequency according to the deviation between the actual value and the actual value.
第1図は本発明の一実施例を示す。 FIG. 1 shows an embodiment of the invention.
第1図において、1はPWM(パルス幅変調)インバー
タ、2は誘導電動機、3は電圧指令信号(正弦波信号)
と搬送波信号(三角波信号)を比較し、その比較信号に
応じてインバータのスイッチング素子をオンオフ制御し
て、インバータの出力電圧をパルス幅制御するPWM制
御回路、4は周波数指令ωl*に比例した周波数の撮巾
一定な正弦波信号を発生する発振器、5は発振器4の信
号と前記周波数指令ωl*を乗算し、振幅及び周波数が
ω19比例して変化する電圧指令信号(正弦波)を出力
する電圧指令発生器、6は電動機の回転速度を検出する
ための速度検出器、7は速度指令n”と速度検出信号の
偏差を出力する加!′)□計、)tは速度偏差増幅器、
9は増幅器8からの1・・1・りIi:? 砂T *に
基づいてすベシ周波数指令ω。′;I:出力する関数発
生器、10は速度検出信号Q)r、ずへり周波数指令ω
、*及び後述のすべり周波数修正信号11ω6″を加算
し、周波数指令ωごを出力する加力器、11はトルク指
令r の絶対値を出力する演算器、12はトルク指令の
7也対値に基づいて1次fit流の指令信号I+*を出
力する関数発生器、13iまインバータの出力電流の大
きさlI+lを検出する電流検出器、14は電流の指令
信号と検出13号に加算しその偏差を出力する加算器、
15は電流偏差増幅器、16はすベシ周波数指令ωごと
増幅器15の出力信号δを乗算し、すベシ周波ks<
n′S正信号Δω、を出力する乗算器である。In Figure 1, 1 is a PWM (pulse width modulation) inverter, 2 is an induction motor, and 3 is a voltage command signal (sine wave signal).
4 is a PWM control circuit that compares the carrier wave signal (triangular wave signal) and controls the inverter's switching elements on and off according to the comparison signal to control the pulse width of the inverter's output voltage. 4 is a frequency proportional to the frequency command ωl * 5 is a voltage that multiplies the signal of the oscillator 4 by the frequency command ωl* and outputs a voltage command signal (sine wave) whose amplitude and frequency change in proportion to ω19. 6 is a speed detector for detecting the rotational speed of the electric motor; 7 is an acceleration meter that outputs the deviation between the speed command n'' and the speed detection signal;) t is a speed deviation amplifier;
9 is 1..1.riIi:? from amplifier 8. The frequency command ω is based on the sand T*. ';I: Output function generator, 10 is speed detection signal Q) r, shear frequency command ω
, *, and a slip frequency correction signal 11ω6'', which will be described later, are added together to output a frequency command ω. 11 is an arithmetic unit that outputs the absolute value of the torque command r. 12 is a torque command 7ya pair value. 13i is a current detector that detects the magnitude of the output current lI+l of the inverter, and 14 is a current detector that adds the current command signal and detection signal 13 and calculates its deviation. an adder that outputs
Reference numeral 15 denotes a current deviation amplifier, and 16 multiplies the output signal δ of the amplifier 15 by the frequency command ω, and calculates the frequency ks<
This is a multiplier that outputs an n'S positive signal Δω.
次に動作を説明する前にまず本発明の適用対象である電
圧形制御方式について説明する。誘導電動機の一般等価
回路を第4図(a)に示す。αは任意に選べるので、1
次のりアクタンスを・零にするようにαを定めると同図
(1))の等何回路が得られる。Next, before explaining the operation, first, the voltage type control method to which the present invention is applied will be explained. A general equivalent circuit of an induction motor is shown in FIG. 4(a). Since α can be chosen arbitrarily, 1
If α is determined so that the next actance becomes zero, the equivalent circuit shown in (1) in the same figure can be obtained.
ここに、
α−Xt/X□ ・・・・・・・・
・・・・(1)Xっ−X 1=X□+xl
間・・・曲・(2)このとき、励磁電流Io’と1次電
流I+及びトルクTの関係は次式にて示される。Here, α−Xt/X□ ・・・・・・・・・
...(1)X-X 1=X□+xl
(2) At this time, the relationship between the exciting current Io', the primary current I+, and the torque T is expressed by the following equation.
