JPH02502493A - 電圧調整器が後置接続されている僅かな電圧損失を有する電圧調整器前置段 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 僅かな電圧損失ををする電正調　器前置段並びにこのような１置段　　する　正 調　器公知技術 本発明は、請求項１の上位概念に記載の電圧調整器前置段並びにこのような前置 段を有する電圧調整器から出発している。

出力側の電荷蓄積素子として用いられるコンデンサに流れる充電電流が、直列ト ランジスタが飽和状態になるとき零に低減される、この形式の電圧調整器前置段 ないし電圧調整器は既に公知である。しかしこれらの装置は、その時直列トラン ジスタが非常に大きなベース電流をも導き、このために調整器はスタンバイ作動 には不適当であるという欠点を有している。

発明の利点 これに対して請求項１の特徴部分に記載の構成を有する本発明の電圧調整器前置 段は、入力電圧と出力電圧との電圧差が前置て決められた値を下回った場合にお いてコンデンサの充電電流が減少する際に、直列トランジスタのベース電流の上 昇が回避されかつこれにより効果的なスタンバイ作動が可能なるという利点を有 している。本発明の別の利点は、以下の説明および図面に関連付けられたその他 の請求項から明らかであ図面 前置段および後置接続された電圧安定化調整段を有する本発明の電圧調整器の実 施例が図面に示されておりかつ以下の説明に８いて詳しく説明される。

第１図は、公知の電圧調整器の基本回路図であり、第２図は、公知のロー−ドロ ップ（Ｌｏｗ−Ｄｒｏｐ）電圧調整器の基本回路図であり、 第３図は、電荷蓄積のためのロー−ドロップ調整器の公知の補充回路図であり、 第４図は、前置段および後置接続された調整器段を有する本発明の電圧調整器の 回路図であり、第５図は、公知のロー−ドロップ電圧調整器前置段の実施例の回 路図であり、 第６図は、本発明のロー−ドロップ電圧調整器前置段の実施例の回路図であり、 第７図は、本発明の後置接続された電圧安定調整器段の実施例の回路図である。

発明の説明 入力電圧と出力電圧との間の電圧損失を出来るだけ僅かにするための電圧ｔＲ整 器は、“ロー−ドロップ調整器”　（Ｌｏｗ−Ｄｒｏｐ−Ｒｅｇｌｅｒ）または “べり一一ローードＯツブ調整器”　　（Ｖｅｒｙ−Ｌｏｗ−Ｄｒｏｐ−Ｒｅｇ ｌｅｒ）という名称で公知である（例えばＣＧ３１−Ｂｏｓｃｈ；　Ｌ４８７． 　Ｌ３８７ｕ、ａ。

−５ＧＳ、　ＴＥＡ　７０３４−丁ｈｏｍｓｏｎ；　ＩＪ２９３５−ＮＳ）＊そ れらはとりわけ自動車電子装置において、始動負荷の際に車内配電電圧が約６ｖ まで低下した際にも搭載電子装置に申し分ない５ｖの電圧供給を保証するために 使用される。この種の調整器の通例の降下電圧（入力電圧と出力電圧との間の最 小所要電圧差）は０．６Ｖと１ｖとの間にある。

ロー−ドロップ特性を有しない電圧調整器（その原理は第１図に図示されている ）は調整器直列分路において電圧ホロア回路（エミッタホロア）に接続されてい る出力トランジスタｊ；よって動作する、すなわちトランジスタＴｌのエミッタ は負荷側において調整器の出力端子３に接続されておりかつこれにより閉ループ 調整回路（エミッタＴ１：帰還分圧器Ｒ１，Ｒ２；ＯＰｌの反転入力側；ＯＰＩ の出力側−ＴＩの、ベース）において付加的な電圧増幅は行われない。この種の 調整器の安定化のために、例えば米国特許第３９４６３０３号明細書に記載され ているような、出力段トランジスタＴＩを制御する演算増幅器ＯＰＩの内部周波 数補償で十分である。負荷端子２．３に並列なコンデンサＣ１はここでは、調整 器が場合によって迅速に申し分なく出力′Ｒ整できなかっ！；パルス負荷を緩衝 するための電荷蓄積器として用いられるにすぎない。調整器それ自体はコンデン サＣ１がなくても安定動作する。

