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JPH1130663A - レーダ装置 - Google Patents

レーダ装置

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Publication number
JPH1130663A
JPH1130663A JP9235157A JP23515797A JPH1130663A JP H1130663 A JPH1130663 A JP H1130663A JP 9235157 A JP9235157 A JP 9235157A JP 23515797 A JP23515797 A JP 23515797A JP H1130663 A JPH1130663 A JP H1130663A
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frequency
component
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beat
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Kazuoki Matsugaya
和沖 松ケ谷
Masanobu Yukimatsu
正伸 行松
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Denso Corp
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ミリ波帯の高周波回路部品を追加することな
く、簡易な構成にて低周波雑音の影響を除去可能なレー
ダ装置を提供する。 【解決手段】 電圧制御発振器１２の発振周波数を制御
するための変調信号Ｓｍを生成する変調信号生成部１４
は、周波数を直線的に変化させる三角波状の直線変調成
分Ｍａを生成する三角波発振器２６と、周波数を周期的
に変化させる正弦波（周波数Ｆｓ）の周期変調成分Ｍｂ
を生成する正弦波発振器２７と、直線変調成分Ｍａ及び
周期変調成分Ｍｂを合成し変調信号Ｓｍとする信号加算
器２８とを備える。変調信号Ｓｍにて変調された送信信
号Ｓｓと、目標物体からの反射波である受信信号Ｓｒと
を混合すると、目標物体との距離や相対速度の算出に通
常用いられるビート周波数ｆｕ（基本波成分）の他、低
周波ノイズの少ない周波数帯の周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ
（高調波成分）を含むビート信号Ｓｂが得られる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体の衝突防止
等に使用され、周波数変調されたレーダ波を送受信する
ことにより、目標物体との相対距離や相対速度に関する
情報を取り出すＦＭＣＷ方式のレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年レーダ装置を自動車に搭載し、衝突
防止等の安全装置として応用する試みがなされている
が、車載用のレーダ装置としては、目標物の距離と相対
速度とを同時に検出可能であり、しかも構成が比較的簡
単で小型化・低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレーダ装
置（以下、ＦＭＣＷレーダ装置とよぶ）が用いられてい
る。
【０００３】このＦＭＣＷレーダ装置では、図３０
（ａ）に実線で示すように、三角波状の変調信号により
周波数変調され、周波数が時間に対して直線的に漸次増
減する送信信号Ｓｓをレーダ波として送信し、目標物体
により反射されたレーダ波を受信する。この時、受信信
号Ｓｒは、図３０（ａ）に点線で示すように、レーダ波
が目標物体との間を往復するのに要する時間、即ち目標
物体までの距離に応じた時間Ｔｄだけ遅延し、レーダと
目標物体との相対速度に応じた周波数Ｆｄだけドップラ
シフトする。
【０００４】そして、このような受信信号Ｓｒと送信信
号Ｓｓとをミキサで混合することにより、図３０（ｂ）
に示すように、これら信号Ｓｒ，Ｓｓの差の周波数成分
であるビート信号Ｓｂを発生させ、送信信号Ｓｓの周波
数が増加する時のビート信号Ｓｂの周波数（以下、上り
変調時のビート周波数とよぶ）をｆｕ、送信信号Ｓｓの
周波数が減少する時のビート周波数（以下、下り変調時
のビート周波数とよぶ）をｆｄとして、目標物体との距
離Ｒ及び相対速度Ｖを、以下の（１）（２）式を用いて
算出するように構成されている。
【０００５】
【数１】
【０００６】
【数２】
【０００７】なお、ｃは電波伝搬速度、Ｔは送信信号を
変調する三角波の周期、△Ｆは送信信号の周波数変動
幅、Ｆｏは送信信号の中心周波数である。ここで、この
ようなＦＭＣＷレーダ装置を車載用レーダ装置として適
用するには、約１００〜２００ｍを最大距離として、そ
れ以下の範囲内にある目標物体を、少なくとも数ｍの距
離分解能で検出できるように構成する必要がある。な
お、ＦＭＣＷレーダ装置の距離分解能△Ｒは、（３）式
で表されることが知られている。
【０００８】
【数３】
【０００９】この（３）式から明かなように、数ｍの距
離分解能を得るためには、周波数変動幅△Ｆを、１００
ＭＨｚ程度に設定する必要があり、また、このような周
波数変動幅△Ｆを確保するためには、送信信号の中心周
波数Ｆｏを、ミリ波と呼ばれる周波数帯（数十ＧＨｚ〜
数百ＧＨｚ）に設定する必要がある。
【００１０】そして、例えば、送信信号Ｓｓを△Ｆ＝１
００ＭＨｚ、Ｔ＝１ｍｓとした場合、目標物体との相対
速度Ｖが０（即ちｆｕ＝ｆｄ）で、目標物体との距離Ｒ
が１００ｍの時には、検出されるビート周波数ｆｕ，ｆ
ｄは、１３３ＫＨｚとなる。そして、１００ｍ以内の距
離に目標物体がある場合には、１３３ＫＨｚ以下のビー
ト信号Ｓｂが検出され、また、相対速度Ｖが０ではない
場合、相対速度Ｖが０の時の周波数を中心にして、ドッ
プラシフト分だけ増減した周波数を有するビート信号Ｓ
ｂが検出されることになる。即ち、車載用レーダ装置と
して使用する場合、数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚのビート信
号を検出できることが要求されるのである。
【００１１】ところがミリ波のような高周波帯の信号を
扱う高周波用ミキサでは、信号強度の揺らぎの周波数成
分からなるＡＭ−ＦＭ変換ノイズや、周波数に反比例し
た強度を有する１／ｆノイズがミキサの出力に重畳され
る。しかも、これらＡＭ−ＦＭ変換ノイズ及び１／ｆノ
イズ（以下、合わせて低周波ノイズとよぶ）の強度は、
ビート信号Ｓｂと同じ数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数
領域で比較的強いため、ビート信号Ｓｂの信号対雑音比
（以下、ＳＮ比という）を劣化させてしまうという問題
があった。
【００１２】これに対して、例えば特開平５−４０１６
９号公報には、図３１に示すように、高周波の送信信号
Ｓｓを生成する高周波発振器１１２と、高周波発振器１
１２が生成する送信信号Ｓｓの周波数を三角波状に直線
的に変調するための変調信号Ｓｍを生成する変調信号生
成回路１２６と、高周波発振器１１２からの送信信号Ｓ
ｓをレーダ波として送信する送信アンテナ１１６と、目
標物体に反射したレーダ波を受信する受信アンテナ１２
０と、受信アンテナ１２０からの受信信号Ｓｒに送信信
号Ｓｓを分配する分配器１１８からのローカル信号Ｌを
混合してビート信号Ｓｂを発生させる高周波用ミキサ１
２２とを備えた一般的な構成を有するＦＭＣＷレーダ装
置において、更に、ビート信号Ｓｂの２倍以上の周波数
を有するスイッチング信号を生成する第２の発振器１３
６と、このスイッチング信号により受信アンテナ１２０
からの受信信号Ｓｒを周期的にオン／オフするスイッチ
ング回路１３８と、高周波用ミキサ１２２にて、スイッ
チングされた受信信号にローカル信号Ｌが混合されるこ
とにより、スイッチング周波数に応じた周波数領域に発
生するビート信号の周波数成分を抽出するバンドパスフ
ィルタ１３２と、バンドパスフィルタ１３２にて抽出さ
れた周波数成分を、更に第２の発振器１３６からのスイ
ッチング信号をバンドパスフィルタ１４０によって整形
した信号と混合することによって、ビート信号を本来の
数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚの周波数帯に再変換する中間周
波用ミキサ１３４と、を備えたＦＭＣＷレーダ装置１１
０が開示されている。
【００１３】この装置１１０では、スイッチング信号の
周波数を数ＭＨｚ程度に設定すれば、低周波ノイズの影
響が十分に小さくなる領域（数ＭＨｚ程度）にビート信
号の周波数成分を発生させることができ、また、中間周
波用ミキサ１３４は、高周波用ミキサ１２２が取り扱う
ミリ波に比べて周波数の低いビート信号やスイッチング
信号（いずれも数ＭＨｚ程度）を扱うので、その出力に
重畳される低周波ノイズは、高周波用ミキサ１２２に比
べて十分に小さい。
【００１４】即ち、高周波用ミキサ１２２では、低周波
ノイズの影響が小さい周波数領域にビート信号Ｓｂを発
生させ、このビート信号Ｓｂの周波数成分を、低周波ノ
イズの少ない中間周波用ミキサ１３４にて本来の周波数
帯に変換しているので、低周波ノイズの影響を低減で
き、ビート信号ＳｂのＳＮ比が改善されるのである。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この装置１１
０では、受信アンテナ１２０と高周波用ミキサ１２２と
の間、即ちミリ波帯の高周波信号である受信信号Ｓｒの
伝送経路にスイッチング回路１３８が挿入されているた
め、ただでさえ目標物体に反射して戻ってきた微弱なレ
ーダ波の受信信号Ｓｒを一層減衰させてしまい、その結
果、検出感度が劣化するという問題があった。また、こ
のスイッチング回路１３８のように、ミリ波帯の高周波
信号を処理する高周波回路は、一般に回路への組み付け
が難しく、また値段も高いため、製造に手間を要すると
共に装置が高価なものとなるという問題があった。
【００１６】なお、上記公報には、高周波発振器１１２
と送信アンテナ１１６との間に変調手段を挿入する旨も
開示されているが、この変調手段も、結局、ミリ波帯の
高周波信号である送信信号の伝送経路に設けられるもの
であり、送信出力の低下による検出感度の劣化や高周波
回路の使用を避けられないため、上述のスイッチング回
路１３８を設けた場合と全く同様の問題があった。
【００１７】本発明は、上記問題点を解決するために、
ミリ波帯の高周波回路部品を追加することなく、簡易な
構成にて低周波雑音の影響を除去可能なレーダ装置を提
供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
になされた第一発明である請求項１に記載のレーダ装置
は、送信信号生成手段が、時間に対して直線的に周波数
を変化させる直線変調成分と、ビート信号の２倍以上の
周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分とに
より変調された送信信号を生成する。
【００１９】ところで、このように変調された送信信号
を、ある時刻ｔ０にて瞬時的に見た場合、直線変調成分
の変調によって時刻ｔ０に得られる周波数Ｆｔの信号
を、周期変調成分の周波数Ｆｓの信号にて周波数変調し
たものであると考えることができる。
【００２０】従って、この時の送信信号のスペクトラム
は、図２３（ａ）に示すように、周波数Ｆｔを中心周波
数として、この中心周波数から夫々周波数Ｆｓの整数倍
だけ離れた周波数によって形成されるサイドバンドを有
するものとなる。なお、図２３（ａ）（図２３（ｂ）も
同様）では、図面を見やすくするために、中心周波数か
ら周波数Ｆｓの３倍以上離れた周波数成分の図示を省略
している。
【００２１】この送信信号はレーダ波として放射され、
その後、目標物体に反射して戻ってきたレーダ波の受信
信号は、レーダ波が目標物体までの距離を往復すること
による遅延と、目標物体との相対速度に応じて発生する
周波数のドップラシフトとによって決まるビート周波数
ｆｕ（通常、送信信号の上り変調時のビート周波数をｆ
ｕ，下り変調時のビート周波数をｆｄで表すが、以下で
は、特に断わらない限りｆｕにて両ビート周波数を代表
させるものとする。）だけ送信信号からシフトしたもの
となっており、図２３（ｂ）に点線にて示すようなスペ
クトラムを有する。なお、図２３（ｂ）は、図２３
（ａ）にて示した送信信号のスペクトラム（図中実線に
て示す）に、受信信号のスペクトラムを重ねて示したも
のである。
【００２２】そして、このようなスペクトラムを有する
送信信号と受信信号とを混合する高周波用ミキサでは、
これら混合された信号の周波数差を成分とするビート信
号が生成される。このビート信号は、図２３（ｂ）から
も明かなように、送信信号と受信信号とで互いに対応す
る信号成分の差の周波数（ビート周波数）であるｆｕ，
及び互いに異なる信号成分の差の周波数であるｎ×Ｆｓ
±ｆｕ（ｎ＝１，２，３，…）に信号成分を持ち、その
スペクトラムは、図２４に示すようなものとなる。ここ
で、ビート信号の信号成分のうち、ビート周波数ｆｕの
ものを基本波成分とよび、周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕのもの
をｎ次高調波成分（総称するときは、単に高調波成分）
とよぶ。
【００２３】なお、周期変調成分の周波数Ｆｓは、ビー
ト信号の基本波成分の周波数ｆｕの２倍より大きく設定
されているので、例えばｆｕとＦｓ−ｆｕ，Ｆｓ＋ｆｕ
と２Ｆｓ−ｆｕ等、隣接する周波数領域が互いに重なり
合ってしまうことがなく、各信号成分は周波数領域上で
確実に分離可能なものとなっている。
【００２４】そして、演算手段は、ビート信号の高調波
成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）に基づいて、ビート周波
数ｆｕを抽出し、目標物体との距離や相対速度を算出す
る。このように、本発明のレーダ装置においては、周波
数が直線的に変化するだけでなく周期的にも変化するよ
うに変調された送信信号を用いることにより、送受信信
号を混合する高周波用ミキサにて生成されるビート信号
が、基本波成分だけでなく、より周波数の高い高調波成
分を有するようにされている。
【００２５】従って、本発明のレーダ装置によれば、ビ
ート信号を構成する信号成分の中に、低周波ノイズの影
響が十分に小さい周波数領域にある、ＳＮ比の優れた高
調波成分が存在し、このＳＮ比の優れた高調波成分を用
いて、ビート周波数を精度よく検出することができるた
め、目標物体との距離や相対速度を精度よく求めること
ができる。
【００２６】即ち、高周波用ミキサの出力に重畳される
低周波ノイズ（ＡＭ−ＦＭ変換ノイズ，１／ｆノイズ
等）は、図２４中点線で示すように、周波数が高くなる
につれて減少する特性を有しており、ビート信号の基本
波成分（周波数ｆｕ）は、このノイズ成分が比較的大き
な領域に含まれる。このため、この基本波成分より、よ
り高い周波数領域にある高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±
ｆｕ）の方がＳＮ比がよい場合があり、適宜、ＳＮ比の
よい高調波成分を用いれば、低周波ノイズの影響を受け
ることなく、当該レーダ装置の検出精度を最大限に向上
させることができるのである。
【００２７】しかも、本発明のレーダ装置によれば、従
来装置のように、送信信号や受信信号の伝送路に高周波
回路を一切追加する必要がないため、当該装置を簡易か
つ安価に構成できる。なお、送信信号生成手段は、例え
ば、請求項２に記載のように、高周波の送信信号を生成
し、かつ該送信信号の周波数を変調信号により制御可能
な高周波発信器と、直線変調成分を生成する第１成分生
成手段と、周期変調成分を生成する第２成分生成手段
と、直線変調成分及び周期変調成分を合成して変調信号
を生成する成分合成手段とにより構成することができ
る。