E+’=jXmIo’ ・・・・・・・・
・・・・曲・・(7)ここに、pは極対数である。Io
’が一定及び電動機定数が不変であることを仮定すると
、11及びTはすべり角周波数Sωのみの関数である。E+'=jXmIo' ・・・・・・・・・
...Song...(7) Here, p is the number of polar logarithms. Io
Assuming that ' is constant and the motor constants are unchanged, 11 and T are functions of the slip angular frequency Sω only.
したがって、トルクに応じてSω及び■lが一義的に定
まる。換言すると、Sωに応じてトルク及び■1を制御
できる。一方、■θ′が一定の条件は、lE+’l を
olに比例するように制御することにより得られ、それ
は(6)式が示すよう(・こ、V’+に1次抵抗降下λ
+Itを加味することにより得られる。Therefore, Sω and ■l are uniquely determined according to the torque. In other words, torque and (1) can be controlled according to Sω. On the other hand, ■The condition that θ' is constant can be obtained by controlling lE+'l so that it is proportional to ol, and as shown in equation (6),
It is obtained by adding +It.
上述の関係に従い、第1図に示すインバータ装置におい
ては次のような制御動作が行われる。According to the above-mentioned relationship, the following control operation is performed in the inverter device shown in FIG.
次に、lIo’lを一定に保つ動作を説明する。発振器
4は周波数指令ωlに比例した周波数の正弦波信号(誘
導起電力の位相基準)を発生[−1電圧指令発生器5に
おいて、olと正弦波信号が乗算され、ω1に比例した
大きさと周波数をもつ起電力指令e1が作られる。さら
に図中に破紳にて示すように、電流検出信号ilに基づ
い(elに1次抵抗降下R1jtを加算し、1次電王指
令−(3相正弦波信号)が取シ出される。PW’M制御
回路3において、vlと搬送波信号が比転され、周知の
パルス幅制御が行われる。これにより、インバータ1の
出力電圧はその基本波分の瞬時値がvlに比例するよう
に制御される。上述のようにして、’lfi、!!1l
Il1機電圧は(6)式に従い制電圧れ、励磁電流!I
o’lは一定に保たれる。Next, the operation of keeping lIo'l constant will be explained. The oscillator 4 generates a sine wave signal (phase reference for induced electromotive force) with a frequency proportional to the frequency command ωl [-1] In the voltage command generator 5, ol is multiplied by the sine wave signal, and the magnitude and frequency are proportional to ω1. An electromotive force command e1 having . Furthermore, as shown by the broken line in the figure, the primary resistance drop R1jt is added to (el) based on the current detection signal il, and the primary power command - (three-phase sine wave signal) is extracted.PW' In the M control circuit 3, vl and the carrier signal are ratio-inverted, and well-known pulse width control is performed.Thereby, the output voltage of the inverter 1 is controlled so that the instantaneous value of its fundamental wave component is proportional to vl. .As described above, 'lfi,!!1l
Il1 machine voltage is the control voltage according to equation (6), and the exciting current! I
o'l is kept constant.
次に、電動機のトルク及び回転速度の制御動作について
述べる。前述したようにトルクはlIo’1一定の条件
においてはすべり角周波数Sωに応じて変化する。そこ
で、関数発生器9に2いて増幅器8からのトルク指令T
*に基づいて(5)式の関係に従いすベシ周波数指令ω
、*を取り出し、これに応じてtベシ周波数ω8を制御
してトルクを制御する。すべり周波数の制御は次のよう
4にして行われる。加算器10においてω、と回転速度
検出信号ω、を加算して1次局波数指令ωl*を作る。Next, the control operation of the torque and rotational speed of the electric motor will be described. As described above, under the condition that lIo'1 is constant, the torque changes depending on the slip angular frequency Sω. Therefore, the function generator 9 receives the torque command T from the amplifier 8.
*Based on the relationship of equation (5), the frequency command ω
, * are taken out, and the tbesi frequency ω8 is controlled accordingly to control the torque. Control of the slip frequency is performed in the following manner. An adder 10 adds ω and the rotational speed detection signal ω to create a primary station wave number command ωl*.
前述のようにしてインバータの出力周波数がωl*に比
例して制御され、七の結果、すべり角周波数ω、。As described above, the output frequency of the inverter is controlled in proportion to ωl*, resulting in a slip angular frequency ω,.
はω、に応じて制御される。このとき、トルクはT に
比例して制御される。なお、関数発生器9に関し、通常
の運転範囲においては、トルクとすベシ角周波数はを丘
ぼ比例とみなせるため、特別の(入出力関係が非直線の
)関数発生器は省略することもできる。is controlled according to ω. At this time, the torque is controlled in proportion to T. Regarding the function generator 9, in the normal operating range, torque and angular frequency can be considered to be proportional to each other, so a special function generator (with a non-linear input/output relationship) can be omitted. .