これに対して＄２図に原理回路に示すローーロッジ形電圧調整器において出力ト ランジスタＴ２は、電圧調整器の直列分路においてコレクタが負荷側（端子３） に接続されておりかつエミッタが入力側（端子１）に接続されている。すなわち それは負荷に対してエミッタ接地形回路の電圧増幅器として動作しかつこれ１； より閉ループ調整回路に付加的な電圧増幅が生じる（ただし通例極周波数の位置 が非常に不都合である）。

この！ｌ！！器の安定化のためＩ；制御演算槽Ｉｉ器ＯＦ２の内部周波数補償で はもはや十分でない、しかも演算増幅器の内部補償は欠点になりかねない。とい うのは閉ループ調整回路においてを利には、開ループ調整回路の伝達関数の高周 波成分が周波数ディケード当たり２０ｄＢの所定のレートによって低減される（ ＭＪルーズに対する単極のＲＣ低域通過特性）、唯一の個所だけがあればよいか らである。

ロー−ドロップ調整器に対する補償手段として、負荷端子２．３に対して並列な コンデンサＣ２が利用される。その理由はこのコンデンサはいずれにせよその特 性において電荷蓄積器（負荷バッファ）として設けられるからである。しかしこ こでコンデンサは調整器安定性の理由から、最小でもｌＯμＦないし２０μＦの 大きさが必要である。結果的に低温時の作動に対して（−４０℃までの自動車で の使用）高価なタンタル電解コンデンサを使用しなければならないことになる、 というのはアルミニウム電解コンデンサにおいて寒冷地で発生する直列抵抗が容 量負荷を調整器ループからデカップリング作用をするので、調整器が不安定にな るからである。更に、Ｃ２に対する規定の最小値は多くの用途において、電荷蓄 積という本来の目的のために必要であるより大きい。

ロー−ドロツブ調ｔｉ器を自動車の車内配電電源系統に使用する際、車内配電電 源系における正および負の電圧ピークが調整器出力に作用することがないように しかりロー−ドロップ調整器によって給電される構成素子群に中断のない電圧供 給を保証するために、殆ど例外なく別の（高価な）、外部接続素子が使用される 、その際以下に示す理由から、本来の主電荷蓄積器を調整器の入力側に移す傾向 にありかつその揚台安定性の理由から０２の最小値を決める必要がなくなるが、 調整器出力側におけるパルス緩衝のために比較的小さなろ波コンデンサが必要に なってくる。このことは、複数の調整器を１つの主電荷蓄積器から作動させると き特に面倒である（ＲＡＭ給電に対するスタンバイ調。

整器、プロセッサおよびプロセッサ周辺に対する主調整器、リニヤな回路素子群 に対する別の調整器）。

第３図に図示の入力回路も使用される（西独国特許出願公關第３０２９６９６号 公報参照）、主電荷蓄積器として用いられるコンデンサＣ３はダイオードＤを介 してほぼ車内配電電源電圧に充電され、その結果調整器ＲＲは電源電圧が負に移 行する時間間隔においてＣ３から電圧給電される。貯蔵電荷゛としてΔＵ−Ｃ３ が使用され、その際ΔＵは、Ｇ３における電圧（約１３Ｖ）と０２における電圧 （５ｖ）との差から調整器降下電圧（約（１７，５Ｖ）分を差し引いたものであ り、従ってΔＵｓ７Ｖである。この貯蔵電荷は、調整器出力側に同じ構成を持た せた場合に生じるはずの貯蔵電荷より著しく大きい、ダイオードＤは、Ｇ３から 車内配電電源への逆方向放電を防止する。付加的にコストがかかる他に、この装 置の別の欠点はＤにおける電圧降下分だけ高くなる、０．７　Ｖの電圧降下が発 生することである。