【００２８】次に請求項３に記載のレーダ装置は、請求
項２に記載のレーダ装置において、高周波用ミキサから
のビート信号に、第２成分生成手段からの周期変調成分
を第２ローカル信号として混合し、該混合された信号の
周波数差を成分とする第２ビート信号を生成する中間周
波用ミキサを設け、演算手段は、中間周波用ミキサから
の第２ビート信号の基本波成分に基づき、目標物体との
距離及び相対速度を算出することを特徴とする。
【００２９】このように構成された本発明のレーダ装置
において、中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号
のスペクトラムは、高周波用ミキサが生成するビート信
号のスペクトラム（図２４参照）を、周期変調成分の周
波数Ｆｓが０Ｈｚとなるようにシフトさせた後、マイナ
ス側に位置するスペクトラムを周波数０Ｈｚを軸として
プラス側に折り返した形状、即ち図２５に示すようなも
のとなる。つまり周波数がＦｓ±ｆｕの高調波成分が、
ビート周波数ｆｕの基本波成分に変換される。この時、
低周波ノイズも、図２５中点線で示すように、同様に折
り返されることになるため、第２ビート信号の基本波成
分は低周波ノイズが低減されたものとなる。
【００３０】従って、本発明のレーダ装置によれば、ビ
ート周波数ｆｕ（数１０ＫＨｚ〜数１００ｋＨｚ）であ
る基本波成分を用いて演算処理を行うことができ、演算
手段として、従来装置に使用されていたものをそのまま
用いることができる。また、本発明のレーダ装置によれ
ば、周期変調成分の周波数Ｆｓを、低周波ノイズの影響
が十分に小さくなる領域（高々数十ＭＨｚ程度）に設定
すればよいため、中間周波用ミキサの出力に重畳される
低周波ノイズは、ミリ波を扱う高周波用ミキサに比べて
無視できるほどに小さく、従って、中間周波用ミキサを
付加することにより、ビート信号のＳＮ比をほとんど劣
化させることがない。
【００３１】次に請求項４に記載のレーダ装置は、請求
項３に記載のレーダ装置において、中間周波用ミキサと
演算手段との間に、第２ビート信号に含まれる高調波成
分を除去するローパスフィルタを設けたことを特徴とす
る。このように構成された本発明のレーダ装置によれ
ば、演算手段での検出に用いられない不要な高調波成分
が第２ビート信号から除去されるので、第２ビート信号
の基本波成分のＳＮ比が向上し、演算手段では、このＳ
Ｎ比の優れた信号を用いて、ビート周波数を精度よく検
出することができるため、目標物体との距離や相対速度
をより精度よく求めることができる。
【００３２】次に請求項５に記載のレーダ装置は、請求
項３または請求項４に記載のレーダ装置において、第２
成分生成手段が生成する周期変調成分の周波数を整数倍
に変換する周波数逓倍手段を設け、該周波数逓倍手段か
らの周波数が整数倍された周期変調成分を第２ローカル
信号として中間周波用ミキサに入力することを特徴とす
る。
【００３３】このように構成された本発明のレーダ装置
においては、周波数逓倍手段が周期変調成分の周波数Ｆ
ｓをｎ倍する場合、中間周波用ミキサが生成する第２ビ
ート信号のスペクトラムは、高周波用ミキサが生成する
ビート信号のスペクトラム（図２４参照）を、周波数ｎ
×Ｆｓが０Ｈｚとなるようにシフトさせた後、マイナス
側に位置するスペクトラムを０Ｈｚを軸としてプラス側
に折り返した形状となる。つまり、周波数がｎ×Ｆｓ±
ｆｕの高調波成分が、ビート周波数ｆｕの基本波成分に
変換されることになる。
【００３４】従って、ビート信号の高調波成分（周波数
ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）のうち最もＳＮ比のすぐれたものが、
第２ビート信号の基本波成分（周波数ｆｕ）に変換され
るように周波数逓倍手段での倍率ｎを設定することによ
り、当該レーダ装置の検出性能を最大限に引き出すこと
ができる。
【００３５】即ち、これは、例えば、高周波発振器の変
調信号に対する追従性が悪い等、周期変調成分の周波数
Ｆｓを、低周波ノイズの影響が十分に小さくなるような
周波数領域に設定できない場合、周波数がＦｓ±ｆｕの
信号成分を用いるよりも、より高い周波数、例えば２Ｆ
ｓ±ｆｕ，３Ｆｓ±ｆｕ，…等の信号成分を用いた方
が、ＳＮ比が優れる場合があるため、このような場合に
好適に使用することができるのである。
【００３６】次に、請求項６に記載のレーダ装置は、請
求項３ないし請求項５のいずれかに記載のレーダ装置に
おいて、高周波用ミキサと中間周波用ミキサとの間に、
第２ローカル信号の周波数を中心周波数とし、ビート信
号の基本波成分の周波数の２倍以上の通過帯域幅を有す
るバンドパスフィルタを設けたことを特徴とする。
【００３７】このように構成された本発明のレーダ装置
によれば、高周波用ミキサが生成するビート信号の高調
波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）のうち、中間周波用ミ
キサによって第２ビート信号の基本波成分（周波数ｆ
ｕ）に変換される信号成分のみが抽出され、その他の不
用な信号成分や低周波ノイズが除去される。その結果、
演算手段にて用いる信号成分、即ちここでは、第２ビー
ト信号の基本波成分のＳＮ比をより向上させることがで
きる。なお、図２６は、中間周波用ミキサが生成する第
２ビート信号のスペクトラムである。
【００３８】また、特に、周波数スペクトラムの分析に
高速フーリエ変換を用いる場合、不要な高次の高調波成
分が存在すると、目標物体以外の周波数にノイズが発生
する現象が生じるが、バンドパスフィルタを設けること
により、これを防止することができる。
【００３９】次に、請求項７に記載のレーダ装置では、
第２成分生成手段からの周期変調成分を第２ローカル信
号として中間周波用ミキサに入力するように第２ローカ
ル信号切替手段を設定した場合、請求項３に記載のレー
ダ装置と同様に動作して、１次高調波成分（周波数Ｆｓ
±ｆｕ）が第２ビート信号の基本波成分（ビート周波数
ｆｕ）に変換され、一方、周波数逓倍手段からの周波数
が逓倍（ｎ倍とする。但しｎ≧２）された周期変調成分
を第２ローカル信号として中間周波用ミキサに入力する
ように第２ローカル信号切替手段を設定した場合、請求
項５に記載のレーダ装置と同様に動作して、ｎ次高調波
成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）が第２ビート信号の基本
波成分に変換され、演算手段に入力されることになる。
【００４０】そして、第２ローカル信号切替制御手段
は、第２ローカル信号切替手段により接続の設定を切り
替えて、演算手段に入力されるビート信号の基本波成分
の信号対雑音比を各設定毎に算出し、該算出結果に基づ
いて信号対雑音比（ＳＮ比）の良好な側に第２ローカル
信号切替手段を設定する。
【００４１】従って、本発明のレーダ装置によれば、ビ
ート信号の１次高調波成分またはｎ次高調波成分のう
ち、ＳＮ比の良好な側を検出に用いることができるの
で、ノイズ環境の変化があったとしても安定して精度の
よい検出を行うことができる。即ち、上述したように、
ビート周波数ｆｕは一般的に数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚで
あり、また周期変調成分の周波数Ｆｓは高々数十ＭＨｚ
程度のものが用いられており、従って、高周波用ミキサ
が生成するビート信号の高調波成分の周波数（ｎ×Ｆｓ
±ｆｕ，ｎ＝１，２，３…）も、数十ＭＨｚ〜数百ＭＨ
ｚ程度となる。この周波数領域では、低周波ノイズが確
実に小さくなるものの、この周波数領域の周波数は、ラ
ジオ放送等、様々な用途に用いられており、使用する場
所、地域によってはこれらの電波が当該レーダ装置に混
信し、特定の周波数にノイズを発生させる可能性があ
る。しかし本発明のレーダ装置では、このようなノイズ
を避けてＳＮ比の良好な側の高調波成分により検出を行
うことができるのである。
【００４２】次に、請求項８に記載のレーダ装置におい
ては、第２成分生成手段からの周期変調成分の周波数を
中心周波数とし、ビート信号の基本波成分の周波数の２
倍以上の通過帯域を有する第１バンドパスフィルタと、
周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分
の周波数を中心周波数とし、ビート信号の基本波成分の
周波数の２倍以上の通過帯域を有する第２バンドパスフ
ィルタと、高周波用ミキサと中間周波用ミキサとの間
に、第１バンドパスフィルタ及び第２バンドパスフィル
タのいずれかを接続するフィルタ切替手段とを備えてい
る。
【００４３】そして、フィルタ切替制御手段が、第２ロ
ーカル信号の設定に応じてフィルタ切替手段の設定を切
り替えることにより、第２ローカル信号として第２成分
生成手段からの周期変調成分が選択されているときに
は、第１バンドパスフィルタによりビート信号からその
基本波成分近傍の信号成分が抽出されて中間周波用ミキ
サに供給され、一方、第２ローカル信号として上記周波
数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分が選
択されているときには、第２バンドパスフィルタにより
周波数が逓倍された周期変調成分の周波数近傍の信号成
分のみが抽出されて中間周波用ミキサに供給されるよう
にされている。
【００４４】従って、本発明のレーダ装置によれば、第
２ローカル信号の設定に関わらず、高周波用ミキサが生
成するビート信号の高調波成分のうち、中間周波用ミキ
サによって第２ビート信号の基本波成分に変換される信
号成分のみが抽出され、その他の不用な信号成分や低周
波ノイズが除去されるため、常に、ＳＮ比の優れた信号
成分を演算手段に供給することができる。
【００４５】ところで、変調指数（周期変調成分の強
度）と、高調波成分の強度との関係をコンピュータのシ
ミュレーションにより検討したところ、図２７（ａ）に
示すような結果が得られた。なお、変調指数Ｍとは、周
期変調成分の強度（振幅）を△Ｆａ，周期変調成分の周
波数をＦｓとした場合、Ｍ＝（△Ｆａ／２）／Ｆｓにて
表される値である。
【００４６】具体的には、本発明のレーダ装置における
送信信号，受信信号，第１及び第２ローカル信号の信号
波形を時系列的にコンピュータ上で再現し、混合すべき
信号波形を互いに乗算することによりミキサの動作を再
現した。そして、このミキサの出力（乗算結果）である
ビート信号の信号波形を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に
よって周波数スペクトラムに分離し、ビート信号に含ま
れているピーク周波数成分の強度、及び雑音の強度を計
算した。また、送信信号（図２参照）は、周期変調成分
の周波数Ｆｓ＝１ＭＨｚ、直線変調成分である三角波の
周期Ｔ＝２．５６ｍｓ、送信信号の周波数変調幅△Ｆ＝
１００ＭＨｚとし、一方、受信信号は、５０ｍ先にある
目標物体に反射したレーダ波を受信したものとして計算
した。
【００４７】その結果、図２７（ａ）に示されているよ
うに、各高調波成分の強度は、変調指数（即ち、周期変
調成分の強度）によって変動すること、また、１次高調
波成分が強いときには２次高調波成分が弱く、逆に２次
高調波成分が強いときには１次高調波成分が弱くなると
いった相補的な関係にあることを見いだした。なお、雑
音の強度は変調指数に対してあまり変動しないこともわ
かり、図２７（ｂ）に示すように、高調波成分の強度を
ＳＮ比に変換しても、同様の関係を有することを見いだ
した。
【００４８】そこで、請求項９に記載のレーダ装置のよ
うに、請求項２ないし請求項８のいずれかに記載のレー
ダ装置において、第２成分生成手段に、周期変調成分の
信号強度を調整する強度調整手段を設け、強度調整制御
手段が、強度調整手段を制御して周期変調成分の信号強
度を変化させ、演算手段に入力されるビート信号の基本
波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各信号強度毎
に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な
信号強度に強度調整手段を設定するようにすれば、演算
手段にて使用する信号のＳＮ比を最大限に向上させるこ
とができ、ひいては当該レーダ装置の検出感度を最大限
に引き出すことができる。
【００４９】特に、先に説明した第２ローカル信号を切
り替える請求項７に記載の発明と組み合わせた場合、ノ
イズの発生状態に応じて、１次高調波成分或いはｎ次
（例えば２次）高調波成分のいずれかＳＮ比の良好な側
を用いて検出を行うのであるが、いずれの場合でも、選
択された高調波成分の最もＳＮ比が良くなるような周期
変調成分の信号強度に調整することができ、使用環境に
応じて、常に、最大限に優れたＳＮ比，検出感度を引き
出すことができる。
【００５０】次に、請求項１０に記載のレーダ装置で
は、請求項２ないし請求項９のいずれかに記載のレーダ
装置において、第２成分生成手段に、周期変調成分の変
調周期を調整する周期調整手段を設け、周期調整制御手
段が、周期調整手段を制御して周期変調成分の変調周期
を変化させ、演算手段に入力されるビート信号の基本波
成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周期毎に
算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変
調周期に周期調整手段を設定する。
【００５１】なお、高周波用ミキサが出力するビート信
号の高調波成分の周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕは、周期変調成
分の周波数Ｆｓに応じて変化する（図２４参照）ので、
周期変調成分の周波数Ｆｓを調整することにより、ビー
ト信号の高調波成分を任意の周波数に発生させることが
できる。
【００５２】従って、本発明のレーダ装置によれば、ノ
イズの発生する周波数をさけて、ＳＮ比が大きくなる周
波数に高調波成分をシフトさせることができ、使用状
況，ノイズの発生状況に応じて最適な条件で目標物体の
検出を行うことができる。なお、周期変調成分の周波数
を調整可能に構成するには、例えば電圧制御発信器など
を用いて周期変調成分を生成することが考えられるが、
広い範囲に渡って周波数を調整可能に構成すると高価な
ものとなってしまう。そこで、特に、第２ローカル信号
を切り替える請求項６に記載の発明と組み合わせて、大
きく周波数を変更する調整は、第２ローカル信号の切替
により行わせるようにすれば、広い範囲に渡って周波数
を細かく調整可能な装置を安価に構成することもでき
る。
【００５３】次に、請求項１１に記載のレーダ装置は、
請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載のレーダ装
置において、周期変調成分の信号波形が、正弦波である
ことを特徴とする。このように構成された本発明のレー
ダ装置によれば、送信信号や受信信号、更にはこれらを
混合してなるビート信号を構成する各信号成分が、夫々
単一のスペクトルを持ち、不用な周波数成分が低減され
るため、演算手段にて用いる信号成分のＳＮ比を更に向
上させることができる。
【００５４】以上では、変調された送信信号を生成する
送信信号生成手段に特徴を有する第一発明について説明
したが、以下では、ローカル信号を生成するローカル信
号生成手段に特徴を有する第二発明について説明する。
即ち、請求項１２に記載のレーダ装置においては、送信
信号生成手段が、時間に対して直線的に周波数が変化す
るように変調された高周波の送信信号を生成し、ローカ
ル信号生成手段が、送信信号生成手段からの送信信号の
一部を分岐してなる分岐信号に基づいてローカル信号を
生成する。
【００５５】なお、ローカル信号生成手段では、ローカ
ル変調信号生成手段が、送信信号と受信信号との周波数
差であるビート周波数の２倍以上の変調周波数を基本波
としたローカル変調信号を生成し、分岐信号変調手段
が、このローカル変調信号により分岐信号を振幅変調し
てローカル信号を生成する。
【００５６】ところで、ある時刻ｔにおける分岐信号