また、上述のようにして、トルクは回転速度の指令と検
出信号の偏差に応じて制御されるため、速度制御が行わ
れる。以上のようにしてifc圧形制御が行われる。Further, as described above, since the torque is controlled according to the deviation between the rotational speed command and the detection signal, speed control is performed. Ifc pressure shape control is performed as described above.
しかしこの制御方式には次のような問題がある。However, this control method has the following problems.
すなわち、(5)式が示すように1、トルクTは2次抵
抗R2′の関数であるため、R2′が2次巻線温度によ
り変化するとトルクTが変動する。喚言すると、同一ト
ルクを発生する際においてω、及び′r が基準値から
変動し、トルクとT*の比率(ゲイン)が変動する。こ
のため、増幅器8の出力制限器動作時において、トルク
低下が生じる場合がちる。That is, as shown in equation (5), the torque T is a function of the secondary resistance R2', so when R2' changes with the secondary winding temperature, the torque T fluctuates. In other words, when generating the same torque, ω and 'r vary from their reference values, and the ratio (gain) between torque and T* varies. For this reason, when the output limiter of the amplifier 8 is in operation, a torque decrease often occurs.
壕だ、トルク制御(T*を指令として与えトルクを制御
する)を行う場合においては、前述のトルク/T*のゲ
イン変動がトルク制御梢度に悪影響を及ばず。In fact, when performing torque control (controlling torque by giving T* as a command), the aforementioned gain fluctuation of torque/T* does not have a negative effect on the torque control degree.
そこで、この解決法として次に1ホベるような本発明の
制御方法が適用される。左ず、動作原理に・ついて述べ
る。Therefore, as a solution to this problem, the control method of the present invention, which involves one hoover, is applied. First, I will explain the operating principle.
トルクTと励磁電流l I olの関係は次式p(二て
示される。The relationship between torque T and excitation current lIol is expressed by the following equation p (2).
ことに、ω、−sω:すべり角周波数
M’=X、、/ω
応じて変る。したがって、もしR2′が温度により変化
するとTが変動する。ところで、1次電流の大きさII
I+は次式にて示される。In particular, ω, -sω: varies depending on the slip angular frequency M'=X, , /ω. Therefore, if R2' changes with temperature, T will change. By the way, the magnitude of the primary current II
I+ is expressed by the following formula.
かわりなくlI+l並′びにTの変動を防止できる。Fluctuations in lI+l and T can still be prevented.
以−ヒが原理である。This is the principle.
1111の基準値Il*は次式の関係にi、(づきトル
クの指令値T*に応じて定め得る。The reference value Il* of 1111 can be determined according to the relationship of the following equation, i, and the torque command value T*.
によシ防止されるが、その動作は第1図においては部品
番号の11〜16により次のようにしC行われる。The operation is performed as follows by parts numbers 11 to 16 in FIG. 1.
先ず、演算器11においてT″′の絶対値が取シ出され
、関数発生器12により (10)式の関係に従*
いI+が取シ出される。11と電流検出器13の検出信
号l111を突き合せ、増幅器15からその偏差に応じ
た信号δが取り出される。乗算器16はω、と信号δを
乗算し、すべり周波数の修正信号Δω、を出力する。こ
こで、乗算器16はω、*が正(電動運転)及び負(回
生運転)のいずれにおいても、2次抵抗R2の変化VC
対応してω、*を適正方向に修正できるようにするため
のものであろう
以上のようにして、R≦の変化に従いIIIIに変化機
;生じると、その基準値L*との間に偏差を生じ、それ
に応じてω−をΔω−により修正するため、トルク/T
*並びにl I t l /T*の比率を常に一定に保
つことができる、
したがって本発明によれば、2次抵抗の変化によるトル
ク及び電流の制御特性の変動を防止して、トルクの低下
及び電流の増大を防止することができる。。First, the arithmetic unit 11 extracts the absolute value of T'', and the function generator 12 extracts I+ according to the relationship of equation (10). 11 and the detection signal l111 of the current detector 13 A signal δ corresponding to the deviation is extracted from the amplifier 15.The multiplier 16 multiplies ω by the signal δ and outputs a correction signal Δω of the slip frequency.Here, the multiplier 16 , * is both positive (electric operation) and negative (regenerative operation), the change in secondary resistance R2 VC
Correspondingly, ω, * may be corrected in the appropriate direction.In the above manner, the machine changes to III according to the change of R≦; when it occurs, the deviation from the reference value L* is and correct ω- by Δω- accordingly, the torque/T
* and l I t l /T* can always be kept constant. Therefore, according to the present invention, fluctuations in torque and current control characteristics due to changes in secondary resistance are prevented, and torque decrease and An increase in current can be prevented. .