本発明によれば、ロー−ドロップ特性または給電電源回路網における障害に対す る広い保護特性を失うことなく、上述した欠点が取り除かれる。更に、妥当なコ ストの外部素子（殊にアルミニウム電解コンデンサ）の使用が一４０℃まで可能 になる。更に、前置段に後置接続された複数の調整器段に１つの主電荷蓄積器か ら電圧給電することができるようになり、しかもその際に負荷側の電荷蓄積器に 対する最小値を安定性の理由から規定する必要はない。

本発明の解決手段は、主電荷蓄積器Ｃ３を構造によ決定される電圧まで充電する 、例えば第６図に示されているような、ロー−ドロップ特性を有する前置段ＶＳ から成っている。更に、任意の数の後置接続可能な、有利には第１図に図示の型 の調整器段Ｒ５１，Ｒ５２、・・・Ｒ５ｎを設けることができる。第１図に示す 型の調整器とは異なって、これら段には有利には、ロー−ドロップ特性を得るた めにベース電流を電荷蓄積器Ｃ３からも（供給電圧が低い場合）直接端子ｌにお ける供給電圧からも取り出すことができる装置Ｇ（Ｇｌ、Ｇ２・・・）によって 直列トランジスタＴＩ（第４図の７１１、ＴＩ２・・・）に対する特別なベース 電流供給が行われる。

前置段ｖＳは次の役割をもっている： ａ）端子ｌにおける供給電圧が十分であるとき、構造によって前以て決められた 最大電圧Ｕ３ｍａｘ（例えば１４Ｖ）までコンデンサＣ３（主電荷蓄積器）を充 電すること。電圧Ｕ３ｍａｘは供給電圧が非常に大きい場合にも上回ることがな いようにしたい。

ｂ）端子１における供給電圧が十分でないと、き、Ｕ３が値Ｕ３□ａｘに達する ことができるように、コンデンサＣ３を出来るだけ高い電圧に充電すること。そ の際Ｕ３を端子ｌにおける供給電圧より低く維持しなければならないために生じ る（出来るだけ小さな）を圧差は構造によって決めることができる。それは有利 には、トランジスタＴ３のコレクターエミッタ飽和残留電圧より多少大きく維持 される。

Ｃ）充電最終電圧Ｕ３ないしＵ　３ｍａｘに達した際に充電過程を、Ｔ３のコレ クタ電流を、Ｇ３に並列に流れる負荷電流の大きさに低減することによって終了 させること。

ｄ）外部負荷なしの作動において前置段ｖＳの固有の電流消費を無視できる程度 の値（外部で取り出し可能な定格負荷電流の１％Ｉを下回る値）に制限すること 。

この特性が本発明による解決法を公知の前置段（第５図）と異ならせかつ端子１ から、例えば停止中の自動車のバッテリーがもはや回避できずに放電することが ないようにするために、スタンバイ作動に対して必ず必要な出来るだけ小さな電 流のみ取り出すことが許されるスタンバイ作動にとって極めて重要な特性である ｅ）端子ｌにおける供給電圧が所定の、構造によって決めることができる値（例 えば２６ｖ）を上回ったとき、トランジスタＴ３の通常作動に対してＴ３のエミ ッターコレクタ電流を阻止すること、および端子１における供給電圧が０３にお ける瞬時の充電電圧Ｕ３より小さくなるときに、逆の動作に対してＴ３のコレク ターエミッタ電流を阻止すること。

ｆ）Ｔ３のコレクタ電流を構造によって前以て決められた最大電流に制限するこ と。

これらの特性は、公知の装置の欠点に甘んすることなく（例えば以下に説明する 第５図の不完全な前置段参照）、電源回路網における障害の影響を受けない、電 子構成素子群のエネルギー供給に対する基礎を成すものである。

これら特性を実現するために、以下に説明しかつ実施例に基づいて一層詳細に述 べる手段が必要である。

しかしその前に、公知のものに言及して、本発明による解決法との比較を容易に するために公知の前置段（第５図）について説明する。

抵抗Ｒ２０，ツェナーダイオードＤ２０．　　トランジスタＴ２０および抵抗Ｒ ２１（手段Ａに相応する一層の下側参照）は前置段の直列分路におけるトランジ スタＴ３に対して、構造によって前以て決められているベース電流を発生する。