（送信信号）の周波数をＦｔとすると、この時刻ｔでの
ローカル信号は、周波数Ｆｔの分岐信号を周波数Ｆｐの
ローカル変調信号にて振幅変調したものであると考える
ことができる。従って、この時のローカル信号のスペク
トラムは、図２８（ａ）に示すように、周波数Ｆｔの
他、この中心周波数から夫々変調周波数Ｆｐだけ離れた
周波数Ｆｔ±Ｆｓに信号成分を持つものとなる。なお、
ローカル変調信号が基本波だけでなく高調波（基本波の
整数倍の周波数ｎ×Ｆｐ；ｎ≧２）を含む場合は、図中
点線で示すように、ローカル信号は、周波数Ｆｔ±ｎ×
Ｆｐにも信号成分を持つ。
【００５７】一方、送信信号はレーダ波として放射さ
れ、目標物体に反射して戻ってきたレーダ波の受信信号
は、レーダ波が目標物体までの距離を往復することによ
る遅延と、目標物体との相対速度に応じて発生する周波
数のドップラシフトとによって決まるビート周波数ｆｕ
だけ送信信号からシフトしたものとなっており、図２８
（ｂ）に一点鎖線にて示すようなスペクトラムを有す
る。なお、図２８（ｂ）は、図２８（ａ）にて示したロ
ーカル信号のスペクトラム（図中実線及び点線にて示
す）に、受信信号のスペクトラムを重ねて示したもので
ある。
【００５８】そして、このようなスペクトラムを有する
送信信号と受信信号とを混合する高周波用ミキサでは、
これら混合された信号の周波数差を成分とするビート信
号が生成される。このビート信号は、図２８（ｂ）から
も明らかなように、受信信号とローカル信号の各周波数
成分との差の周波数であるｆｕ，Ｆｐ±ｆｕに（高調波
を含む場合には、ｎ×Ｆｐ±ｆｕ；ｎ≧２にも）信号成
分を持ち、そのスペクトラムは、図２９に示すようなも
のとなる。
【００５９】このように、本発明のレーダ装置において
は、ローカル変調信号の周波数ｎ×Ｆｐの近傍に、ビー
ト信号の高調波成分が発生するので、ローカル変調信号
の基本波周波数Ｆｐを低周波ノイズの影響が十分に小さ
くなる周波数に設定すれば、ＳＮ比の優れたビート信号
の高調波成分が得られる。従って、本発明のレーダ装置
によれば、このＳＮ比の優れたビート信号の高調波成分
を用いてビート周波数を精度よく検出することができ、
延いては、目標物体との距離や相対速度を精度よく求め
ることができる。
【００６０】しかも本発明のレーダ装置によれば、従来
装置のようには、送信信号や受信信号に変調を加える等
の処理を行わないので、送信信号や受信信号を減衰させ
て、検出感度を劣化させてしまうこともない。なお、請
求項１３に記載のように、レーダ装置には、高周波用ミ
キサが生成するビート信号に基づいて目標物体との距離
又は相対速度を求める演算手段が一体に設けられていて
もよい。
【００６１】次に、請求項１４に記載のレーダ装置で
は、請求項１２に記載のレーダ装置において、高周波用
ミキサからのビート信号に、ローカル変調信号生成手段
からのローカル変調信号を混合し、該混合された信号の
周波数差を成分とする第２ビート信号を生成する中間周
波用ミキサを設けたことを特徴とする。
【００６２】このように構成された本発明のレーダ装置
では、周波数がＦｐであるローカル変調信号の基本波に
よって、周波数がＦｐ±ｆｕであるビート信号の高調波
成分が、ビート周波数ｆｕの基本波成分に変換される。
つまり、中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号の
スペクトラムは、請求項３に記載の発明の場合（図２５
参照）と同様なものとなる。なお、ローカル変調信号が
高調波を含む場合は、周波数がｎ×Ｆｐ（ｎ≧２）であ
るローカル変調信号の高調波によって、周波数がｎ×Ｆ
ｐ±ｆｕであるビート信号の高次の高調波成分もビート
周波数ｆｕの基本波成分に変換される。
【００６３】その結果、本発明のレーダ装置によれば、
第２ビート信号の基本波成分（周波数ｆｕ）は低周波ノ
イズが低減されたものとなり、請求項３に記載の発明と
同様の効果を得ることができる。なお、請求項１５に記
載のように、請求項１４に記載のレーダ装置には、中間
周波用ミキサが生成する第２ビート信号に基づいて目標
物体との距離及び相対速度を求める演算手段が一体に設
けられていてもよい。
【００６４】また、請求項１６に記載のように、請求項
１４または請求項１５に記載のレーダ装置には、中間周
波用ミキサからの第２ビート信号に含まれる高調波成分
を除去するローパスフィルタを設けてもよい。この場
合、請求項４に記載の発明と同様に、演算手段での検出
に用いられない不要な高調波成分が第２ビート信号から
除去されるので、第２ビート信号の基本波成分のＳＮ比
が向上し、演算手段では、このＳＮ比の優れた信号を用
いて、ビート周波数を精度よく検出することができるた
め、目標物体との距離や相対速度をより精度よく求める
ことができる。
【００６５】次に請求項１７に記載のレーダ装置は、請
求項１２ないし請求項１６のいずれかに記載のレーダ装
置において、高周波用ミキサが生成するビート信号の信
号成分のうちローカル変調信号の基本波周波数近傍以外
の周波数成分を除去するバンドパスフィルタ、及びビー
ト信号の信号成分のうちローカル変調信号の基本波周波
数近傍の周波数成分を増幅する狭帯域増幅器の少なくと
もいずれか一方を設けたことを特徴とする。
【００６６】このように構成された本発明のレーダ装置
では、バンドパスフィルタ及び狭帯域増幅器のいずれも
が、ビート信号の信号成分のうち、ローカル変調信号の
高調波周波数近傍の信号成分（周波数ｎ×Ｆｐ±ｆｕ；
ｎ≧２を含む）のみを抽出し、その他の不用な信号成分
や低周波ノイズの影響を確実に低減する。そして中間周
波用ミキサは、この抽出された信号成分にローカル変調
信号（特に抽出された信号成分と同じ高調波Ｆｐ）を混
合することにより、ビート周波数ｆｕの信号成分（第２
ビート信号の基本波成分）を生成する。
【００６７】従って、本発明のレーダ装置によれば、ビ
ート信号の高調波成分（周波数ｎ×Ｆｐ±ｆｕ；≧２）
のうち最もＳＮ比のすぐれたものが抽出されるようバン
ドパスフィルタや狭帯域増幅器の信号抽出範囲を設定す
ることにより、ビート信号のＳＮ比を向上させることが
できる。
【００６８】なお、バンドパスフィルタ及び狭帯域増幅
記のいずれか一方を備えるだけでもビート信号のＳＮ比
を向上させることができるが、両方とも備えれば、その
効果をより一層向上させることができる。次に、請求項
１８に記載のレーダ装置では、請求項１２ないし請求項
１７のいずれかに記載のレーダ装置において、ローカル
変調信号生成手段に、変調周波数を調整する周波数調整
手段を設け、周波数調整制御手段が、周波数調整手段を
制御してローカル変調信号の変調周波数を変化させ、演
算手段に入力されるビート信号の基本波成分或いは高調
波成分の信号対雑音比を各変調周波数毎に算出し、該算
出結果に基づいて信号対雑音比の良好な変調周波数に周
波数調整手段を設定する。
【００６９】ところで、高周波用ミキサが出力するビー
ト信号の高調波成分の周波数ｎ×Ｆｐ±ｆｕは、周期変
調成分の周波数Ｆｐに応じて変化する（図２９参照）の
で、周期変調成分の周波数Ｆｐを調整することにより、
ビート信号の高調波成分を任意の周波数に発生させるこ
とができる。
【００７０】従って、本発明のレーダ装置によれば、請
求項１０に記載のレーダ装置と同様に、ノイズの発生す
る周波数をさけて、ＳＮ比が大きくなる周波数に高調波
成分をシフトさせることができ、使用状況，ノイズの発
生状況に応じて最適な条件で目標物体の検出を行うこと
ができる。
【００７１】なお、変調信号生成手段にて生成されるロ
ーカル変調信号としては、請求項１９に記載のように、
基本波の単一周波数成分からなるものを用いてもよい
し、請求項２０に記載のように、高調波を多数含む矩形
波を用いてもよい。
【００７２】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施例を図面と共
に説明する。まず、上述の第一発明に対応する第１ない
し第３実施例について説明する。図１は、第１実施例の
障害物検出用レーダ装置の全体構成を表すブロック図で
ある。
【００７３】図１に示すように、本実施例のレーダ装置
１０は、送信信号Ｓｓとしてミリ波帯の高周波信号を生
成し、該高周波信号の周波数を変調信号Ｓｍに応じて制
御可能な電圧制御発振器１２と、電圧制御発振器１２に
供給する変調信号Ｓｍを生成する変調信号生成部１４
と、電圧制御発振器１２が生成する送信信号Ｓｓに応じ
たレーダ波を放射する送信アンテナ１６と、電圧制御発
振器１２からの送信信号Ｓｓを電力分配し、ローカル信
号Ｌを生成する分配器１８と、レーダ波を受信する受信
アンテナ２０と、受信アンテナ２０からの受信信号Ｓｒ
に、分配器１８からのローカル信号Ｌを混合し、これら
信号の差の周波数成分であるビート信号Ｓｂを生成する
高周波用ミキサ２２と、高周波用ミキサ２２からのビー
ト信号Ｓｂに基づいて、目標物体との距離、及び相対速
度を検出する信号処理部２４とを備えている。
【００７４】このうち、変調信号生成部１４は、電圧制
御発振器１２に時間に対して直線的に周波数が増減する
ような変調を行わせるための三角波（周期Ｔ）状の直線
変調成分Ｍａを生成する三角波発振器２６と、電圧制御
発振器１２に三角波の周期Ｔより十分に短い周期で周期
的に周波数が変化するような変調を行わせるための正弦
波（周期１／Ｆｓ）からなる周期変調成分Ｍｂを生成す
る正弦波発振器２７と、これら三角波発振器２６からの
直線変調成分Ｍａ、及び正弦波発振器２７からの周期変
調成分Ｍｂを合成することにより、電圧制御発振器１２
への変調信号Ｓｍを生成する信号加算器２８とを備えて
いる。
【００７５】また、信号処理部２４は、ＣＰＵ，ＲＯ
Ｍ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心
に構成され、ビート信号Ｓｂをデジタル値に変換してＣ
ＰＵに取り込むためのＡ／Ｄ変換器、Ａ／Ｄ変換器を介
して取り込んだデータについて、高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）を高速に実行するための演算処理装置等を備えて
いる。
【００７６】このように構成された本実施例のレーダ装
置１０では、電圧制御発振器１２が、変調信号生成部１
４から入力される変調信号Ｓｍに従って周波数変調され
た送信信号Ｓｓを生成する。ここで、図２に実線で示す
ように、送信信号Ｓｓの周波数の変化を表すグラフは、
直線変調成分Ｍａの周期Ｔで変化する三角波に、周期変
調成分Ｍｂの周波数Ｆｓである正弦波が重畳されたよう
な形状となる。
【００７７】そして、送信アンテナ１６が、この送信信
号Ｓｓをレーダ波として放射し、この時、分配器１８
が、送信信号Ｓｓの一部をローカル信号Ｌとして分離す
る。また、送信アンテナ１６から放射され、目標物体に
反射して戻ってきたレーダ波を受信アンテナ２０が受信
すると、高周波用ミキサ２２が、この受信アンテナ２０
からの受信信号Ｓｒ（図２に点線で示す）と、分配器１
８からのローカル信号Ｌとを混合してビート信号Ｓｂを
生成する。信号処理部２４は、このビート信号Ｓｂを、
送信信号Ｓｓの上り変調時、及び下り変調時の夫々につ
いて、Ａ／Ｄ変換して取り込み、高速フーリエ変換を施
して、ビート信号Ｓｂのスペクトラムを求め、そのスペ
クトラムから上り変調時の周波数Ｆｓ±ｆｕ，及び下り
変調時の周波数Ｆｓ±ｆｄを抽出し、更に、これら周波
数Ｆｓ±ｆｕ，Ｆｓ±ｆｄから求めた各変調時のビート
周波数ｆｕ，ｆｄに基づき、上述の（１）（２）式を用
いて、目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する処理
を実行する。
【００７８】ここで図３は、本実施例のレーダ装置１０
の前方１０ｍの地点に、レーダ波を反射する目標物体を
配置して、レーダ装置１０を動作させた時に、高周波用
ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂのスペクトラムを
測定した結果を表すグラフである。
【００７９】なお、三角波発振器２６が生成する直線変
調成分Ｍａは、周期Ｔが２．７ｍｓｅｃ（周波数３７０
Ｈｚ）の三角波であり、その変化に対して、送信信号Ｓ
ｓの変調帯域幅△Ｆが９０ＭＨｚ，その中心周波数Ｆｏ
が５９．５ＧＨｚとなるように設定し、また、正弦波発
振器２７が生成する周期変調成分Ｍｂは、周波数Ｆｓが
１００ＫＨｚの正弦波であり、その変化に対して、送信
信号Ｓｓの変調帯域幅△Ｆａが４ＭＨｚとなるように設
定した。
【００８０】また、この測定では、レーダ装置１０及び
目標物体がいずれも静止しており、送信信号Ｓｓの上り
変調時と下り変調時とでビート周波数ｆｕ，ｆｄ、延い
てはビート信号Ｓｂのスペクトラムはほぼ等しいものと
なるため、ここでは、上り変調時のビート信号Ｓｂのス
ペクトラムのみを示した。
【００８１】図３に示すように、ビート信号Ｓｂのスペ
クトラムは、４．５ＫＨｚに基本波成分（周波数ｆｕ）
のピークが見られる他、９５．５ＫＨｚ，１０４．５Ｋ
Ｈｚにも高調波成分のピークが現れている。これらは、
周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓ（＝１００ＫＨｚ）にビ
ート周波数ｆｕを減算、或は加算（Ｆｓ±ｆｕ）した周
波数に一致している。即ち、この測定により、送信信号
Ｓｓを、直線変調成分Ｍａと周期変調成分Ｍｂとを合成
してなる変調信号Ｓｍによって変調することにより、基
本波成分（周波数ｆｕ）だけでなく、高調波成分（周波
数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）を含んだビート信号Ｓｂを発生させ
ることが可能であることが確認された。
【００８２】なお、この測定では、スペクトラムの位置
をわかりやすく表示するために、正弦波発振器２７が生
成する周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを１００ｋＨｚと
いう比較的低い値に設定したが、実用的には１ＭＨｚや
１０ＭＨｚ等、より高い周波数に設定して、低周波ノイ
ズの影響が十分に小さくなり、良好なＳＮ比が得られる
周波数帯に、高調波成分（周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）のピ
ークが現れるようにすることが望ましい。
【００８３】以上説明したように、本実施例のレーダ装
置１０においては、送信信号Ｓｓを直線変調成分Ｍａと
周期変調成分Ｍｂとを合成してなる変調信号Ｓｍにて変
調し、送信信号Ｓｓの周波数を直線的に変化させるだけ
でなく、周期的（１／Ｆｓ周期）にも変化させることに
より、受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓを分配してなるロー
カル信号Ｌとを混合する高周波用ミキサ２２が、基本波
成分（周波数ｆｕ）だけでなく、より高調波成分（周波
数ｎ×Ｆｓ±ｆｕ）も含んだビート信号Ｓｂを生成する
ようにされている。
【００８４】従って、本実施例のレーダ装置１０によれ
ば、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを、低周波ノイズの
影響が十分に小さくなる数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ程度に設
定すれば、ビート信号の高調波成分は、低周波ノイズの
影響を殆ど受けることがなく、ビート信号の基本波成分
に比べてＳＮ比の良好な信号成分となり、信号処理部２
４では、このＳＮ比の優れた高調波成分を用いて演算処
理を行っているので、ビート周波数ｆｕ，ｆｄを精度よ
く検出することができ、延いては、目標物体との距離や
相対速度を精度よく求めることができる。
【００８５】例えば、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓが
１ＭＨｚである場合、ビート周波数ｆｕが１０ＫＨｚの
時には、この基本波成分（周波数ｆｕ＝１０ＫＨｚ）を
そのまま検出するよりも、高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆ
