JPS6074378A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は一般家庭において使用される誘導加熱を応用し
た誘導加熱調理器に関するものである。

従来例の構成とその問題点 従来、この種の誘導加熱調理器は、第１図のように、商
用電源１に電源スィッチ２を介して接続された整流器３
の出力端子には、チョークコイル４とフィルタコンデン
サ６の直列回路が接続され、フィルタコンデンサ６の両
端には加熱コイル６と共振コンデンサ７の並列共振回路
と、トランジスタ８とフライホイールダイオード９の逆
並列回路との直列回路が接続されている。トランジスタ
８が超可聴周波数でスイッチング動作をすることによシ
加熱コイル６は高周波磁界を発生し鍋に渦電流を発゛生
させジュール熱を発生させる。そしてチョークコイル４
、加熱コイル６、フィルタコンデンサ６、共振コンデン
サ７、トランジスタ８、及びフライホイールダイオード
９が周波数変換装置１ｏを構成している０ トランジスタ８に周期的な起動信号を供給する駆動回路
１１は、整流器３の入力端子から電源を供給されトラン
ジスタ８を超可聴周波数でスイッチングさせる。

上述の基本的な加熱動作に加えて、実調理には出力を任
意ｉ／ｆｆ変し設定することが必要であり、そのために
駆動回路１１の出力信号の周波数を変化させていた。そ
の場合、煮込み料理にも適する様に出力の可変巾を大き
くとるには周波数の変化中も極めて大きくなり、妨害波
雑音周波数の広域化のために妨害雑音を受ける機器が多
くなったり、トランジスタ８に高速のスイッチング時間
が必要となった。又、出力可変の別の手段として周波数
変換装置１ｏの発振を周期的にオン・オフさせ通電比率
を制御するデユーティ制御手段がある。この方式の欠点
は、デユーティ周期に同期して、通電起動時に鍋音が発
生し耳障りとなることである。

ここで起動時の鍋音の原因は、フィルタコンデンサ６の
蓄積電荷がトランジスタ８の導通時に加熱コイル６を流
れる時に鍋が機械的に振動することに起因する。従って
起動時のフィルタコンデンサ６の電圧が高い程、鍋音も
高くなる。

第１図の回路構成ではトランジスタ８がオフ（非発振時
）していると、フィルタコンデンサ６は電源１の最大槽
まで充電されているため、上述の鍋音は極めて高いもの
となる問題があった。

発明の目的 本発明はかかる従来の問題を解消し鍋音が発生しないデ
ユーティ制御手段により出力設定の可変巾を大きくした
誘導加熱調理器を提供するものである。

発明の構成 本発明の誘導加熱調理器は、商用電源に接続された整流
器の整流出力端子にチョークコイルと第１のフィルタコ
ンデンサを接続し、前記第１のフィルタコンデンサの両
端に加熱コイルと共振コンデンサから成る共振回路とそ
れを励振する第１のスイッチング手段との直列回路を接
続して成る周波数変換装置と、前記整流器の整流出力端
子に第２のフィルタコンデンサと第２のスイッチング手
段を直列接続したフィルタ回路と、商用電源の零電圧時
点に同期して出力を反転させると共に前記第２のスイッ
チング手段へオン信号を供給する零点同期回路と、前記
第１のフィルタコンデンサの端子電圧の変化率を検出す
る変化率検出回路と、その電圧変化率が１回目に零に達
した時信号を発生するトリガ回路と、前記トリガ回路の
出力に接続されて第１のスイッチング手段に所定の繰返
し周期のオン信号を供給する駆動回路とにより構成され
、起動前に第１のフィルタコンデンサに充電された電荷
を第２のフィルタコンデンサに移し変え、第２のフィル
タコンデンサの端子電圧の蓄積電荷のない最下点を検出
して起動させるため、起動時に鍋音が発生しないデユー
ティ制御手段を実現可能にしたものである。