第2図は、本発明の他の実施例を示す。第1図とは電流
の検出及びすベク周波数の修正方法が異っている。捷ず
、これら相違点の内容について述べる。FIG. 2 shows another embodiment of the invention. The method of detecting the current and correcting the vector frequency is different from that in FIG. Without further ado, I will explain the details of these differences.
1次電流工!の、励磁電流Bに直交な(位相差が90度
の)成分の大きさ■、は次式にて示される。−
R;
上式が示すように、IIは(8)式に示すトルクとlI
o’l一定の条件下においては比例の関係にあシ、■、
をトルクとみなすことができる。し/こがってR2の変
化によるトルクの変動はN IQの変動として検知で
きるため、その変動に応じてω、を修正しトルク変動を
補償する1゜
以上が動作原理であるが、第2図の実施例においては次
のようにしてその動作が行われる。電流検出器18にお
いて次式に従い■、が検出される。Primary electrician! The magnitude (2) of the component perpendicular to the excitation current B (with a phase difference of 90 degrees) is expressed by the following equation. - R; As shown in the above equation, II is the torque shown in equation (8) and lI
o'l Under certain conditions, there is a proportional relationship,■,
can be considered as torque. Therefore, the torque fluctuation due to a change in R2 can be detected as a fluctuation in N IQ, so the operating principle is to compensate for the torque fluctuation by correcting ω according to the fluctuation. In the illustrated embodiment, the operation is performed as follows. ■ is detected in the current detector 18 according to the following equation.
Iq=1t+aAt++jvJ’kv+iw+Aw
−・(i2)ここに、iU−、iwは各相電流の瞬
時値、AU〜Awは発振器4から出力される各相の誘導
起電力の位相基準信号であって、振幅は単位の大きさを
もち位相が起電力と同相の信号である(電圧指令発生器
5において、これらの信号とωlが乗算され、各相の起
電力指令が作られる)。Iq=1t+aAt++jvJ'kv+iw+Aw
-・(i2) Here, iU-, iw are the instantaneous values of each phase current, AU to Aw are the phase reference signals of the induced electromotive force of each phase output from the oscillator 4, and the amplitude is the unit size. (In the voltage command generator 5, these signals are multiplied by ωl to generate an electromotive force command for each phase.)
Rイの変化により■、が変動すると、加算点19におい
てトルク指令T*との間に偏差が検出され、増幅器20
よシその偏差に応じた修正信号Δω、′が取シ出される
。以上のようにして第1図の実施例と同様の効果が得ら
れる。When ■ changes due to a change in R, a deviation from the torque command T* is detected at the addition point 19, and the amplifier 20
A corrected signal Δω,' corresponding to the deviation is then extracted. As described above, the same effects as the embodiment shown in FIG. 1 can be obtained.
なお、IQはトルクと比例関係にあるため、第1図にお
けるような関数発生器12は不要である。Note that since IQ is proportional to torque, the function generator 12 as shown in FIG. 1 is not necessary.
また、IQはすベシ周波数ω、の極性に応じてその極性
が変化するため、第1図におけるような絶対値演算器1
1及び修正信号Δω、*の極性をω、′のそれに応じて
変更するための乗算器16は不要である。なお、部品番
号の1〜10は第1図のものと同一物であるので説明を
省略する。In addition, since the polarity of IQ changes depending on the polarity of the absolute frequency ω, the absolute value calculator 1 as shown in FIG.
1 and the polarity of the modified signal Δω,* is not required to change the polarity of ω,′ accordingly. Incidentally, part numbers 1 to 10 are the same as those shown in FIG. 1, so explanations thereof will be omitted.
第3図は本発明の他の実施例である。加算器21よシ得
られるトルク指令T*と検出信号I。FIG. 3 shows another embodiment of the invention. Torque command T* and detection signal I obtained from adder 21.