ｕ＝０．９９ＭＨｚ，１．０１ＭＨｚ）を検出する方
が、低周波ノイズのうち周波数に反比例する１／ｆノイ
ズを、約１／１００に、即ち２０ｄＢ低減することがで
きる。
【００８６】なお、上記実施例では、変調信号生成部１
４を構成する三角波発振器２６及び正弦波発振器２７が
三角波及び正弦波を連続的に出力するように構成した
が、例えば、図４に示すように、送信信号Ｓｓの上り変
調と下り変調の間、所定時間だけ三角波発振器２６の出
力を一定に保持すると共に正弦波発振器２７の発振を停
止させ、ビート信号Ｓｂの解析処理や、目標物体との距
離や相対速度を算出する処理に必要な時間を確保するよ
うに構成してもよい。この場合、当該レーダ装置１０を
自動車の衝突防止に用いる場合、車両制御や運転者への
警報発令等の処理時間を確実に確保できる。
【００８７】また、上記実施例では、周期変調成分Ｍｂ
として正弦波を用いたが、この周期変調成分Ｍｂは、送
信信号Ｓｓを周期的に周波数を変調できるものであれば
よく、例えば方形波や三角波等を用いてもよい。更に、
上記実施例では、変調信号Ｓｍを生成する変調信号生成
部１４を三角波発振器２６，正弦波発振器２７及び信号
加算器２８により構成したが、信号処理部２４に波形デ
ータを生成させ、この波形データをＤ／Ａ変換すること
により変調信号Ｓｍを生成するように構成してもよい
し、変調信号生成部１４と電圧制御発振器１２とを一体
のモジュールとして構成してもよい。
【００８８】次に第２実施例について説明する。図５
は、本実施例のレーダ装置３０の全体構成を表すブロッ
ク図である。なお、第１実施例のレーダ装置１０と同じ
構成部分については、同じ符号を付しここでは、その説
明を省略する。
【００８９】図５に示すように、本実施例のレーダ装置
３０は、第１実施例のレーダ装置１０に加えて、高周波
用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂから所定の通過
帯域内にある高調波成分のみを抽出するバンドパスフィ
ルタ（ＢＰＳ）３２と、このバンドパスフィルタ３２を
通過した高調波成分に、正弦波発振器２７からの周期変
調成分Ｍｂを混合して第２ビート信号Ｓb2を生成する中
間周波用ミキサ３４とを備えている。
【００９０】なお、バンドパスフィルタ３２の通過帯域
は、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを中心周波数とし、
検出可能とするビート周波数の最大値の２倍以上の帯域
幅を有するように設定されている。このように構成され
た本実施例のレーダ装置３０では、ビート信号Ｓｂの信
号成分のうち、周波数がＦｓ±ｆｕである高調波成分が
バンドパスフィルタ３２を通過して、周波数がＦｓの周
期変調成分Ｍｂと混合されることにより、先に図２５及
び図２６等を用いて説明したように、中間周波用ミキサ
３４からは、ビート周波数ｆｕの基本波成分からなる第
２ビート信号Ｓb2が生成される。
【００９１】このため、信号処理部２４では、ビート周
波数ｆｕの信号成分を用いて演算処理を行えばよく、従
って、信号処理部２４としては、従来装置と全く同様に
構成されたものを用いることができる。なお、周期変調
成分Ｍｂの周波数Ｆｓは、検出可能とすべきビート周波
数（基本波成分の周波数）の最大値の２倍以上であれば
よいが、例えば、１０．７ＭＨｚに設定すれば、バンド
パスフィルタ３２や中間周波用ミキサ３４を一般の民生
品のテレビやラジオの中間周波処理回路で広く用いられ
ている製品を転用することが可能となり、当該レーダ装
置３０を極めて安価に構成することができる。
【００９２】また本実施例では、高周波用ミキサ２２と
中間周波用ミキサ３４との間にバンドパスフィルタ３２
を設けたが、これを省略してもよい。次に第３実施例に
ついて説明する。図６は、本実施例のレーダ装置４０の
全体構成を表すブロック図である。なお、第１及び第２
実施例のレーダ装置１０，３０と同じ構成部分について
は、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【００９３】図６に示すように、本実施例のレーダ装置
４０は、第２実施例のレーダ装置３０に加えて、正弦波
発振器２７からの周期変調成分Ｍｂを、ｎ倍に逓倍する
周波数逓倍器４２を備えている。なお、バンドパスフィ
ルタ３２の通過帯域は、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓ
のｎ倍を中心周波数とし、検出可能とするビート周波数
の最大値の２倍以上の帯域幅を有するように設定されて
いる。
【００９４】このように構成された本実施例のレーダ装
置４０では、ビート信号Ｓｂを構成する信号成分のう
ち、周波数がｎ×Ｆｓ±ｆｕの高調波成分がバンドパス
フィルタ３２を通過して、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆ
ｓをｎ倍した信号と混合されることにより、ビート周波
数ｆｕの基本波成分からなる第２ビート信号Ｓb2が生成
される。
【００９５】従って、本実施例のレーダ装置４０によれ
ば、ビート信号Ｓｂを構成する信号成分のうち、最もＳ
Ｎ比の優れた信号成分が、第２ビート信号Ｓb2の基本波
成分（周波数ｆｕ）に変換されるように周波数逓倍器４
２の倍数ｎ、及びバンドパスフィルタ３２を設定するこ
とにより、当該レーダ装置４０の検出能力を最大限に引
き出すことができる。
【００９６】なお本実施例では、高周波用ミキサ２２と
中間周波用ミキサ３４との間にバンドパスフィルタ３２
を設けたが、第２実施例と同様にこれを省略してもよ
い。次に第４実施例について説明する。図７は、本実施
例のレーダ装置７０の全体構成を表すブロック図であ
る。なお、他の実施例と同じ構成部分については、同じ
符号を付し、ここではその説明を省略する。
【００９７】図７に示すように、本実施例のレーダ装置
７０は、第１実施例のレーダ装置１０に加えて、正弦波
発振器２７からの周期変調成分Ｍｂの信号強度を、信号
処理部２４からの強度調整信号Ｓａに応じて変化させて
信号加算器２８に供給する強度調整器７２と、高周波用
ミキサ２２からのビート信号Ｓｂに、後述する第２ロー
カル信号Ｌ２を混合して第２ビート信号Ｓb2を生成する
中間周波用ミキサ３４と、正弦波発振器２７からの周期
変調成分Ｍｂの周波数を２倍に逓倍する周波数逓倍器７
６と、信号処理部２４からの切替信号Ｓｄに応じて、正
弦波発振器２７からの周期変調成分Ｍｂ或いは周波数逓
倍器７６からの周期変調成分Ｍｂの２倍の周波数を有す
る信号（以下、２逓倍周期変調成分という）のうちいず
れか一方を第２ローカル信号Ｌ２として中間周波用ミキ
サ３４に供給する第２ローカル信号切替回路７４とを備
えている。なお、強度調整器７２は、具体的には、例え
ば、増幅器，可変抵抗器等により構成することができ
る。
【００９８】このように構成された本実施例のレーダ装
置７０では、強度調整信号Ｓａによって強度調整器７２
を制御することにより、信号加算器２８に供給する周期
変調成分Ｍｂの強度を変化させると、これに応じて、高
周波用ミキサ２２にて生成されるビート信号Ｓｂの各高
調波成分の強度が変化する（図２７（ａ）参照）。ま
た、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号切替回路７４
を、１次高調波検出用、即ち正弦波発振器２７からの周
期変調成分Ｍｂが中間周波用ミキサ３４に供給されるよ
うに設定すると、高周波用ミキサ２２が生成するビート
信号Ｓｂの１次高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）が、第
２ビート信号Ｓb2の基本波成分（周波数ｆｕ）に変換さ
れて信号処理部２４に供給され、一方、２次高調波検出
用、即ち周波数逓倍器７６からの２逓倍周期変調成分が
中間周波用ミキサ３４に供給されるように設定すると、
ビート信号Ｓｂの２次高調波成分（周波数２Ｆｓ±ｆ
ｕ）が、第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換されて
信号処理部２４に供給される。
【００９９】ここで、信号処理部２４が、第２ローカル
信号切替回路７４及び強度調整器７２の設定を決定する
ために行う調整処理を、図８に示すフローチャートに沿
って説明する。なお、本処理は、周期的に又は必要に応
じて適宜実行される。本処理が起動されると、まずＳ１
１０では、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号切替回
路７４を１次高調波検出用に設定し、続くＳ１２０で
は、強度調整器７２の強度を変化させながら、信号処理
部２４に入力される第２ビート信号Ｓb2のＳＮ比を順次
測定し、そのピーク値（最大値）ＳＮｐを検出すると共
に、その時の強度設定（以下、ピーク強度という）ＳＡ
ｐを求めるＳＮ比測定処理を実行後、Ｓ１３０に進む。
【０１００】ここで、このＳ１２０にて実行されるＳＮ
比測定処理の詳細を、図９に示すフローチャートに沿っ
て説明する。本処理が起動されると、まずＳ２１０で
は、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐを保持するためのレジスタ
をクリアし、続くＳ２２０では、強度調整信号Ｓａによ
り、強度調整器７２の強度設定ＳＡset を設定可能な最
小強度ＳＡmin に設定する。
【０１０１】次のＳ２３０では、この状態で信号処理部
２４に入力される第２ビート信号Ｓb2の基本波成分のＳ
Ｎ比を測定（測定値ＳＮdet ）し、続くＳ２４０では、
この測定値ＳＮdet がピーク値ＳＮｐ以下であるか否か
を判断し、肯定判断された場合は、そのままＳ２６０に
移行する。一方、Ｓ２４０にて否定判断された場合は、
Ｓ２５０に移行して、ピーク値ＳＮｐを測定値ＳＮdet
にて更新すると共に、その時の強度調整器７２の強度設
定ＳＡset をピーク強度ＳＡｐとして記憶後、Ｓ２６０
に進む。
【０１０２】Ｓ２６０では、強度調整信号Ｓａにより、
強度調整器７２の強度設定ＳＡsetを所定量△ＳＡだけ
増加させ、続くＳ２７０では、この増加させた強度設定
ＳＡset が、強度調整器７２の設定可能な最大強度ＳＡ
max 以下であるか否かを判断し、肯定判断された場合
は、Ｓ２３０に戻ってＳ２３０〜Ｓ２７０の処理を繰り
返し実行し、一方、Ｓ２７０にて否定判断された場合
は、本処理を終了する。つまり、本ＳＮ比測定処理を実
行することにより、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐ及びピーク
強度ＳＡｐが求められることになる。
【０１０３】図８に戻り、Ｓ１３０では、Ｓ１２０にて
ＳＮ比測定処理を実行することにより求められたＳＮ比
のピーク値ＳＮｐ及びピーク強度ＳＡｐを、それぞれＳ
Ｎ１，ＳＡ１として記憶する。次にＳ１４０では、切替
信号Ｓｄにより第２ローカル信号切替回路７４を、２次
高調波検出用に設定し、続くＳ１５０では、先のＳ１２
０と全く同様にＳＮ比測定処理を実行し、更にＳ１６０
では、その結果求められたＳＮ比のピーク値ＳＮｐ及び
ピーク強度ＳＡｐを、それぞれＳＮ２，ＳＡ２として記
憶し、Ｓ１７０に進む。
【０１０４】Ｓ１７０では、１次高調波検出用の設定に
て測定されたＳＮ比のピーク値ＳＮ１が、２次高調波検
出用の設定にて測定されたＳＮ比のピーク値ＳＮ２より
大きいか否かを判断し、肯定判断された場合には、Ｓ１
８０に移行して、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号
切替回路７４の設定を１次高調波検出用にすると共に、
強度調整信号Ｓａにより強度調整器７２の設定を、信号
加算器２８に供給される周期変調成分Ｍｂの信号強度が
ピーク強度ＳＡ１となるようにして本処理を終了する。
【０１０５】一方、Ｓ１７０にて否定判断された場合に
は、Ｓ１９０に移行して、切替信号Ｓｄにより第２ロー
カル信号切替回路７４の設定を２次高調波検出用にする
と共に、強度調整信号Ｓａにより強度調整器７２の設定
を、信号加算器２８に供給される周期変調成分Ｍｂの信
号強度がピーク強度ＳＡ２となるようにして本処理を終
了する。
【０１０６】以後、信号処理部２４では、Ｓ１８０又は
Ｓ１９０にてなされた設定を保持し、第２ビート信号Ｓ
b2の基本波成分の周波数（ビート周波数ｆｕ）に基づい
て、目標物体との距離や相対速度を算出する処理を行う
ことになる。以上説明したように、本実施例のレーダ装
置７０においては、高周波用ミキサ２２が生成するビー
ト信号Ｓｂの１次高調波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）及び
２次高調波成分（周波数２Ｆｓ±ｆｕ）のいずれかＳＮ
比の優れた側を第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換
するようにされている。
【０１０７】具体的には、例えば、周期変調成分Ｍｂの
周波数Ｆｓ近傍にノイズが発生し１次高調波成分のＳＮ
比が悪化している時には、ビート信号Ｓｂの第２高調波
成分が第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換され、逆
に、周期変調成分Ｍｂの２倍の周波数２Ｆｓ近傍にノイ
ズが発生し２次高調波成分のＳＮ比が悪化している時に
はビート信号Ｓｂの第１高調波成分が第２ビート信号Ｓ
b2の基本波成分に変換されて、これら第２ビート信号Ｓ
b2の基本波成分に変換されたビート信号の高調波成分が
信号処理部２４での処理に用いられることになる。
【０１０８】従って、本実施例のレーダ装置７０によれ
ば、ノイズの発生状態に応じて、ビート信号Ｓｂの高調
波成分のうちＳＮ比の優れた側のものを用いて処理が行
われるため、目標物体との距離や相対速度の検出を常に
精度よく求めることができる。
【０１０９】しかも、本実施例によれば、検出に用いる
（第２ビート信号Ｓb2の基本波成分に変換される）高調
波成分を単に切り替えるだけでなく、その高調波成分毎
に、そのＳＮ比が最大となるように周期変調成分Ｍｂの
信号強度を調整しているので、当該レーダ装置７０の検
出能力を最大限に引き出すことができる。
【０１１０】なお、本実施例では、周波数逓倍器７６
を、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓが２倍されるように
構成したが、整数倍であれば何倍であってもよい。ま
た、本実施例では、２種類の信号のいずれかを選択して
第２ローカル信号Ｌ２としているが、倍率の異なる２つ
以上の周波数逓倍器７６を設けて、３種類以上の周波数
の中から第２ローカル信号Ｌ２を選択するように構成し
てもよい。
【０１１１】ここで、図１０に示すレーダ装置７０ａ
は、本実施例の変形例を示すものである。この変形例の
レーダ装置７０ａでは、高周波用ミキサ２２と中間周波
用ミキサ３４との間に、周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓ
を中心周波数とし、検出可能とするビート周波数の最大
値の２倍以上の帯域幅を有する第１バンドパスフィルタ
（以下、第１ＢＰＦという）８２と、周期変調成分Ｍｂ
の２倍の周波数２Ｆｓを中心周波数とし、検出可能とす
るビート周波数の最大値の２倍以上の帯域幅を有する第
２バンドパスフィルタ（以下、第２ＢＰＦという）８４
と、信号処理部２４からのフィルタ切替信号Ｓｆに従っ
て、第１ＢＰＦ８２又は第２ＢＰＦ８４のいずれか一方
が使用されるように、接続を切り替えるフィルタ切替回
路８６，８８とを備えている。
【０１１２】なお、フィルタ切替信号Ｓｆは、第２ロー
カル信号切替回路７４を操作する切替信号Ｓｄと連動し
ており、このフィルタ切替信号Ｓｆにより、フィルタ切
替回路８６，８８は、正弦波発振器２７からの周期変調
成分Ｍｂが中間周波用ミキサ３４に供給されている時に
は第１ＢＰＦ８２が接続され、逆に周波数逓倍器７６か
らの２逓倍周期変調成分が中間周波用ミキサ３４に供給
されている時には、第２ＢＰＦ８４が接続されるように
切り替えられる。