実施例の説明 以下、添附図面に基づいて本発明の一実施例について説
明する。

第２図において、商用電源１２にスイッチ１３を介して
接続された整流器１４の整流出力端子にはチョークコイ
ル１６と第１のフィルタコンデンサ１６が接続され、第
１のフィルタコンデンサ１６の両端には加熱コイル１８
と共振コンデンサ１９から成る並列共振回路とそれを励
振する第１のスイッチング手段２ｏとの直列回路を接続
して周波数変換装置２１を構成している。又、整流器１
４の整流出力端子には第２のフィルタコンデンサ２２と
第２のスイッチング手段２３を直列接続したフィルタ回
路２４が接続されている。整流器１４の入力端子には商
用電源１２の零電圧時点に同期（７て出力を反転させる
零点同期回路２５が接続され、第２のスイッチング手段
２３にオン信号を供給する。第１のフィルタコンデンサ
１６の端子′１１ｂ圧■は変化率検出回路２６へ入力さ
れ、■の変化率ｄＶ／ｄ　ｔ　が零になる毎にトリガ回
路２７へ出力を発生する。トリガ回路２７はｄＶ／ｄ　
ｔ　が１回−Ｖこ零になる時点に同期して駆動回路２８
へ出力を発生する。その後、駆動回路２８はトリガ回路
２７からの停止信号が来るまでは所定のパルス１１（７
）駆動信号を第１のスイッチング手段２０へ供給し続け
る。

第３図は第２図の実施例のブロック図を更に具体的に説
明するものであシ、以下、各部の波形を図示した第４図
と共に各部の動作について説明する。商用電源１２に接
続された変成器２９は２次巻線に２ケ所のタップを有し
、ダイオード３０゜３１で全波整流し、ダイオード３２
で半波整流を行なうものである。全波整流された整流出
力（第４図ａ）は分圧抵抗３２′、３３によって分圧さ
れた後、トランジスタ３４のベースに接続されている。

又、ダイオード３０．３１のカソード端子には更にダイ
オード３５と平滑コンデンサ３６が接続されておシ、そ
の平滑された直流電圧は抵抗３７とツェナダイオード３
８とによ多安定化され、他の電子回路の定電圧電源とな
っている。

トランジスタ３４のコレクタ・エミッタ間に発生する零
ボルト同期パルス（第４図ｂ）はＤ−フリップフロップ
３９（例えば日本電気■製のμＰＤ−４０１３など、以
下Ｄ−Ｆ／Ｆと略す。）のクロック入力端子に接続され
、又、そのデータ入力端子には発振制御スイッチ４０に
より発振時には高レベルの入力が供給されている（第４
図Ｃ）。Ｄ−Ｆ／Ｆ３９の出力端子からは抵抗４１を介
してサイリスタ４２のゲート端子ヘトリガ信号が供給さ
れている（第４図ｄ）。トリガ信号によりサイリスタ４
２が導通すると、第１のフィルタコンデンサ１６の蓄積
電荷は第２のフィルタコンデンサ２２に移し変えられ第
１のフィルタコンデンサ１６の端子電圧が第４図ｅのよ
うに高リップル波形となる。又、第２のフィルタコンデ
ンサ２２の端子電圧も第４図ｉのように高リップル波形
となる。変化率検出回路２６を構成するコンデンサ４３
と直列接続された抵抗４４．４５の微分回路は第１のフ
ィルタコンデンサ１６の端子間に接続されており、抵抗
４４．４５の中点に接続されたコン・ぐレータ４６の入
力端子に第１のフィルタコンデンサ１６の端子電圧■の
微分波形を入力する（第４図ｆの実線）。又、コンパレ
ータ４６の他の入力端子には負電源間（負電源はダイオ
ード３２、コンデンサ４７、ツェナダイオード４８によ
シ構成）に接続された分圧抵抗４９．５０によシ一定の
負電圧（第４図ｆの一点鎖線）が基準電圧として供給さ
れている。コンパレータ４６の出力は抵抗５１によシブ
ルアツブされて変化率検出回路２６の出力としてトリガ
回路２７を構成するＤ　−Ｆ／Ｆ　Ｅ５２！のクロック
端子に供給されるが、第４図ｆに示すコンパレータ４６
の入力信号で判る様に■の変化率（ｄＶ／ｄｔ）が零と
なる点でコンパレータ４６の出力（第４図ｑ）は反転し
、第３図実施例の回路ではサイリスタ４２がオンした後
、ｄＶ／ｄ　ｔが零となる点でコンパレータ４６の出力
は低から高へと変化する。Ｄ−Ｆ／Ｆ５２はクロック入
力の立上り時のＤ端子信号を読みとり０端子にその出力
を発生させるので、Ｄ−Ｆ／Ｆ６２のＤ端子とＤ−Ｆ／
Ｆ３９のＤ端子を接続しておけば、Ｄ−Ｆ／Ｆ５２の出
力波形は第４図りのように変化する。このＤ　−Ｆ／Ｆ
６２の出力信号は分圧抵抗６３．５４によって分圧され
トランジスタ６５のベースに接続されている。

