JPH0399549A - ディジタル通信用無線機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直交変復調方式のディジタル通信用無線機に
関する。

［従来の技術］゛ 従来から、ディジタル通信用無線機としては、例えばヘ
テロダイン方式によるディジタル通信用無線機や、直交
変復調方式によるディジタル通信用無線機が知られてい
る。

一般に、前者においては中間周波数段が必要であるため
、前者に比べ小型化及び低消費電力かが可能な後者のデ
ィジタル通信用無線機が多く用いられている。

第３図には、後者の動作原理が示されている。

この図に示されるディジタル通信用無線機の動作原理は
、いずれも直交変復調方式に係るものである。すなわち
、送信時には、送信データを例えばエベクトル（Ｉｎ　
　Ｐｈａｓｅ　　Ｖｅｃｔｏｒ）及びＱベクトル（Ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ　　Ｐｈａｓｅ　　Ｖｅｃｔｏｒ）に
分解し、微送波により直接変調して送信する。逆に受信
時には、受信波を搬送波により直接復調してＩベクトル
及びＱベクトルに分解し、さらに該Ｉベクトル及びＱベ
クトルから受信データを抽出する、というように、送受
信データを直接変復調することが可能な方式である。

第３図（ａ）においては、いわゆるＭＳＫ方式の原理が
示されている。この図においては、マークが（１）、ス
ペースが（０）により、それぞれ示されている。すなわ
ち、この図に示されるＭＳＫ方式は、直交するＩベクト
ル及びＱベクトルから構成される平面上において、マー
ク時にπ／２だけスペース時に−π／２だけ、位相がシ
フトするように、■ベクトル及びＱベクトルを発生させ
る方式である。

又、第３図（ｂ）に示されるＢＰＳＫ方式は、マークと
スペースで位相がπだけ異なる方式であって、第３図（
Ｃ）に示されるＱＰＳＫ方式は、２ビツトのデータがそ
れぞれπ／２だけ位相が異なる方式である。又、第３図
（ｄ）に示される８−ＰＳＫ方式は、３ビツトのデータ
がそれぞれπ／４だけ位相が異なる方式であり、第３図
（ｅ）に示される１６−ＱＡＭ方式は、４ビツトのデー
タが１ベクトル及びＱベクトルにより構成される平面上
においてマトリクス状に配置された１６個の点にそれぞ
れ対応する方式である。

第３図に示される直交変復調方式のうち、ＭＳＫ方式に
よるディジタル通信用無線機の構成が、第４図に示され
ている。この図に示される構成は、例えば「移動通信の
基礎」　（奥村善久　他著、電子通信学会）１５３頁に
示されるものと同様の構成である。

この図に示されるディジタル通信用無線機の送信部は、
送信データに基づきＩベクトル及びＱベクトルを発生さ
せるＩＱベクトル発生器１０と、周波数ｆ。の搬送波を
発振させるシンセサイザ等の搬送波発振器１２と、分岐
された一方が他方に比べ９０’位相が異なるように、該
搬送波発振器１２の出力を分岐するハイブリッド１４と
、ＩＱベクトル発生器１２から出力されるＩベクトル及
びＱベクトルをそれぞれ取り込んで、ハイブリッド１４
の出力と混合して出力するミキサ１６及び１８と、該ミ
キサ１６及び１８の出力を取り込んで電力増幅する電力
増幅器２０と、から構成されている。

すなわち、前記ＩＱベクトル発生器１０に送信データが
入力されると、第３図（ａ）に示されるような原理に基
づいてＩベクトル及びＱベクトルが発生出力され、ミキ
サ１６及び工８にそれぞれ入力される。一方で、前記搬
送波発振器１２において発振された搬送波は、ハイブリ
ッド１４により分岐された上でミキサ１６及び１８にそ
れぞれ入力される。ここで、前記ミキサ１６及び１８に
それぞれ入力されるハイブリッド１４の出力は、該ハイ
ブリッド１４からミキサー６に入力される搬送波の位相
に比べ、ミキサー８に入力される搬送波の位相が９０°
移相した搬送波であるため、ミキサー６及び１８におけ
る搬送波との混合により、■ベクトル及びＱベクトルは
それぞれ同位相の送信波に変換される。

この送信波はさらに電力増幅器２０によって増幅され、
切換スイッチ２２を介してアンテナ２４に供給され、外
部に送信される。

また、第４図に示されるディジタル通信用無線機の受信
部は、アンテナ２４及び切換スイッチ２２を介して供給
される受信波を電力増幅する電力増幅器２６と、前記搬
送波発振器１２と同様に周波数ｆ　の搬送波を発振する
搬送波発振器２８と、該搬送波発振器２８の出力を前記
ハイブリッド１４と同゛様に分岐出力するハイブリッド
３０と、電力増幅器２６から供給される受信波とハイブ
リッド３０から供給される搬送波とをそれぞれ混合して
Ｉベクトル及びＱベクトルをそれぞれ生成するミキサ３
２及び３４と、該ミキサ３２及び３４の出力を波型整形
するハードリミッタ３６及び３８と、該ハードリミッタ
３６及び３８の出力から受信データを抽出するＤフリッ
プフロップ４０と、から構成されている。