【０１１３】従って、このレーダ装置７０ａによれば、
中間周波用ミキサ３４にて第２ローカル信号Ｌ２と混合
されることによって基本波成分（周波数ｆｕ）に変換さ
れる高調波成分以外の信号成分、及び低周波ノイズがビ
ート信号Ｓｂから除去されるので、ビート信号ＳｂのＳ
Ｎ比を向上させることができ、特に、信号処理部２４に
て信号の検出に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いてい
る場合には、検出すべき周波数の２倍以上の周波数を有
する信号成分によって引き起こされる周知の高調波の回
り込み現象を防止することができ、目標物体の誤検出を
低減させることができる。
【０１１４】なお、このレーダ装置７０ａの信号処理部
２４が実行する調整処理は、先に図８のフローチャート
を用いて説明したレーダ装置７０における調整処理とほ
ぼ同じであり、切替信号Ｓｄにより第２ローカル信号切
替回路７４を設定する際（Ｓ１１０，Ｓ１４０，Ｓ１８
０，Ｓ１９０）に、その設定に応じて同時にフィルタ切
替信号Ｓｆによりフィルタ切替回路８６，８８を設定す
ることのみが異なっている。
【０１１５】次に、第５実施例について説明する。図１
１は、本実施例のレーダ装置８０の全体構成を表すブロ
ック図である。なお、他の実施例と同じ構成部分につい
ては、同じ符号を付し、ここではその説明を省略する。
【０１１６】図１１に示すように、本実施例のレーダ装
置８０は、第１実施例のレーダ装置１０とほぼ同様の構
成をしているが、正弦波発振器２７が生成する周期変調
成分Ｍｂの周波数Ｆｓを、信号処理部２４からの周波数
調整信号Ｓｅによって任意に変更可能なように、正弦波
発振器２７が電圧制御発振器等により構成されている点
のみが異なっている。
【０１１７】このように構成された本実施例のレーダ装
置８０では、周波数調整信号Ｓｅにより周期変調成分Ｍ
ｂの周波数Ｆｓを変化させると、これに応じて、高周波
用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂの高調波成分の
周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕが変化する。
【０１１８】ここで、信号処理部２４が、正弦波発振器
２７の設定を決定するために行う調整処理を、図１２に
示すフローチャートに沿って説明する。なお、本処理
は、周期定期に又は必要に応じて適宜実行される。本処
理が起動されると、まずＳ３１０では、ＳＮ比のピーク
値ＳＮｐを保持するためのレジスタをクリアし、続くＳ
３２０では、周波数調整信号Ｓｅにより、正弦波発振器
２７の周波数設定ＦＭset を設定可能な最低周波数ＦＭ
min に設定する。
【０１１９】次のＳ３３０では、信号処理部２４に入力
される第２ビート信号Ｓb2の基本波成分のＳＮ比を測定
（測定値ＳＮdet ）し、続くＳ３４０では、この測定値
ＳＮdet がピーク値ＳＮｐ以下であるか否かを判断し、
肯定判断された場合は、そのままＳ３６０に移行する。
一方、Ｓ３４０にて否定判断された場合は、Ｓ３５０に
移行して、ピーク値ＳＮｐを測定値ＳＮdet にて更新す
ると共に、その時の正弦波発振器２７の周波数設定ＦＭ
set をピーク周波数ＦＭｐとして記憶後、Ｓ３６０に進
む。
【０１２０】Ｓ３６０では、周波数調整信号Ｓｅによ
り、正弦波発振器２７の周波数設定ＦＭset を所定量△
ＦＭだけ増加させ、続くＳ３７０では、この増加させた
周波数設定ＦＭset が、正弦波発振器２７の設定可能な
最高周波数ＦＭmax 以下であるか否かを判断し、肯定判
断された場合は、Ｓ３３０に戻ってＳ３３０〜Ｓ３７０
の処理を繰り返し実行する。一方、Ｓ３７０にて否定判
断された場合は、Ｓ３８０に移行して、周波数調整信号
Ｓｅにより正弦波発振器２７の設定を、該正弦波発振器
２７にて生成される周期変調成分Ｍｂの周波数がピーク
周波数ＦＭｐとなるようにして本処理を終了する。
【０１２１】以後、信号処理部２４では、Ｓ３８０にて
なされた設定を保持し、高周波用ミキサ２２からのビー
ト信号Ｓｂに基づいて、目標物体との距離や相対速度を
算出する処理を行うことになる。以上説明したように、
本実施例のレーダ装置８０においては、周期変調成分Ｍ
ｂの周波数Ｆｓを調整して、高周波用ミキサ２２が生成
するビート信号Ｓｂの高調波成分の周波数ｎ×Ｆｓ±ｆ
ｕを変化させることが可能なようにされている。
【０１２２】従って、本実施例のレーダ装置８０によれ
ば、周期変調成分Ｍｂの整数倍の周波数ｎ×Ｆｓ近傍に
ノイズが発生している時には、このノイズと重ならない
ようにビート信号Ｓｂの高調波成分の周波数ｎ×Ｆｓ±
ｆｕをシフトさせて、ビート信号ＳｂのＳＮ比を改善す
ることができ、ノイズの発生状態が変化しても、常に精
度のよい検出を行うことができる。
【０１２３】ここで、図１３に示すレーダ装置８０ａ
は、本実施例のレーダ装置８０において、高周波用ミキ
サ２２と信号処理部２４との間に、高周波用ミキサ２２
からのビート信号Ｓｂに、正弦波発振器２７からの周期
変調成分Ｍｂを第２ローカル信号Ｌ２として混合し、第
２ビート信号Ｓb2を生成する中間周波用ミキサ３４を付
加した変形例である。この場合、周期変調成分Ｍｂの周
波数Ｆｓに関わらず、高周波用ミキサ２２にて生成され
るビート信号Ｓｂの１次高調波成分が、第２ビート信号
Ｓb2の基本波成分に変換されるので、基本波成分の周波
数に基づいて検出を行う従来の信号処理部２４を用い
て、ビート信号Ｓｂの１次高調波成分を用いた検出を行
うことができ、信号処理部２４を安価に構成できる。
【０１２４】また、図１４に示すレーダ装置８０ｂは、
レーダ装置８０ａにおいて、更に、中間周波用ミキサ３
４と信号処理部２４との間に、中間周波用ミキサ３４か
らの第２ビート信号Ｓb2に含まれる検出に不要な高調波
成分を除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）６８を付加
した変形例である。この場合、特に、信号処理部２４に
て信号の検出に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いてい
る時には、検出すべき周波数の２倍以上の周波数を有す
る信号成分によって引き起こされる周知の高調波の回り
込み現象を確実に防止することができ、目標物体の誤検
出を低減させることができる。
【０１２５】なお、レーダ装置８０ａ，８０ｂの信号処
理部２４が、正弦波発振器２７の設定を決定するために
行う調整処理は、レーダ装置８０の信号処理部２４が行
う調整処理（図１２参照）と全く同様である。次に、第
６実施例について説明する。
【０１２６】図１５は、本実施例のレーダ装置９０の全
体構成を表すブロック図である。なお、他の実施例と同
じ構成部分については、同じ符号を付し、ここではその
説明を省略する。図１５に示すように、本実施例のレー
ダ装置９０では、第４実施例のレーダ装置７０とほぼ同
様の構成をしているが、正弦波発振器２７が生成する周
期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを、信号処理部２４からの
周波数調整信号Ｓｅによって任意に変更可能なように、
正弦波発振器２７が電圧制御発振器等により構成されて
いる点のみが異なっている。
【０１２７】このように構成された本実施例のレーダ装
置９０では、強度調整信号Ｓａによって強度調整器７２
を制御することにより、信号加算器２８に供給する周期
変調成分Ｍｂの強度を変化させると、これに応じて、高
周波用ミキサ２２にて生成されるビート信号Ｓｂの各高
調波成分の強度が変化する（図２７（ａ）参照）。ま
た、切替信号Ｓｄにより、正弦波発振器２７からの周期
変調成分Ｍｂを中間周波用ミキサ３４に供給すると、高
周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂの１次高調
波成分（周波数Ｆｓ±ｆｕ）が第２ビート信号Ｓb2の基
本波成分（周波数ｆｕ）に変換され、一方、切替信号Ｓ
ｄにより、周波数逓倍器７６からの２逓倍周期変調成分
を中間周波用ミキサ３４に供給すると、ビート信号Ｓｂ
の２次高調波成分（周波数２Ｆｓ±ｆｕ）が第２ビート
信号Ｓb2の基本波成分に変換されて信号処理部２４に供
給される。更に、周波数調整信号Ｓｅにより周期変調成
分Ｍｂの周波数Ｆｓを変化させると、これに応じて、高
周波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓｂの高調波成
分の周波数ｎ×Ｆｓ±ｆｕが変化する。
【０１２８】ここで、信号処理部２４が、第２ローカル
信号Ｌ２，強度調整器７２，及び正弦波発振器２７の設
定を決定するために行う調整処理について説明する。な
お、本実施例のレーダ装置９０における調整処理は、第
４実施例のレーダ装置７０における調整処理（図８参
照）とほぼ同様であるが、Ｓ１２０，Ｓ１５０のＳＮ比
測定処理として、図９に示されたものの代わりに、図１
６に示されたものが実行される点、Ｓ１３０，１６０で
は、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐ及びピーク強度ＳＡｐに加
えて、ピーク周波数ＦＭｐがそれぞれＦＭ１，ＦＭ２と
して記憶される点、Ｓ１８０，Ｓ１９０では、切替信号
Ｓｄ及び強度調整信号Ｓａにより第２ローカル信号切替
回路７４及び強度調整器７２が設定されるのに加えて、
周波数調整信号Ｓｅにより正弦波発振器２７が生成する
周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓが、それぞれピーク周波
数ＦＭ１，ＦＭ２となるように設定される点が異なって
いる。
【０１２９】そして、本実施例におけるＳＮ比測定処理
では、まずＳ４１０にて、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐを保
持するためのレジスタをクリアし、続くＳ４２０では、
強度調整信号Ｓａにより、強度調整器７２の強度設定Ｓ
Ａset を設定可能な最小強度ＳＡmin に設定するととも
に、Ｓ４３０では、周波数調整信号Ｓｅにより、正弦波
発振器２７の周波数設定ＦＭset 設定可能な最低周波数
ＦＭmin に設定する。
【０１３０】続くＳ４４０〜Ｓ４８０は、先に説明した
Ｓ２３０〜Ｓ２７０（図９参照）と全く同様であり、強
度調整器７２の強度設定ＳＡset を変化させた時のＳＮ
比のピーク値ＳＮｐ及びその時のピーク強度ＳＡｐを求
める。続くＳ４９０では、強度調整信号Ｓａにより強度
調整器７２を、Ｓ４４０〜Ｓ４８０の処理で求められた
ピーク強度ＳＡｐに設定してＳ５００に進む。
【０１３１】Ｓ５００〜Ｓ５４０は、先に説明したＳ３
３０〜Ｓ３７０（図１２参照）と全く同様であり、正弦
波発振器２７の周波数設定ＦＭset を変化させた時のＳ
Ｎ比のピーク値ＳＮｐ（但し、Ｓ４４０〜Ｓ４８０の処
理で求められたピーク値ＳＮｐを初期値とする）、及び
その時のピーク周波数ＦＭｐを求めて本処理を終了す
る。
【０１３２】即ち、本実施例の調整処理では、このＳＮ
比測定処理が、第２ローカル信号切替回路７４の設定毎
に行われ、ＳＮ比のピーク値ＳＮｐが大きくなる側の設
定に第２ローカル信号切替回路７４が設定されると共
に、この設定にて求められたピーク強度ＳＡｐ及びピー
ク周波数ＦＭｐとなるように、強度調整器７２及び正弦
波発振器２７が調整されるのである。
【０１３３】以上説明したように、本実施例のレーダ装
置９０によれば、第５及び第６実施例のレーダ装置７
０，８０を組み合わせたものであるため、これらレーダ
装置７０，８０と同様の効果が得られるだけでなく、よ
り様々なノイズの発生状態に対応して、常に、ＳＮ比の
良好なビート信号Ｓｂの高調波成分により、目標物体と
の距離や相対速度を精度よく検出することができる。
【０１３４】即ち、例えば、比較的広い周波数領域に渡
ってノイズが発生している場合には、第２ローカル信号
切替回路７４により、ノイズの少ない領域にあるビート
信号Ｓｂの高調波成分を選択し、更に、正弦波発振器２
７が生成する周期変調成分Ｍｂの周波数Ｆｓを変化させ
ることにより、ビート信号Ｓｂの高調波成分の周波数を
比較的狭い周波数範囲内で、よりＳＮ比が良好となる周
波数にシフトさせるといったように、広い周波数範囲に
渡って精密な調整を行うことができるのである。
【０１３５】次に上述の第二発明に対応する第７，第８
及び第９実施例について説明する。まず、図１７は、第
７実施例のレーダ装置５０の全体構成を表すブロック図
である。なお、第１実施例のレーダ装置１０と同じ構成
部分については、同じ符号を付し、ここではその説明を
省略する。
【０１３６】即ち、本実施例のレーダ装置５０では、図
１７に示すように、第１実施例のレーダ装置１０（図１
参照）における変調信号生成部１４の代わりに、時間に
対して直線的に周波数が増減するよう電圧制御発振器１
２に変調を行わせるための三角波（周期Ｔ）状の変調信
号Ｍａを生成する三角波発振器５２が設けられている。
【０１３７】また、レーダ装置５０は、電圧制御発振器
１２の出力を増幅して分配器１８に供給する増幅器５８
と、送信信号Ｓｓの一部を分配器１８にて分岐してなる
分岐信号Ｓｔを振幅変調する振幅変調器５６と、単一周
波数（以下、変調周波数という）Ｆｐのローカル変調信
号Ｍｂを生成する変調信号発振器５４とを備え、振幅変
調器５６の出力、即ち分岐信号Ｓｔをローカル変調信号
Ｍｂにて振幅変調してなる信号が、ローカル信号Ｌとし
て高周波用ミキサ２２に供給されるよう構成されてい
る。
【０１３８】更に、レーダ装置５０は、高周波用ミキサ
２２と信号処理部２４との間に、高周波用ミキサ２２か
らのビート信号Ｓb1からローカル変調信号Ｍｂの変調周
波数Ｆｐ近傍の周波数成分以外を除去するバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）６２と、ＢＰＦ６２の出力を増幅する
狭帯域増幅器６４と、狭帯域増幅器６４の出力にローカ
ル変調信号Ｍｂを混合して、その差の周波数成分からな
る第２ビート信号Ｓb2を生成する中間周波用ミキサ６６
と、中間周波用ミキサ６６からの第２ビート信号Ｓb2か
ら高域成分を除去して信号処理部２４に供給するローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）６８とを備えている。
【０１３９】なお、ＢＰＦ６２は、変調周波数Ｆｐを中
心周波数とし、ある時刻における送信信号Ｓｓと受信信
号Ｓｒとの周波数差であるビート周波数ｆｕの最大値
（検出可能とする上限値）の２倍を通過帯域幅とするも
のであり、即ち、通過帯域幅として、少なくとも周波数
範囲Ｆｐ−ｆｕ〜Ｆｐ＋ｆｕを含むように構成されてい
る。また、狭帯域増幅器６４も少なくともこの周波数範
囲Ｆｐ−ｆｕ〜Ｆｐ＋ｆｕの信号成分を増幅するように
構成されている。
【０１４０】このように構成された本実施例のレーダ装
置５０では、電圧制御発振器１２が、三角波発振器５２
からの変調信号Ｍｂに従って周波数変調された送信信号
Ｓｓを生成し、この送信信号Ｓｓを増幅器５８が増幅す
る。なお、送信信号Ｓｓの中心周波数Ｆ０の角速度をω
（＝２π・Ｆ０）とすると、送信信号Ｓｓは（４）式に
て表わされ、その周波数変化を表すグラフは、図３０に
実線で示すようなものとなる。
【０１４１】 Ｓｓ＝A・cos{ωt+Ｍ(t)} （４） 但し、Ｍ(t)＝△ω・∫ｍ(t)ｄｔであり、△ωは電圧制
御発振器１２の単位電圧当りの角速度変化量、ｍ(t) は
変調信号Ｍａの電圧値である。そして、送信アンテナ１
６が、この送信信号Ｓｓをレーダ波として放射し、この
時、分配器１８が、送信信号Ｓｓの一部を分岐信号Ｓｔ
として分離する。この分岐信号Ｓｔは、送信信号Ｓｓと
は振幅Ａ１（＜Ａ）の値が異なるだけで、（４）と同様
の式にて表すことができる。ところで、ある時刻ｔにお
ける分岐信号Ｓｔは、その時刻ｔでの分岐信号Ｓｔの周
波数をＦｔとすると、瞬時的には（５）式で表される。
【０１４２】 Ｓｔ＝A1・cos{ωt+Ｍ(t)} ＝A1・cos{2π・Ft・t} （５） また、ローカル変調信号Ｍｂの周波数をＦｐとすると、