駆動回路２８はパルス出力を周期的に発生するパルス発
生回路であれば特に限定されないが、本実施例ではトラ
ンジスタ６６　、Ｅ５７で構成される非安定マルチバイ
ブレータを用いている。ここでトランジスタ５６のエミ
ッタ端子はトランジスタ６５のコレクタ端子に接続され
ていて、トランジスタ５５が導通するまではトランジス
タ６６はオフし、トランジスタ５７はオンしているので
ＮＰＮトランジスタ５８にはベース電流が供給されてお
らず周波数変換装置２１は全く励振されていない。

トランジスタ６５がオンすると同時にトランジスタ５７
は所定の時間（第４図りの高出力期間）たけオフし、抵
抗６９．６０を介してＮＰＮ）ランジスタ５８にベース
電流を流し、以後、非安定マルチバイブレータの出力周
波数変換装置２１は励振され、加熱コイル１８は鍋（図
示せず）を誘導加熱する。

本実施例は、発振信号の制御を発振制御スイッチ４０で
図示しているが、ここに非安定マルチバイブレータのよ
うな構成で容易に得られる低周波発振器の出力を代わシ
に接続し、その出力パルス巾を可変にすることによって
第４図Ｃのように出力波形の繰シ返し周期や通電比率を
任意に設定することが可能である。

ここで鍋音の問題について解説してみると、周波数変換
装置２′１が励振されていない時は、第２のフィルタコ
ンデンサ２２の端子電圧は第４図ｉに示すよう［８であ
る０そしてＤ−Ｆ／Ｆ３９の出力（第４図ｄ）が電源の
零点で立上ると同時にサイリスタ４２が導通すると、第
１のフィルタコンデンサ１６に蓄積された電荷は第２の
フィルタコンデンサ２２へ移し変えられ、第４図ｅに示
すように第１のフィルタコンデンサ１６の端子電圧Ｖは
急激に低下する。この端子電圧■が最下点に達した時点
を検知するのが変化検出回路２６であシ、すなわちｄＶ
／ｄｔが１回目に零になる時点でトリガ回路２７に出力
を出し、駆動回路２已により周波数変換装置２１を励振
させる訳である。そうすればＮＰＮ　トランジスタ６８
が導通時に、第１のフィルタコンデンサ１６には蓄積電
荷がほとんどないために加熱コイル１８を介しての蓄積
電荷の放電はなく、鍋が機械的に振動することによる鍋
音の発生がない訳である。

以上、第１のスイッチング手段２０としてＮＰＮトラン
ジスタ６８とダンパーダイオード６１の逆並列回路で説
明したが、トランジスタの代わりにＣ１ＴＯ（ゲートタ
ーンオフサイリスタ）やＦＥＴ（電界効果型トランジス
タ）など、制御信号でオン・オフを制御できる素子であ
れば何らの制限はない。

又、第２のスイッチング手段２３として、サイリスタ４
２とダイオード６２の逆並列接続で構成しているが、ト
ライアックに置き換えることがＩＪ３来ることは言うま
でもない〇 発明の詳細 な説明したように、本発明にもとづく誘導加熱調理器は
、 １　起動時の鍋音を防止して使用者に不快感を与えない
。

２　デユーティ制ａ（通電比制御）時に、広範な出力設
定をしても、上記鍋音が発生しない。

使 ３　＃励時に、コンデンサの短絡電流がスイッチング素
子に流れないため、素子の信頼性や経′済性が高い。

などの効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例の誘導加熱調理器の構成を示す第４図は
実施例の動作波形を示す波形図である。 ２１・・・・・・周波数変換装置、２４・・・・・・フ
ィルタ回路、２６・・・・・零点同期回路、２６・・・
・・・変化率検出回路、２７・・・・・・トリガ回路、
２８・・・・・・駆動回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 商用電源に接続された整流器の整流出力端子【チョーク
   コイルと第１のフィルタコンデンサヲ接続し、前記第１
   のフィルタコンデンサの両端に加熱コイルと共振コンデ
   ンサから成る共振回路とそれを励振する第１のスイッチ
   ング手段との直列回路を接続して成る周波数変換装置と
   、前記整流器の整流出力端子に第２のフィルタコンデン
   サと第２のスイッチング手段を直列接続したフィルタ回
   路と、商用電源の零電圧時点に同期して出力を反転させ
   ると共に前記第２のスイッチング手段へオン信号を供給
   する零点同期回路と、前記第１のフィルタコンデンサの
   端子電圧の変化率を検出する変化率検出回路と、その電
   圧変化率が１回目に零に達した時信号を発生するトリガ
   回路と、前記トリガ回路の出力に接続されて第１のスイ
   ッチング手段に所定の繰返し周期のオン信号を供給する
   駆動回路とによシ構成される誘導加熱調理器０