まず、前記アンテナ２４及び切換スイッチ２２を介して
受信波が電力増幅器２６に供給されると、該電力増幅器
２６からは、増幅された受信波が出力され、前記ミキサ
３２及び３４に供給される。

ここで、前記ミキサ３２及び３４には、前述の送信部と
同様に、それぞれ９０″位相の異なる送信波が入力され
ているため、それぞれのミキサ３２及び３４から出力さ
れる信号は９０″位相の異なるＩベクトル及びＱベクト
ルである。このようにして得られたＩベクトル及びＱベ
クトルはハードリミタ３６及び３８においてそれぞれ波
型整形され、ハードリミッタ３６の出力がＤフリップフ
ロップ４０のＤ端子に、ハードリミッタ３８の出力が該
Ｄフリップフロップ４０のＣＫ端子にそれぞれ入力され
、該Ｄフリップフロップ４０のＱ端子からは、受信に係
るデータ、すなわち受信データが出力される。

このように、第４図に示される従来例においては、直交
変復調方式であるＭＳＫ方式を用いたため、送信データ
を直接変調して送信し、一方で受信波を直接復調して受
信データを得ることが可能である。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このような構成を有する従来のディジタ
ル通信用無線機においては、送信部と受信部をそれぞれ
別個に設けなければならず、回路の小型化及び安価化が
困難である等の問題点があった。

本発明は、このような問題点を解決することを課題とし
てなされたものであり、小型かつ安価な直交変復調方式
のディジタル通信用無線機を提供することを目的とする
。

［課題を解決するための手段］ 前記目的を達成するために本発明は、送信時には、ベク
トル発生手段により送信データを分解して得られる所定
個数のベクトルをそれぞれ取り込み、このベクトルによ
り搬送波を直接変調して出力し、受信時には、搬送波に
より受信波を直接復調して所定個数のベクトルに分解し
、受信データ抽出手段に出力する所定個数の双方向性ミ
キサと、送信時には、ベクトル発生手段を双方向性ミキ
サに接続し、受信時には、受信データ抽出手段を双方向
性ミキサに接続する切換スイッチと、受信時に搬送波発
振器から出力される搬送波の位相を受信波の位相に一致
させる搬送波位相調整手段とを有することを特徴とする
。

［作用］ 本発明のディジタル通信用無線機においては、搬送波発
振器及び双方向性ミキサが、送信時及び受信時において
共用される。

すなわち、送信時には、ベクトル発生手段から出力され
る所定個数のベクトルが、切換スイッチを介して所定個
数の双方向性ミキサにそれぞれ入力され、搬送波発振器
から出力される搬送波により直接変調されて送信される
。

一方、受信時には、前記搬送波発振器から出力される搬
送波により、前記双方向性ミキサにおいて受信波が直接
復調され、所定個数のベクトルが生成される。この所定
個数のベクトルは、それぞれ切換スイッチを介して搬送
波位相調整手段に入力され、前記搬送波発振器から出力
される搬送波の位相が受信波の位相に一致させられる。

そして、受信波と位相が一致した搬送波による直接復調
の結果得られる所定個数のベクトルが受信データ抽出手
段に供給され、該受信データ抽出手段により受信データ
が抽出される。

このように、本発明のディジタル通信用無線機において
は、搬送波発振器及び双方向性ミキサが、送受信時にお
いて共用される。

［実施例コ 以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する
。なお、第４図に示される従来例と同様の構成には、同
一の符号を付し、説明を省略する。

第１図には、本発明の一実施例であって、ＭＳＫ方式を
用いたディジタル通信用無線機の構成が示されている。

この図においては、送信時にはＩベクトル又はＱベクト
ル及び搬送波を取り込んで送信波を出力し、受信時には
受信波及び搬送波を取り込んでＩベクトル又はＱベクト
ルを出力するダブルバランスドミキサ等の双方向性のミ
キサ４２及び４４と、周波数ｆ　の搬送波を発振し、さ
らに受信時においてミキサ４２及び４４の出力に基づき
搬送波の位相を調整する搬送波発振器４６と、ミキサ４
２及び４４との接続をＩＱベクトル発生器２０とノ＼−
トリミッタ３６及び３８との間で切り替える切換スイッ
チ４８及び５０とが設けられている。また、ミキサ４２
及び４４との接続を電力増幅器２０と２６の間で切換え
る切換スイッチ５２も設けられている。