ローカル変調信号Ｍｂは（６）式で表され、更に、この
ローカル変調信号Ｍｂにて分岐信号Ｓｔを振幅変調して
なるローカル信号Ｌは、その変調度をＫとすると（７）
式で表される。
【０１４３】 Ｍｂ＝cos(2π・Fp・t) （６） Ｌ ＝（１＋Ｋ・Ｍｂ）×Ｓｔ ＝{1+K・cos(2π・Fp・t)}×A1・cos{2π・Ft・t} （７） ＝A1・cos{2π・Ft・t}＋B1・cos{2π・(Ft-Fp)・t}＋B1・cos{2π・(Ft+Fp)・t} （但し、B1＝K・A1/2） （７ａ） 即ち、（７）式を展開した（７ａ）式から明かなよう
に、時刻ｔにおけるローカル信号Ｌは、分岐信号Ｓｔの
周波数（送信信号Ｓｓの周波数に等しいので、以下では
送信周波数という）Ｆｔと、送信周波数Ｆｔにローカル
変調信号の変調周波数Ｆｐを加減算した周波数Ｆｔ±Ｆ
ｐとを信号成分として含んでいる（図２８（ａ）参
照）。
【０１４４】一方、受信アンテナ２０にて受信されるレ
ーダ波の受信信号Ｓｒは、（８）式に示すように、レー
ダ波が目標物体を往復するのに要する時間△ｔだけ前に
送信された送信信号Ｓｓに、目標物体との速度差に応じ
たドップラシフトの影響αが重畳されたものであり、そ
の周波数の変化を表すグラフは、図３０に点線で示すよ
うなものとなる。なお、時刻ｔでの受信信号Ｓｒは、こ
の時刻ｔでの受信信号Ｓｒの周波数をＦｒとすると、瞬
時的には（９）式にて表わされる。
【０１４５】 Ｓｒ＝A2・cos{ω(t-△t)+Ｍ(t-△t)+α} （８） ＝A2・cos{2π・Fr・t} （９） そして、高周波用ミキサ２２が、受信アンテナ２０から
の受信信号Ｓｒと、振幅変調器５６からのローカル信号
Ｌと混合すると、（１０）式に示すように、これら混合
された信号の自乗成分（Ｌ＋Ｓｒ）2 及び高周波用ミキ
サ２２の低周波ノイズＮ等を含んだビート信号Ｓb1が生
成される。
【０１４６】 Ｓb1＝［Ｌ＋Ｓｒ］2＋Ｎ （１０） また、ＢＰＦ６２及び狭帯域増幅器６４によりビート信
号Ｓb1から抽出される変調周波数Ｆｐ近傍の周波数成分
Ｓ1fは、ＢＰＦ６２及び狭帯域増幅器６４による振幅の
変化を無視すると（１１）式にて表される。
【０１４７】 Ｓ1f＝B2・cos{2π・Fp・t}×cos{2π・(Ft-Fr)・t} （１１） （但し、B2＝K・A1・A2） 更に、中間周波用ミキサ６６が、変調周波数Ｆｐ近傍の
周波数成分Ｓ1fと、変調信号発振器５４からのローカル
変調信号Ｍｂとを混合すると、（１２）式に示すよう
に、これら混合された信号の自乗成分等を含んだ第２ビ
ート信号Ｓb2が生成される。
【０１４８】 Ｓb2＝（Ｓ1f＋Ｍｂ）2 （１２） ＝［B2・cos{2π・Fp・t}×cos{2π・(Ft-Fr)・t}＋cos{2π・Fp・t}］2 この第２ビート信号Ｓb2から不用な高域成分をＬＰＦ６
８により除去すると、（１３）式に示すビート周波数ｆ
ｕ（＝Ｆｔ−Ｆｒ）の信号成分Ｓ2fが抽出され、この信
号成分Ｓ2fが信号処理部２４に取り込まれる。
【０１４９】 Ｓ2f＝B2・cos{2π・(Ft-Fr)・t} （１３） そして、信号処理部２４では、この信号成分Ｓ2fを解析
することにより検出されるビート周波数ｆｕに基づい
て、目標物体との距離Ｒや相対速度Ｖを算出する処理を
実行するのである。
【０１５０】以上説明したように、本実施例のレーダ装
置５０においては、送信信号Ｓｓから分岐した分岐信号
Ｓｔをローカル変調信号Ｍｂ（変調周波数Ｆｐ）にて振
幅変調してなるローカル信号Ｌが用いられており、この
ローカル信号Ｌと受信信号Ｓｒとを混合する高周波用ミ
キサ２２により、ビート信号の基本波成分（周波数ｆ
ｕ）だけでなく、高調波成分（周波数Ｆｐ±ｆｕ）も含
んだビート信号Ｓb1が生成される。
【０１５１】従って、本実施例のレーダ装置５０によれ
ば、ローカル変調信号Ｍｂの変調周波数Ｆｐを、高周波
用ミキサ２２の出力に重畳される低周波ノイズの影響が
十分に小さくなる数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ程度に設定する
ことにより、ＳＮ比の良好な高調波成分（周波数Ｆｐ±
ｆｕ）を含んだビート信号Ｓb1が得られ、信号処理部２
４では、このＳＮ比の優れた高調波成分を用いて演算処
理を行うので、ビート周波数ｆｕ，ｆｄを精度よく検出
することができ、延いては、目標物体との距離や相対速
度を精度よく求めることができる。
【０１５２】なお、本実施例では、高周波用ミキサ２２
と中間周波用ミキサ６６との間に、ＢＰＦ６２と狭帯域
増幅器６４とを設けているが、高周波用ミキサ２２が出
力するビート信号Ｓb1の信号レベルが十分に大きい場合
には、図１８に示すレーダ装置５０ａのように、狭帯域
増幅器６４を省略してもよい。
【０１５３】また、狭帯域増幅器６４の増幅帯域幅が十
分に狭くて、信号処理部２４にて使用されるビート信号
の高調波成分のみが十分に増幅される場合には、不用な
信号成分が相対的に十分に小さくなるので、図１９に示
すレーダ装置５０ｂのように、ＢＰＦ６２を省略しても
よい。
【０１５４】また更に、図２０に示すレーダ装置５０ｃ
のように、ＢＰＦ６２及び狭帯域増幅器６４をいずれも
省略してもよい。即ち、通常、ミキサの入力は、低周波
成分を除去するように構成されているので、この入力に
て低周波ノイズの大きい周波数領域の信号成分を十分に
除去できるのであれば、ＢＰＦ６２や狭帯域増幅器６４
を省略しても十分に使用できるのである。
【０１５５】次に、第８実施例について説明する。図２
１は、本実施例のレーダ装置６０の全体構成を表すブロ
ック図である。なお第７実施例のレーダ装置５０と同じ
構成部分については、同じ符号を付し、ここではその説
明を省略する。
【０１５６】即ち、本実施例のレーダ装置６０は、図２
１に示すように、第７実施例のレーダ装置５０から、Ｂ
ＰＦ６２，狭帯域増幅器６４，中間周波用ミキサ６６，
ＬＰＦ６８を省略した構成となっている。このように構
成された本実施例のレーダ装置６０では、高周波用ミキ
サ２２にて生成される第１ビート信号Ｓb1がそのまま信
号処理部２４に取り込まれる。そして、信号処理部２４
では、第１ビート信号Ｓb1にＦＦＴ処理等を施すことに
より検出される全ての信号成分の中から、周波数がＦｐ
±ｆｕの信号成分を抽出し、この抽出した信号成分を用
いてビート周波数ｆｕ、延いては目標物体との距離や相
対速度を算出する。
【０１５７】従って、本実施例のレーダ装置６０によれ
ば、信号処理部２４にてビート周波数ｆｕの検出に必要
のない信号成分も処理しなければならないため、信号処
理部２４での処理量が増加するが、高周波用ミキサ２２
と信号処理部２４との間の構成が全て省略されているの
で、装置構成を極めて簡易なものとすることができる。
【０１５８】なお、高周波用ミキサ２２と信号処理部２
４との間には、第７実施例のレーダ装置５０が備えるも
のと同様のＢＰＦ６２及び狭帯域増幅器６４のいずれか
一方または両方を設けてもよい。次に、第９実施例につ
いて説明する。
【０１５９】図２２は、本実施例のレーダ装置１００の
全体構成を表すブロック図である。なお、第７実施例の
レーダ装置５０と同じ構成部分については、同じ符号を
付し、ここではその説明を省略する。即ち、本実施例の
レーダ装置１００は、図２２に示すように、第７実施例
の変形例のレーダ装置５０ｃ（図２０参照）とほぼ同様
の構成をしているが、増幅器５８が省略されている点
と、変調信号発振器５４が生成するローカル変調信号Ｍ
ｂの周波数Ｆｐを信号処理部２４からの周波数調整信号
Ｓｅによって任意に変更可能なように、変調信号発振器
５４が電圧制御発振器等により構成されている点とが異
なっている。
【０１６０】このように構成された本実施例のレーダ装
置１００では周波数調整信号Ｓｅによりローカル変調信
号Ｍｂの周波数Ｆｐを変化させると、これに応じて高周
波用ミキサ２２が生成するビート信号Ｓb1の高調波成分
の周波数Ｆｓ±ｆｕが変化する。
【０１６１】ここで、信号処理部２４が、変調信号発振
器５４の設定を決定するために行う調整処理は、第５実
施例において正弦波発振器２７の設定を決定するために
行う調整処理と全く同様である。但し、図１２のフロー
チャート、及び上述したその説明では、正弦波発振器２
７を変調信号発振器５４と読み替えるものとする。
【０１６２】以上説明したように、本実施例のレーダ装
置１００においては、ローカル変調信号Ｍｂの周波数Ｆ
ｐを調整して、高周波用ミキサ２２が生成するビート信
号Ｓb1の高調波成分の周波数Ｆｐ±ｆｕを変化させるこ
とが可能なようにされている。
【０１６３】従って、本実施例のレーダ装置１００によ
れば、ローカル変調信号Ｍｂの周波数Ｆｐ近傍にノイズ
が発生している時には、このノイズと重ならないよう
に、ビート信号Ｓb1の高調波成分の周波数Ｆｐ±ｆｕを
シフトさせて、ビート信号ＳｂのＳＮ比を改善すること
ができ、ノイズの発生状態が変化しても、常に精度のよ
い検出を行うことができる。
【０１６４】なお、第７〜９実施例では、変調信号発振
器５４として、単一周波数（周波数Ｆｐ）の信号を生成
するものを用いているが、高調波（周波数ｎ×Ｆｐ；ｎ
≧２）を多数含んだ矩形波を生成するものを用いてもよ
い。この場合、図２８（ａ）の点線で示すように、ロー
カル信号Ｌに高調波（２×Ｆｐ，３×Ｆｐ，…）が含ま
れるため、高周波用ミキサ２２にて生成される第１ビー
ト信号Ｓb1には、第１〜６実施例と同様に、一次の高調
波成分（周波数Ｆｐ±ｆｕ）だけでなく、より高次の高
調波成分（周波数２×Ｆｐ±ｆｕ，３×Ｆｐ±ｆｕ，
…）が含まれる。従って、何等かの理由により、変調周
波数Ｆｐを低周波雑音が十分に小さくなる領域に設定で
きない場合でも、この高次の高調波成分を使用すること
により、当該レーダ装置５０，６０，１００の検出能力
を最大限に引き出すことができる。
【０１６５】なお、信号処理部２４が第１ビート信号Ｓ
b1の第ｎ次の高調波成分（周波数ｎ×Ｆｐ±ｆｕ）を用
いて処理を行う場合、高周波用ミキサ２２と信号処理部
２４とな間に設けられたＢＰＦ６２は、少なくとも周波
数範囲ｎ×Ｆｐ−ｆｕ〜ｎ×Ｆｐ＋ｆｕを通過帯域に含
み、同様に狭帯域増幅器６４は、少なくともこの周波数
範囲ｎ×Ｆｐ−ｆｕ〜ｎ×Ｆｐ＋ｆｕの信号を増幅する
ように構成する必要がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。
【図２】 送信信号及び受信信号の波形図である。
【図３】 ビート信号の測定結果を表すスペクトラム図
である。
【図４】 送信信号の送出方法についての他の実施形態
を表す波形図である。
【図５】 第２実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。
【図６】 第３実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。
【図７】 第４実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。
【図８】 第４実施例における調整手順を表すフローチ
ャートである。
【図９】 第４実施例におけるＳＮ比測定処理の詳細を
表すフローチャートである。
【図１０】 第４実施例の変形例を表す概略構成図であ
る。
【図１１】 第５実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。
【図１２】 第５実施例における調整手順を表すフロー
チャートである。
【図１３】 第５実施例の変形例を表す概略構成図であ
る。
【図１４】 第５実施例の変形例を表す概略構成図であ
る。
【図１５】 第６実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。
【図１６】 第６実施例におけるＳＮ比測定処理の詳細
を表すフローチャートである。
【図１７】 第７実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。
【図１８】 第７実施例の変形例を表す概略構成図であ
る。
【図１９】 第７実施例の変形例を表す概略構成図であ
る。
【図２０】 第７実施例の変形例を表す概略構成図であ
る。
【図２１】 第８実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。
【図２２】 第９実施例のレーダ装置の概略構成図であ
る。
【図２３】 第一発明においてビート信号に含まれる信
号成分を表す説明図である。
【図２４】 第一発明においてビート信号のＳＮ比が低
減されることを表す説明図である。
【図２５】 第一発明において中間周波用ミキサを備え
ることによる効果を表すための説明図である。
【図２６】 第一発明においてバンドパスフィルタを備
えることによる効果を表すための説明図である。
【図２７】 変調指数に対する高調波成分の強度，ＳＮ
比の特性を表すグラフである。
【図２８】 第二発明においてローカル信号及び受信信
号に含まれる信号成分を表す説明図である。
【図２９】 第二発明においてビート信号に含まれる信
号成分を表す説明図である。
【図３０】 ＦＭＣＷレーダ装置の動作原理を表す説明
図である。
【図３１】 従来のＦＭＣＷレーダ装置の概略構成図で
ある。
【符号の説明】
１０，３０，４０，５０，５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，６
０，７０，７０ａ，８０，８０ａ，８０ｂ，９０，１０
０…レーダ装置 １２…電圧制御発振器 １４…変調信号生成部 １
６…送信アンテナ １８…分配器 ２０…受信アンテナ ２
２…高周波用ミキサ ２４…信号処理部 ２６，５２…三角波発振器 ２７…正弦波発振器 ２８…信号加算器 ３２，６２，８２，８４…バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ） ３４，６６…中間周波用ミキサ ４２，７６…周
波数逓倍器 ５４…変調信号発振器 ５６…振幅変調器 ５
８…増幅器 ６４…狭帯域増幅器 ６８…ローパスフィルタ
（ＬＰＦ） ７２…強度調整器 ７４…第２ローカル信号切
替回路 ８６，８８…フィルタ切替回路

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 レーダ波として送信するため、変調され
    た高周波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、 目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、
    上記送信信号生成手段からの送信信号をローカル信号と
    して混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする
    ビート信号を生成する高周波用ミキサと、 該高周波用ミキサが生成するビート信号に基づき、目標
    物体との距離又は相対速度を求める演算手段と、 を備えたレーダ装置において、 上記送信信号生成手段は、時間に対して直線的に周波数
    を変化させる直線変調成分と、上記ビート信号の２倍以
    上の周波数で周期的に周波数を変化させる周期変調成分
    とにより変調された送信信号を生成し、 上記演算手段は、上記送信信号が上記周期変調成分によ
    って変調されることにより、上記ビート信号に発生する
    高調波成分に基づいて、目標物体との距離又は相対速度
    を求めることを特徴とするレーダ装置。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載のレーダ装置において、 上記送信信号生成手段は、 高周波の送信信号を生成し、かつ該送信信号の周波数を
    変調信号により制御可能な高周波発振器と、 上記直線変調成分を生成する第１成分生成手段と、 上記周期変調成分を生成する第２成分生成手段と、 上記直線変調成分及び上記周期変調成分を合成して上記
    変調信号を生成する成分合成手段と、 を備えることを特徴とするレーダ装置。
  3. 【請求項３】 請求項２に記載のレーダ装置において、 上記高周波用ミキサからのビート信号に、上記第２成分