Ｔ３のコレクタはコンデンサＣ３（主電荷蓄積器）を構造によって決められた最 大電圧Ｕ３ｌ１ｌａｘまで充電する。この最大電圧を上回ることはない（手段り に相応−下側参照）。つまりこの電圧Ｕ３□ａＸにおいてダイオードＤ２２およ びツェナーダイオードＤ２１から成るダイオード接続は、Ｔ２Ｏが該ダイオード 接続Ｄ２１．Ｄ２２における電流を維持するＩ；めに十分であるだけのベース電 流をＴ３に対して供給することができる程度の大きさの電流を抵抗Ｒ２１を介し て導く。すなわちＵ３゜ａｘは寅質的に、Ｕ２０およびＵ２１のツェナー電圧の 和によって決められている。この前置段は本発明による手段Ｂ、Ｃ，ＥおよびＦ （下側参照）を含んでいない。

第６図の前置段は本発明の装置の実施例を示している。

手段Ａの役目は、前置段の直列分路におけるトランジスタＴ３にベース電流を、 Ｔ３のコレクタが端子４において最大限要求される負荷電流を送出することがで きるように、供給することである。それぞれの前置段は何等かの形でこの種の手 段Ａを含んでいなければならない（第５図の前置段参照）、それ故に手段Ａの存 在はそれ自体だけでは本発明の構成要素ではなく、次の付加的な特徴を含んでい る手段Ａは特別有利な実施例である： 手段Ａ内に、２つの部分Ａ１８よびＡ２が接続されている少なくとも１つのノー ド点Ｋが存在し、その際部分ＡＩは構造によって決めることができる出来るだけ 小さな制御電流Ｉ５をノード点Ｋから電源回路網の端子２に流しかつ部分Ａ２は ノード点ＫをトランジスタＴ３のベースに次のように接続する電流増幅器である 。すなわち前置段の手段Ｂ、Ｃ，Ｄ、ＥおよびＦによるその他の影響がない場合 に、Ｔ３のベースに供給されるベース電流が、部分Ａｌの上述の制御電流Ｉ５と 部分Ａ２の電流増幅係数との積となるようにしである実施例（第６図）において 部分Ａ２（電流増幅器）は、公知のダーリントン回路としてのトランジスタＴ３ １８よびＴａ２および抵抗Ｒ３１を有する２段のコレクタ接地形回路として図示 されている。同様３段または多段のコレクタ接地形回路または任意の別の電流増 幅器回路（電圧ホロア回路）であつもよいが、その場合にはその他の手段Ｂ、Ｃ ，Ｄ、ＥおよびＦは選択された電流増幅器回路に機能的に整合されなけれならな い。部分ＡＩは同様別の公知の、トランジスタＴ３３、Ｔａ２．Ｔａ２およびＴ ａ２を有する所謂交差結合リング電流源として実現されている。このリング電流 源には、ダイオードＤ３１およびＤ３２および抵抗Ｒ３２を介して入力電流が電 源回路網の端子ｌから供給され、この電流はトランジスタ７３３およびＴａ２を 介して電源回路網の端子２に流れる。Ｔａ２のコレクタは次の大きさの出力電流 （上述の制御電流１５）を送出する： ここに使用の記号は次の意味を有する：Ｕ７一温度−電圧等価値 ｍ　　＝Ｔ３３およびＴａ２のエミッタ面積の商ｎ　　＝Ｔ３６およびＴａ２の エミッタ面積の商。

構造によって決めることができるこの制御電流Ｉｓが、リング電流源の入力電流 に無関係であることがわかる。従ってこれにより制御電流１５に影響を及ぼすこ となく、抵抗Ｒ３２を非常に高抵抗にしかつひいてはリング電流源の入力電流を 非常に小さく決めることができる。このことは有利にも、スタンバイ作動におけ る固有電流消費を出来るだけ抑えるという上述の目的！＝適することである。図 示の部分Ａｌに代わって、申し分のない適した制御電流１ｓを送出する別の５！ 施例を使用することもできる。