の偏差に応じて、増幅器22よシすべ)周波数指令ω−
を得て、回転速度ω、との加算により1次周波数を制御
するものである。R≦の変化によシ■、が変動すると、
ω、が変化し7、前述の実施例と同様にしてトルク及び
電流の変動を防止できる。The frequency command ω-
The primary frequency is controlled by adding the rotational speed ω and the rotational speed ω. When shi changes due to a change in R≦,
ω changes, and fluctuations in torque and current can be prevented in the same manner as in the previous embodiment.
以上説明したように本発明によれば、2次抵抗の変化に
よるトルク及び電流の制御特性の変動を防止して、トル
クの低下及び電流の増大を防止することができる。As described above, according to the present invention, it is possible to prevent variations in torque and current control characteristics due to changes in secondary resistance, thereby preventing a decrease in torque and an increase in current.
なお、前述の実施例においては、アブログ制御回路を用
いた例について説明したが、マ・fりI−1プロセツサ
によるディジタル制御を用いプζ装置に本発明を適用し
ても同様の効果が得られる。l:た、前述の実施例はP
WMインバータ装置への適用例であるが、電流形インバ
ータ及びザイクL】コンバータなどの他の変換器を用い
た装置にも同様に適用できる。In the above-mentioned embodiment, an example using an alog control circuit was explained, but the same effect can be obtained even if the present invention is applied to a programmable device using digital control by a MAFF I-1 processor. It will be done. l: The above embodiment is P
Although this is an example of application to a WM inverter device, it can be similarly applied to devices using other converters such as current source inverters and Zike L converters.
図面のI/iT巣な説明
第1図は本発明の一実施例を示すインバータ装置の構成
図、第2図及び第3図はそれぞれ本発明の他の実施例の
構成図、第4図はインバ・−夕の制御動作を説明するた
めの誘導電動機の等価回路図である。Explanation of the I/iT structure of the drawings FIG. 1 is a block diagram of an inverter device showing one embodiment of the present invention, FIGS. 2 and 3 are block diagrams of other embodiments of the present invention, and FIG. It is an equivalent circuit diagram of an induction motor for explaining the control operation of an inverter.
■・・・インバータ、2・・・誘導電動機、4・・・発
振器、5・・・電圧指令発生器、12・・・関数発生器
、13・・・不1日 A。■... Inverter, 2... Induction motor, 4... Oscillator, 5... Voltage command generator, 12... Function generator, 13... Non-day A.
不4 日 (a> 一般≧[イ面ロ寥各 E’5Non-4 days (a> General≧[I, B and B each E’5
Claims (1)
する電圧制御型の電力変換器と、該電力変換器の出力電
圧を電圧指令に応じて制御し、かつ出力周波数をすべり
周波数指令と電動機の回転速度信号の和に応じて制御す
るものにおいて、電動機電流の指令値と検出値の偏差に
応じてすべり周波数を制御するようにしたことを特徴と
する誘導電動機の制御方法。1. An induction motor, a voltage-controlled power converter that supplies variable frequency alternating current to the motor, and a voltage-controlled power converter that controls the output voltage of the power converter according to a voltage command, and that controls the output frequency according to the slip frequency command and the motor. 1. A control method for an induction motor, characterized in that a slip frequency is controlled according to a deviation between a command value and a detected value of a motor current, in which the control is performed according to the sum of rotational speed signals of the motor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59135308A JPS6115582A (en) | 1984-07-02 | 1984-07-02 | Controlling method of induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59135308A JPS6115582A (en) | 1984-07-02 | 1984-07-02 | Controlling method of induction motor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6115582A true JPS6115582A (en) | 1986-01-23 |
Family
ID=15148684
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59135308A Pending JPS6115582A (en) | 1984-07-02 | 1984-07-02 | Controlling method of induction motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6115582A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02254987A (en) * | 1989-03-24 | 1990-10-15 | Okuma Mach Works Ltd | Method and apparatus for control of induction motor |
JPH05223612A (en) * | 1991-11-20 | 1993-08-31 | Mitsubishi Electric Corp | Residue managing apparatus |
JP2008003429A (en) * | 2006-06-24 | 2008-01-10 | Noritsu Koki Co Ltd | Processing device |
-
1984
- 1984-07-02 JP JP59135308A patent/JPS6115582A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02254987A (en) * | 1989-03-24 | 1990-10-15 | Okuma Mach Works Ltd | Method and apparatus for control of induction motor |
JPH05223612A (en) * | 1991-11-20 | 1993-08-31 | Mitsubishi Electric Corp | Residue managing apparatus |
JP2008003429A (en) * | 2006-06-24 | 2008-01-10 | Noritsu Koki Co Ltd | Processing device |
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