    生成手段からの周期変調成分を第２ローカル信号として
    混合し、該混合された信号の周波数差を成分とする第２
    ビート信号を生成する中間周波用ミキサを設け、 上記演算手段は、該中間周波用ミキサからの第２ビート
    信号の基本波成分に基づき、目標物体との距離又は相対
    速度を算出することを特徴とするレーダ装置。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載のレーダ装置において、 上記中間周波用ミキサと上記演算手段との間に、上記第
    ２ビート信号に含まれる高調波成分を除去するローパス
    フィルタを設けたことを特徴とするレーダ装置。
  5. 【請求項５】 請求項３または請求項４に記載のレーダ
    装置において、 上記第２成分生成手段からの周期変調成分の周波数を整
    数倍に変換する周波数逓倍手段を設け、該周波数逓倍手
    段からの周波数が整数倍された周期変調成分を第２ロー
    カル信号として上記中間周波用ミキサに入力することを
    特徴とするレーダ装置。
  6. 【請求項６】 請求項３ないし請求項５のいずれかに記
    載のレーダ装置において、 上記高周波用ミキサと上記中間周波用ミキサとの間に、
    上記第２ローカル信号の周波数を中心周波数とし、上記
    ビート信号の基本波成分の周波数の２倍以上の通過帯域
    幅を有するバンドパスフィルタを設けたことを特徴とす
    るレーダ装置。
  7. 【請求項７】 請求項３または請求項４に記載のレーダ
    装置において、 上記周期変調成分の周波数を整数倍に変換する周波数逓
    倍手段と、 上記第２成分生成手段からの周期変調成分、或いは上記
    周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調成分
    のいずれかを、第２ローカル信号として上記中間周波用
    ミキサに入力する第２ローカル信号切替手段と、 該第２ローカル信号切替手段による設定を切り替えて、
    上記演算手段に入力されるビート信号の基本波成分の信
    号対雑音比を各設定毎に算出し、該算出結果に基づいて
    信号対雑音比の良好な側に上記第２ローカル信号切替手
    段を設定する第２ローカル信号切替制御手段と、 を備えることを特徴とするレーダ装置。
  8. 【請求項８】 請求項７に記載のレーダ装置において、 上記第２成分生成手段からの周期変調成分の周波数を中
    心周波数とし、上記ビート信号の基本波成分の周波数の
    ２倍以上の通過帯域を有する第１バンドパスフィルタ
    と、 上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期変調
    成分の周波数を中心周波数とし、上記ビート信号の基本
    波成分の周波数の２倍以上の通過帯域を有する第２バン
    ドパスフィルタと、 上記高周波用ミキサと上記中間周波用ミキサとの間に、
    上記第１バンドパスフィルタ及び第２バンドパスフィル
    タのいずれかを接続するフィルタ切替手段と、 上記第２ローカル信号として上記第２成分生成手段から
    の周期変調成分が選択されているときには、上記第１バ
    ンドパスフィルタが接続され、上記第２ローカル信号と
    して上記周波数逓倍手段からの周波数が逓倍された周期
    変調成分が選択されているときには、上記第２バンドパ
    スフィルタが接続されるよう上記フィルタ切替手段の設
    定を切り替えるフィルタ切替制御手段と、 を設けたことを特徴とするレーダ装置。
  9. 【請求項９】 請求項２ないし請求項８のいずれかに記
    載のレーダ装置において、 上記第２成分生成手段に、上記周期変調成分の信号強度
    を調整する強度調整手段を設け、 該強度調整手段により上記周期変調成分の信号強度を変
    化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本
    波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各信号強度毎
    に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な
    信号強度に上記強度調整手段を設定する強度調整制御手
    段を備えることを特徴とするレーダ装置。
  10. 【請求項１０】 請求項２ないし請求項９のいずれかに
    記載のレーダ装置において、 上記第２成分生成手段に、上記周期変調成分の変調周期
    を調整する周期調整手段を設け、 該周期調整手段により上記周期変調成分の変調周期を変
    化させて、上記演算手段に入力されるビート信号の基本
    波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変調周期毎
    に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音比の良好な
    変調周期に上記周期調整手段を設定する周期調整制御手
    段を備えることを特徴とするレーダ装置。
  11. 【請求項１１】 請求項１ないし請求項１０のいずれか
    に記載のレーダ装置において、 上記周期変調成分の信号波形が、正弦波であることを特
    徴とするレーダ装置。
  12. 【請求項１２】 レーダ波として送信するため、時間に
    対して直線的に周波数が変化するように変調された高周
    波の送信信号を生成する送信信号生成手段と、 上記送信信号生成手段からの送信信号の一部を分岐して
    なる分岐信号に基づいてローカル信号を生成するローカ
    ル信号生成手段と、 目標物体により反射された上記レーダ波の受信信号に、
    上記ローカル信号生成手段からのローカル信号を混合
    し、該混合された信号の周波数差を成分とするビート信
    号を生成する高周波用ミキサと、 を備えたレーダ装置において、 上記ローカル信号生成手段は、 上記送信信号と受信信号との周波数差であるビート周波
    数の２倍以上の変調周波数を基本波としたローカル変調
    信号を生成するローカル変調信号生成手段と、 該変調信号生成手段からのローカル変調信号により上記
    分岐信号を振幅変調して上記ローカル信号を生成する分
    岐信号変調手段と、 を備えたことを特徴とするレーダ装置。
  13. 【請求項１３】 請求項１２に記載のレーダ装置におい
    て、 上記高周波用ミキサが生成するビート信号に基づいて目
    標物体との距離又は相対速度を求める演算手段を設けた
    ことを特徴とするレーダ装置。
  14. 【請求項１４】 請求項１２に記載のレーダ装置におい
    て、 上記高周波用ミキサからのビート信号に、上記ローカル
    変調信号生成手段からのローカル変調信号を混合し、該
    混合された信号の周波数差を成分とする第２ビート信号
    を生成する中間周波用ミキサを設けたことを特徴とする
    レーダ装置。
  15. 【請求項１５】 請求項１４に記載のレーダ装置におい
    て、 上記中間周波用ミキサが生成する第２ビート信号に基づ
    いて目標物体との距離又は相対速度を求める演算手段を
    設けたことを特徴とするレーダ装置。
  16. 【請求項１６】 請求項１４または請求項１５に記載の
    レーダ装置において、 上記中間周波用ミキサからの上記第２ビート信号に含ま
    れる高調波成分を除去するローパスフィルタを設けたこ
    とを特徴とするレーダ装置。
  17. 【請求項１７】 請求項１２ないし請求項１６のいずれ
    かに記載のレーダ装置において、 上記高周波用ミキサが生成するビート信号の信号成分の
    うち上記ローカル変調信号の基本波周波数近傍以外の信
    号成分を除去するバンドパスフィルタ、及び該ビート信
    号の信号成分のうち上記ローカル変調信号の基本波周波
    数近傍の信号成分を増幅する狭帯域増幅器の少なくとも
    いずれか一方を設けたことを特徴とするレーダ装置。
  18. 【請求項１８】 請求項１２ないし請求項１７のいずれ
    かに記載のレーダ装置において、 上記ローカル変調信号生成手段に、上記変調周波数を調
    整する周波数調整手段を設け、 該周波数調整手段により上記ローカル変調信号の変調周
    波数を変化させて、上記演算手段に入力されるビート信
    号の基本波成分或いは高調波成分の信号対雑音比を各変
    調周波数毎に算出し、該算出結果に基づいて信号対雑音
    比の良好な変調周波数に上記周波数調整手段を設定する
    周波数調整制御手段を備えることを特徴とするレーダ装
    置。
  19. 【請求項１９】 請求項１２ないし請求項１８のいずれ
    かに記載のレーダ装置において、 上記変調信号生成手段にて生成されるローカル変調信号
    が、上記基本波の単一周波数成分からなることを特徴と
    するレーダ装置。
  20. 【請求項２０】 請求項１２ないし請求項１８のいずれ
    かに記載のレーダ装置において、 上記変調信号生成手段にて生成されるローカル変調信号
    が、矩形波であることを特徴とするレーダ装置。
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DE19811562A DE19811562B4 (de) 1997-03-18 1998-03-17 In ein Kraftfahrzeug installierbares Radarsystem zum Erfassen eines Zielobjekts
US09/039,942 US6040796A (en) 1997-03-18 1998-03-17 Radar system installable in an automotive vehicle for detecting a target object

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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2801984A1 (fr) * 1999-11-09 2001-06-08 Bosch Gmbh Robert Procede de saisie d'objets mobiles et/ou fixes sur le parcours en courbe d'un vehicule
US6320531B1 (en) 1999-12-09 2001-11-20 Denso Corporation FM-CW radar system for measuring distance to and relative speed of target
JP2005121509A (ja) * 2003-10-17 2005-05-12 Daihatsu Motor Co Ltd 超音波測定装置
JP2009512870A (ja) * 2005-10-24 2009-03-26 ミツビシ・エレクトリック・インフォメイション・テクノロジー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィ 物体測距
JP2009216680A (ja) * 2008-03-13 2009-09-24 Toyota Central R&D Labs Inc 距離測定方法及び距離測定装置
KR101348212B1 (ko) * 2012-12-18 2014-01-07 국방과학연구소 은닉 물체 감지 장치 및 그 방법
JP2016507046A (ja) * 2013-01-22 2016-03-07 ローベルト ボッシュ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 距離範囲分類を有するｆｍｃｗレーダ
WO2024143572A1 (ko) * 2022-12-26 2024-07-04 주식회사 진진 E밴드 대역 레이더 신호를 수신하는 레이더 디텍터

Families Citing this family (60)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19942665B4 (de) 1998-09-07 2014-02-13 Denso Corporation FM-CW-Radarvorrichtung zum Messen der Entfernung zu einem Target und der relativen Geschwindigkeit des Targets
US6707419B2 (en) 2000-08-16 2004-03-16 Raytheon Company Radar transmitter circuitry and techniques
EP1870730A3 (en) * 2000-08-16 2011-07-20 Valeo Radar Systems, Inc. Automotive radar systems and techniques
EP1309882B1 (en) * 2000-08-16 2004-12-08 Raytheon Company Near object detection system
EP2474436A3 (en) * 2000-08-16 2012-07-25 Valeo Radar Systems, Inc. Switched Beam Antenna Architecture
DE60122168T2 (de) * 2000-08-16 2007-08-23 Raytheon Company, Waltham Sicherheitsabstandsalgorithmus für ein fahrgeschwindigkeitsregelsystem
KR100776860B1 (ko) 2000-09-08 2007-11-16 레이던 컴퍼니 경로 예측 시스템 및 방법
US6708100B2 (en) * 2001-03-14 2004-03-16 Raytheon Company Safe distance algorithm for adaptive cruise control
US6995730B2 (en) * 2001-08-16 2006-02-07 Raytheon Company Antenna configurations for reduced radar complexity
JP2003172776A (ja) * 2001-12-10 2003-06-20 Fujitsu Ten Ltd レーダ装置
US6611227B1 (en) 2002-08-08 2003-08-26 Raytheon Company Automotive side object detection sensor blockage detection system and related techniques
EP1450128A1 (de) * 2003-02-19 2004-08-25 Leica Geosystems AG Verfahren und Vorrichtung zur Ableitung geodätischer Entfernungsinformationen
US7417782B2 (en) * 2005-02-23 2008-08-26 Pixtronix, Incorporated Methods and apparatus for spatial light modulation
JP4204358B2 (ja) * 2003-03-20 2009-01-07 富士通テン株式会社 送受信共用ｆｍ−ｃｗレーダ装置及びその信号処理方法
JP4867200B2 (ja) * 2004-07-06 2012-02-01 株式会社デンソー レーダ装置
US20070205969A1 (en) 2005-02-23 2007-09-06 Pixtronix, Incorporated Direct-view MEMS display devices and methods for generating images thereon