ノード点Ｋに対する既述の付加的な特徴の意義は、この点に、別の手段Ｂ、Ｃ， Ｄ、ＥおよびＦがトランジスタＴ３を流れる電流を阻止するかまたは低減するこ とができる有利な介入個所が得られるということである。更にノード点Ｋ　ｉ： 　８いて、最大負荷に設定されるべき著しく大きな、Ｔ３のベース電流ではなく て、非常に小さな制御電流Ｉｓのみを電源端子ｌに流しさえすればよい。それ故 に固有電流消費に係わってくるのは、最大負荷に設定すべき、Ｔ３のベース電流 ではなくて、制御電流■５のみである。第５図の前置段はこの付加的な特徴を有 しておらず、それ故にこの前置段の固有電流消費はまた少なくとも、最大負荷に 必要な、Ｔ３のベース電流に依存している。従ってこの前置段は効果的なスタン バイ作動には適しない。

手段Ｂの役目は、端子ｌおよび２における供給電圧の電圧差からＣ３Ｊ二おける 電圧を減じた結果生ずる電圧が、構造によって決められＩ；値を下回ったとき、 直列トランジスタＴ３が飽和状態になる以前に、外部コンデンサＣ３に流れる電 流を、零に低減することである。これにより先にｂで挙げｔ；役目が果される。

実施例（第６図）においてこの機能はトランジスタＴ４１とダイオードＤ３１お よびＤ３２との協働によって果たされる。ダイオードＤ３１およびＤ３２によっ て７４１のベース電位はダイオード順方向、を圧の２倍分だけ端子ｌに加わる電 圧より低い。Ｔ４１のベース−エミッタ間は、制御電流１５から減算されかつＴ ３を介して電源端子ｌに流れることになる十分に大きなエミッターコレクタ電流 を導出するために、ダイオード順方向電圧を必要とするので、Ｔ３のコレクタに おける電位は電源端子ｌにおける電位よりダイオード順方向電圧分だけ低い電圧 値まで上昇することができる。すなわち以降はＴ４１を流れる電流によって制御 電流■　、従ってまたＴ３のベース電流は、Ｃ３がそれ以上は充電することがで きない程にまで低減される。構成部分Ｒ４１およびＣ４１は、Ｔ４１の作用によ って閉じられかつノード点Ｋに作用する調整回路の周波数補償のために用いられ る。構造によって決まるダイオード順方向電圧の値の間隔電圧は、例えばダイオ ードＤ　３２４：対してショットキー・ダイオード（比較的小さな順方向電圧） を選択することによって、低減することができる（ロー−ドロップを得る目的） 。

ま！二二のために別の実施例が考えられる。殊に、トランジスタＴ３に対する集 積回路において一順方向においても逆方向においてもその高い阻止電圧負荷のＩ ；めに−ラテラル構造が選択される。すなわちトランジスタＴ３のベース帯域を 形成する一方の導電型の表面近傍の帯域内において、相並んだ（上下にではなく ）他方の導電型の２つの帯域が存在する。そのうち一方はコレクタ帯域を形成す る。このような構造において他方の導電型の第３の帯域（補助コレクタ）を、エ ミッタ、コレクタお、よび補助コレクタがこのラテラル順序で相並んで位置しか つコレクタ帯域がエミッタ帯域をラテラルに完全に取り凹むように、配置すると き、補助コレクタは、この配置のエミッターフレフタ電圧がエミッターコレクタ 飽和残留電圧の直接近傍にある値に低下したときにのみ電流を導く。従ってこの ようにしてＴ３の飽和近傍の作動の確寅な指示が可能である。すなわちそこでＴ ３の補助コレクタをＴ４１のエミッタ（または直接ノード点Ｋ）に接続してかつ 従って手段Ｂの役割に対する等価な解決法が得られ、この際調整技術の安定性を 保証するためにその都度とるべき別の措置についてはこれ以上詳しい説明はしな い。