送信時においては、本発明の特徴に係る切換スイッチ４
８及び５０がＴ側に入れられているため、ＩＱベクトル
発生器１０から出力される夏ベクトル及びＱベクトルが
、同様に本発明の特徴に係る双方向性のミキサ４２及び
４４にそれぞれ入力される。このとき、前記ミキサ４２
及び４４においては、第４図に示される従来例と同様に
７１イブリツド１４から出力されるそれぞれ９０″位相
の異なった搬送波によりＩベクトル及びＱベクトルがそ
れぞれ直接変調され、Ｔ側に倒された切換スイッチ５２
　　Ｗ力増幅器２０．Ｔ側に倒された切換スイッチ２２
を介してアンテナ２４に送信波が供給され、外部への送
信が行われる。

一方で、受信時には、アンテナ２４により受信された受
信波が、Ｒ側に倒された切換スイッチ２２　電力増幅器
２６、Ｒ側に倒された切換スイッチ５２を介してミキサ
４２及び４４に入力される。

前記ミキサ４２及び４４においては、ハイブリッド１４
から出力されるそれぞれ位相が９０”異なった搬送波に
より受信波の直接復調が行われ、それぞれＩベクトル及
びＱベクトルが出力される。

このＩベクトル及びＱベクトルは、Ｒ側に倒された切換
スイッチ４８及び５０を介して本発明の特徴に係る搬送
波発振器４６に帰還入力される。この搬送波発振器４６
においては、後述するように搬送波の位相の調整が行わ
れ、受信波と同一の位相を有する搬送波が前記ハイブリ
ッド１４に出力される。従って、前記ミキサ４２及び４
４から発せられるＩベクトル及びＱベクトルは、受信波
と同一の位相を有する搬送波により直接復調されたベク
トルとなり、それぞれ前記ハードリミッタ３６及び３８
による波型整形が行われた上で、Ｄフリップフロップ４
０に供給され、該Ｄフリップフロップ４０からの受信デ
ータが出力される。

第２図には、前記搬送波発振器４６の詳細な構成が示さ
れている。

第２図に示される搬送波発振器４６は、いわゆるコスタ
ス（Ｃｏｓｔａｓ）法による位相調整を行う発振器であ
る。

この図においては、前記搬送波発振器４６は、周波数ｆ
　の搬送波を出力するシンセサイザ５４を含んでいる。

また、前記シンセサイザ５４は、基準発振器５６と、該
基準発振器５６の出力を所定のチャネル間隔に相当する
周波数ｆ。まで分周する分周器５８と、該分周器５８の
出力を取り込んで誤差信号を出力する位相比較器６０と
、該位相比較器６０から出力される誤差信号を１ベクト
ル及びＱベクトルに基づき生成される誤差信号と加算す
る加算器６２と、該加算器６２の出力を平滑化するＬＰ
Ｆ６４と、該ＬＰＦ６４の出力に基づき搬送波を発振出
力するＶＣＯ６１３と、該ＶＣ０６Ｂから出力される搬
送波を周波数ｆ。まで分周するプリスケーラ６８及びプ
ログラマブルカウンタ７Ｇと、を含んでいる。

すなわち、基準発振器５６により発振された信号は、分
周器５８において所定周波数ｆｏまで分周される。一方
でＶＣＯ６６により発振出力された搬送波は、プリスケ
ーラ６８及びプログラマブルカウンタ７０により同じ周
波数ｆ。まで分周される。このようにして得られた２種
類の周波数ｆｏの信号は、位相比較器６０においてその
位相が比較され、その差に応じた信号、すなわち誤差信
号が該位相比較器６０から出力される。この位相比較器
６０の出力に係る誤差信号は、後述のエベクトル及びＱ
ベクトルによる誤差信号と加算器６２において加算され
、ＬＰＦ６４に入力される。

前記ＬＰＦ　６４においては、加算器６２から出力され
る加算信号が平滑され、さらにこの平滑された誤差信号
は、前記ＶＣ０６６に供給され、該ＶＣＯ６６の発振周
波数、すなわちｆ　が制御される。

また、前記加算器６２に供給されるＩベクトル及びＱベ
クトルに基づく誤差信号は、ミキサ７２゜加算器７４．
減算器７６、ミキサ７８．及びミキサ８０により生成さ
れる。