US9261694B2 (en) 2005-02-23 2016-02-16 Pixtronix, Inc. Display apparatus and methods for manufacture thereof
US7304785B2 (en) 2005-02-23 2007-12-04 Pixtronix, Inc. Display methods and apparatus
US9082353B2 (en) 2010-01-05 2015-07-14 Pixtronix, Inc. Circuits for controlling display apparatus
US9158106B2 (en) 2005-02-23 2015-10-13 Pixtronix, Inc. Display methods and apparatus
US7502159B2 (en) 2005-02-23 2009-03-10 Pixtronix, Inc. Methods and apparatus for actuating displays
US7616368B2 (en) 2005-02-23 2009-11-10 Pixtronix, Inc. Light concentrating reflective display methods and apparatus
US8159428B2 (en) 2005-02-23 2012-04-17 Pixtronix, Inc. Display methods and apparatus
US9229222B2 (en) 2005-02-23 2016-01-05 Pixtronix, Inc. Alignment methods in fluid-filled MEMS displays
US7675665B2 (en) 2005-02-23 2010-03-09 Pixtronix, Incorporated Methods and apparatus for actuating displays
US8519945B2 (en) 2006-01-06 2013-08-27 Pixtronix, Inc. Circuits for controlling display apparatus
US8310442B2 (en) 2005-02-23 2012-11-13 Pixtronix, Inc. Circuits for controlling display apparatus
US7755582B2 (en) * 2005-02-23 2010-07-13 Pixtronix, Incorporated Display methods and apparatus
US20060209012A1 (en) * 2005-02-23 2006-09-21 Pixtronix, Incorporated Devices having MEMS displays
US7271945B2 (en) 2005-02-23 2007-09-18 Pixtronix, Inc. Methods and apparatus for actuating displays
US7999994B2 (en) 2005-02-23 2011-08-16 Pixtronix, Inc. Display apparatus and methods for manufacture thereof
US7746529B2 (en) 2005-02-23 2010-06-29 Pixtronix, Inc. MEMS display apparatus
US7742016B2 (en) * 2005-02-23 2010-06-22 Pixtronix, Incorporated Display methods and apparatus
US8482496B2 (en) 2006-01-06 2013-07-09 Pixtronix, Inc. Circuits for controlling MEMS display apparatus on a transparent substrate
US7304786B2 (en) * 2005-02-23 2007-12-04 Pixtronix, Inc. Methods and apparatus for bi-stable actuation of displays
US7405852B2 (en) * 2005-02-23 2008-07-29 Pixtronix, Inc. Display apparatus and methods for manufacture thereof
US8526096B2 (en) 2006-02-23 2013-09-03 Pixtronix, Inc. Mechanical light modulators with stressed beams
US7876489B2 (en) * 2006-06-05 2011-01-25 Pixtronix, Inc. Display apparatus with optical cavities
WO2008051362A1 (en) 2006-10-20 2008-05-02 Pixtronix, Inc. Light guides and backlight systems incorporating light redirectors at varying densities
DE102006049879B4 (de) * 2006-10-23 2021-02-18 Robert Bosch Gmbh Radarsystem für Kraftfahrzeuge
US9176318B2 (en) 2007-05-18 2015-11-03 Pixtronix, Inc. Methods for manufacturing fluid-filled MEMS displays
US7852546B2 (en) 2007-10-19 2010-12-14 Pixtronix, Inc. Spacers for maintaining display apparatus alignment
JP4743132B2 (ja) * 2007-02-15 2011-08-10 ティアック株式会社 複数のファンクションキーを有する電子機器
JP5376777B2 (ja) * 2007-06-13 2013-12-25 三菱電機株式会社 レーダ装置
CN101210965B (zh) * 2007-12-21 2011-06-29 新动力(北京)建筑科技有限公司 无线测距的方法、无线测距和定位的方法、设备及系统
JP5319145B2 (ja) * 2008-03-25 2013-10-16 株式会社東芝 レーダー装置、レーダー装置の制御方法
WO2009123957A1 (en) * 2008-03-31 2009-10-08 Valeo Radar Systems, Inc. Automotive radar sensor blockage detection apparatus and method
US8248560B2 (en) 2008-04-18 2012-08-21 Pixtronix, Inc. Light guides and backlight systems incorporating prismatic structures and light redirectors
US8169679B2 (en) 2008-10-27 2012-05-01 Pixtronix, Inc. MEMS anchors
WO2010062647A2 (en) * 2008-10-28 2010-06-03 Pixtronix, Inc. System and method for selecting display modes
EP2267477A1 (en) * 2009-06-17 2010-12-29 Nederlandse Organisatie voor toegepast -natuurwetenschappelijk onderzoek TNO A method for detecting a distance, a radar system and a computer program product
KR20120139854A (ko) 2010-02-02 2012-12-27 픽스트로닉스 인코포레이티드 디스플레이 장치를 제어하기 위한 회로
KR20120132680A (ko) * 2010-02-02 2012-12-07 픽스트로닉스 인코포레이티드 저온 실 유체 충전된 디스플레이 장치의 제조 방법
US20110205756A1 (en) * 2010-02-19 2011-08-25 Pixtronix, Inc. Light guides and backlight systems incorporating prismatic structures and light redirectors
US9134552B2 (en) 2013-03-13 2015-09-15 Pixtronix, Inc. Display apparatus with narrow gap electrostatic actuators
DE102013011220A1 (de) * 2013-07-05 2015-01-08 Rheinmetall Waffe Munition Gmbh Verfahren und Vorrichtungen zur Bestimmung der Entfernung eines Objektes
US9234784B2 (en) * 2013-10-25 2016-01-12 Rosemount Tank Radar Ab Frequency modulated radar level gauging
DE102015106204A1 (de) * 2015-04-22 2016-10-27 Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg Frequenzgenerator mit zwei spannungsgesteuerten Oszillatoren
US10330773B2 (en) * 2016-06-16 2019-06-25 Texas Instruments Incorporated Radar hardware accelerator
GB2582125A (en) * 2018-12-28 2020-09-16 Global Invest Properties Holding Ag Radar device and method for identification of objects

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5126239B2 (ja) * 1971-09-02 1976-08-05
JPS534796B2 (ja) * 1971-12-31 1978-02-21
US4161731A (en) * 1977-10-31 1979-07-17 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Thickness measurement system
FR2408842A1 (fr) * 1977-11-10 1979-06-08 Trt Telecom Radio Electr Dispositif detecteur d'obstacles aeroporte
JPS601592B2 (ja) * 1978-03-31 1985-01-16 住友金属工業株式会社 二重変調ｆｍレ−ダによる距離測定方法
US5014063A (en) * 1990-01-03 1991-05-07 Canadian Marconi Company Integrated altimeter and doppler velocity sensor arrangement
JP2794611B2 (ja) * 1990-10-02 1998-09-10 富士通テン株式会社 ２周波ｆｍ―ｃｗレーダ装置
JP2981312B2 (ja) * 1991-08-08 1999-11-22 富士通株式会社 Ｆｍ−ｃｗレーダ装置
US5606737A (en) * 1992-03-09 1997-02-25 Fujitsu Limited Oscillator mixer and a multiplier mixer for outputting a baseband signal based upon an input and output signal
JP2657020B2 (ja) * 1992-03-17 1997-09-24 富士通株式会社 Ｆｍ−ｃｗレーダ装置
FR2688900B1 (fr) * 1992-03-20 1994-05-13 Thomson Csf Procede et dispositif de determination du passage a une distance preselectionnee d'un point reflecteur a l'aide du temps de propagation d'une onde continue.
JPH06342063A (ja) * 1993-06-01 1994-12-13 Fujitsu Ltd パルス圧縮レーダ
US5677695A (en) * 1994-11-21 1997-10-14 Fujitsu Limited Radar apparatus for detecting a distance/velocity
JP3550829B2 (ja) * 1995-01-24 2004-08-04 株式会社デンソー Ｆｍ−ｃｗレーダ装置

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2801984A1 (fr) * 1999-11-09 2001-06-08 Bosch Gmbh Robert Procede de saisie d'objets mobiles et/ou fixes sur le parcours en courbe d'un vehicule
US6320531B1 (en) 1999-12-09 2001-11-20 Denso Corporation FM-CW radar system for measuring distance to and relative speed of target
JP2005121509A (ja) * 2003-10-17 2005-05-12 Daihatsu Motor Co Ltd 超音波測定装置
JP2009512870A (ja) * 2005-10-24 2009-03-26 ミツビシ・エレクトリック・インフォメイション・テクノロジー・センター・ヨーロッパ・ビーヴィ 物体測距
JP2009216680A (ja) * 2008-03-13 2009-09-24 Toyota Central R&D Labs Inc 距離測定方法及び距離測定装置
KR101348212B1 (ko) * 2012-12-18 2014-01-07 국방과학연구소 은닉 물체 감지 장치 및 그 방법
JP2016507046A (ja) * 2013-01-22 2016-03-07 ローベルト ボッシュ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 距離範囲分類を有するｆｍｃｗレーダ
US9933518B2 (en) 2013-01-22 2018-04-03 Robert Bosch Gmbh FMCW radar having distance range graduation
WO2024143572A1 (ko) * 2022-12-26 2024-07-04 주식회사 진진 E밴드 대역 레이더 신호를 수신하는 레이더 디텍터

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