手段Ｃの役目は、Ｔ３のコレクタ電流を構造によって前以て決められた最大電流 に制限することである。

第６図の実施例においてこの役目は、トランジスタＴ５１．Ｔ５２．Ｔ５３．ダ イオードＤ５１および抵抗Ｒ５１およびＲ５２によって解決される。２つのトラ ンジスタＴ５１およびＴ３のベース−エミッタ間は直接並列接続されその結果Ｔ ５１を介して常に、Ｔ３のエミッターコレクタ電流の（非常に小さな）比例部分 が流れる。比例係数は２つのトランジスタＴ５１およびＴ３のエミッタ面積比９ ：ｐである（ｑ　＜　ｐ　）。Ｔ５１を流れる電流はＴ５３のベース接続点にお いて、既に説明した制御電流！Ｓと類似の方法においてＴ５２およびＲ５２によ って発生される固定の基準電流ＩＲと比較される。Ｔ５１を流れる電流が基準電 流ＩＲより大きければ、Ｔ３は導通状態になりかつノード点Ｋに供給された、制 御電流Ｉ５の多すぎる部分をＤ３１を介して電源端子１に放出する。従ってＴ３ の最大コレクタ電流はこの実施例においてＩＲ−ｐ／ｑに固定されている。ダイ オードＤ５１はＴ５２の飽和動作を防止する。抵抗Ｒ５１は単に調整技術上の意 味を有しているにすぎない。

手段りの役目は、外部コンデンサＣ３にむける電圧を、構造によって前以て決め られた最大電圧Ｕ３１．に制限することである。

第６図の実施例においてこの役目はトランジスタＴ６１、Ｔａ２．Ｔ６３８よび ツェナーダイオードＤ６１およびＤ６２によって解決される。Ｄ６１およびＤ６ ２のツェナー電圧の和がコンデンサＣ３における電圧に対する電圧しきい値を決 める。その場合このしきい値まで手段り全体は電流が流れない。この電圧しきい 値に７６３の所定のベース−エミッタ間順方向電圧を加算した値を越えると、電 流ミラーＴ６１．Ｔ６２を通って７５３のベースノードに流れる、Ｔ６３のミラ ーｔｆｉはＴ５３のベースノードから流出する基準電流ＩＲより大きくなる。そ の際調整過程は、手段Ｃに対して既に説明しｔ；のと同じ過程であるが、ここで はＣ３における電圧が７６３の所定のベース−エミッタ間順方向電圧を加え！二 上記の電圧しきい値以上に上昇することはできないという作用を有している。

別の実施例ではＴａ２のコレクタを、Ｔ５３のベースノードの代わりにノード点 Ｋに直接接続することで、はぼ同じ作用が得られる。更に手段Ｃ゛の場合と類似 して、手段りに対して別個の基準電流源によって動作させかつ同様別個の７５３ を介して、ノード点Ｋに接続することもでき、この場合も等価な作用が得られる 手段Ｅの役目は、トランジスタＴ３を逆の作動方向に対して完全に遮断する、す なわち端子ｌおよび２間に加わる電圧が０３における瞬時の充電電圧より小さく なるとき、トランジスタＴ３を流れる電流を阻止することである。

第６図の実施例においてこの役目は、トランジスタＴ７１ｊ（よびＴ７２によっ て達成される。これら２つのトランジスタのベース−エミッタ区間は並列に接続 されておりかつエミッタ側が前置段の出力端子４に接続されている。２つのトラ ンジスタのベース電位はダイオードＤ３１の順方向電圧分だけ電源端子ｌにおけ る電位より低い、従って端子１および２間に加わる電圧が（端子２および４の間 の）Ｃ３における瞬時の充電電圧に等しいかまたはそれより低くなるや否や、ト ランジスタＴ７１８よびＴ７２は導通状態になる。トランジスタＴ７１は、逆方 向動作においては機能的にエミッターベース区間になる、Ｔ３のコレクターベー ス間を短絡し、その結果Ｔ３を介して逆電流が流れることはできない。そこでト ランジスタＴ７１が手段Ａ２を介して増幅されＩ；制御電流ｌｓを受は取る必要 がないように、制御電流ｌｓは導通状態のトランジスタＴ７２から端子４に導か れる。トランジスタＴ７１およびＴ７２のベース電流はダイオードＤ３２．抵抗 Ｒ３２および前に説明しｔ；リング電流源の入力側を介してコンデンサＣ３（端 子２）に流れる。このコンデンサは今やエネルギー蓄積器として回路に電圧を供 給する。