すなわち、前記ミキサ４２及び４４から出力されるＩベ
クトル及びＱベクトルが入力されるミキサ７２の出力端
は、前記ミキサ８０の入力端に接続されている。一方で
、同様に前記ミキサ４２及び４４から出力されるＩベク
トル及びＱベクトルが入力される加算器７４及び減算器
７６は、それぞれ出力端がミキサ７８の入力端に接続さ
れており、該ミキサ７８の出力端は前記ミキサ８０の入
力端に出力されている。そして、前記ミキサ８０の出力
端は、前記シンセサイザ５４に含まれる加算器６２の入
力端に接続されている。

受信時に、前記ミキサ４２及び４４からＩベクトル及び
Ｑベクトルが出力されると、該Ｉベクトル及びＱベクト
ルはミキサ７２．加算器７４．及び減算器７６にそれぞ
れ入力される。

次に、加算器７４から出力される■ベクトルとＱベクト
ルの和信号と、減算器７６から出力される！ベクトルと
Ｑベクトルの差信号とが、ミキサ７８において乗算され
、該ミキサ７８の出力が、前記ミキサ７２の出力と共に
、ミキサ８０に入力される。そして、ミキサ７２及び７
８の出力がミキサ８０において乗算され、前記シンセサ
イザ５４に含まれる加算器６２に供給される。ここで、
前記ミキサ８０から出力される信号は、受信波の位相と
ＶＣＯ６６から出力される搬送波位相とが異なっ′てい
る場合には、その差に相当する誤差信号である。従って
、前記加算器６２から出力される信号は、前述の位相比
較器６０における比較の結果得られる誤差信号と、受信
波と搬送波との移相差に係る誤差信号とが足し合わされ
た信号となり、ＶＣＯ６６から出力される搬送波の位相
は受信波の位相と等しくなる。

なお、本実施例においては、搬送波発振器４６としてコ
スタス法による発振器を用いたが、例えば逓倍法、逆変
調法等によりこの発振器を構成するようにしても構わな
い。

更に本実施例は、ＭＳＫ方式による構成であるが、これ
を他の直交変復調方式、例えばＢ　Ｐ　Ｓ　Ｋ。

ＱＰＳＫ、多値ＰＳＫ、又は多値ＱＡＭ等の方式によっ
て構成しても構わない。この場合にも、搬送波発振器及
びミキサを送受信時で共用することが可能である。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、搬送波発振器及
び双方向性ミキサが送信及び受信で共用されるため、構
成が簡略化され、小型かつ安価な直交変復調方式のディ
ジタル通信用無線機を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例に係るディジタル通信用無
線機の構成を示す構成図、 第２図は、本実施例における搬送波発振器の構成を示す
構成図、 第３図は、直交変復調方式を説明するためのＩＱベクト
ル平面図であって、第３図（ａ）は、ＭＳＫ方式の説明
図、第３図（ｂ）は、ＢＰＳＫ方式の説明図、第３図（
Ｃ）は、ＱＰＳＫ方式の説明図、第３図（ｄ）は、８−
ＰＳＫ方式の説明図、第３図（ｅ）は、１６−ＱＡＭ方
式の説明図、第４図は、従来のディジタル通信用無線機
の−構成を示す構成図である。 １０　・・・　ＩＱベクトル発生器 ４０　・・・　Ｄフリップフロップ ４２．４４　　・・・　双方向性ミキサ４６　・・・　
搬送波発振器 ４８．５０　　・・・　切換スイッチ ５４　・・・　シンセサイザ ６２．７４　　・・・　加算器 ７２．７８．８０　　・・・　ミキサ ７６　・・・　減算器 搬基渓鐙糾ら偽人 第２図 ５Ｋ （Ｇ） ＰＳＫ （ｂ） ＰＳＫ （Ｃ） −ＰＳＫ （ｄ） ＋６−ＱＡＭ （ｅ） 遣交友」明Ｊへ 第 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 送信データを所定個数のベクトルに分解するベクトル発
   生手段と、無線周波数の搬送波を発生させる搬送波発振
   器と、受信波を分解して得られた所定個数のベクトルか
   ら受信データを抽出する受信データ抽出手段と、を有す
   るディジタル通信用無線機において、 送信時には、前記ベクトル発生手段により得られた所定
   個数のベクトルをそれぞれ取り込み、このベクトルによ
   り前記搬送波を直接変調して出力し、受信時には、前記
   搬送波により受信波を直接復調して所定個数のベクトル
   に分解し、前記受信データ抽出手段に出力する所定個数
   の双方向性ミキサと、 送信時には、前記ベクトル発生手段を前記双方向性ミキ
   サに接続し、受信時には、前記受信データ抽出手段を前
   記双方向性ミキサに接続する切換スイッチと、 受信時に、前記搬送波発振器から出力される搬送波の位
   相を受信波の位相に一致させる搬送波位相調整手段と、 を有することを特徴とするディジタル通信用無線機。