手段Ｆの役目は、端子１８よび２の間に加わる電圧が構造によって規定された大 きさを上回ったとき、トランジスタＴ３を流れる電流をそのベース−エミッタ間 を短絡することによって阻止することである。トランジスタＴ３に対して要求さ れるこのベース−エミッタ区間短絡によって、前置段のこの作動状態において発 生することがある高い阻止電圧に対するこのトランジスタの耐破壊強度が高めら れる。

第６図の実施例においてこの役目は、トランジスタＴ８１．Ｔ８２．Ｔ８３、抵 抗Ｒ８１およびツェナーダイオードチェーンＤ８１．Ｄ８２．Ｄ８３およびＤ８ ４によって達成される。端子ｌおよび２間に加わる電圧がダイオードチェーンＤ ８１ないしＤ８４のツェナー電圧によって決められた電圧しきい値とダイオード として接続されたトランジスタＴ８１の順方向電圧との和を上回ったとき、トラ ンジスタＴ８２およびＴ８３が導通状態になる。トランジスタＴ８３はトランジ ス９７３１７）　ヘー　ス−ｓ　ミッタ間を短絡しかつこれにより丁３を流れる 電流を阻止する。トランジスタＴ８２は、トランジスタＴ８３が手段Ａ２によっ て増幅された電流を受は入れることがないように、制御電流ＩＳを給電端子ｌＩ ：導く。抵抗Ｒ８１は、ツェナーダイオード分路に流れる電流を制限する（保護 機能）。

トランジスタＴ８４は前置段のこの作動状態（過電圧）において機能しない。そ の役目はトランジスタＴ７１の役目に類似している。すなわち逆方向動作に対す るトランジスタ７８３の阻止。

本発明は、前置段ｖＳに関して、第６図に基づいて説明した、手段Ａ、Ｂ、Ｃ， Ｄ、ＥおよびＦの特有の実施例に制限されない。これらの手段には多数の実態態 様が考えられる。

数多くの場合において第６図Ｊ：基づいて説明した前置段の特性で、障害のある 電源回路網から電子素子へ障害のない給電を申し分なく行える。

しかしマイクロプロセッサおよびデータメモリに対して安定化された電圧が必要 であり、それは本発明の解決法では後置接続された電圧調整器によって発生され る。そこでこの調整器は電源回路網の障害をもはや受けることがないので（殊に 両極性の高い電圧が生じない）、１．２Ｖまでのその降下電圧をすべて前置段の 降下電圧に加算しなくてもよいとき、第１図に図示の原理に従っｔ；内部補償さ れた調整器とすることができる。

この種の解決法を次に説明する。

全体の降下電圧を前置段の特性によって、給電電圧が比較的長い時間の間、要求 される安定化された出力電圧よりほんの僅かしか大きくないときには僅かにする 必要がある。そのとき高電圧負荷されないので、第１図の調整器はこの作動時に は直接電源回路網に切り換えることができる。しかし降下電圧をなくするために 、トランジスタＴＩのベース電流供給手段をこの作動時に直接電源回路網に接続 して、それにより生じる、降下電圧の全加算分になる部分をなくすることでも十 分である。

手段Ｇ（Ｇｌ、Ｇ２・・・等々）の役目は、前置段ｖＳに後置接続された別の調 整器段Ｒ５（Ｒ３１，Ｒ５２・・・等々）の直列分路におけるトランジスタＴＩ （Ｔ１１、Ｔ１２・・・等々）Ｉニベース電流を、主蓄積器Ｃ３における電圧が そのために十分高い限り、このベース電流が０３から取り出され、かつＧ３にお ける電圧が構造により規定された大きさを下回ったとき、上記ベース電流がＧ３ における中間蓄積からでなく電源回路網の端子１から直接取り出されるように、 供給することである。構造により規定される大きさは一定である必要はない。

！７図の実施例においてこの役目は、トランジスタＴ２１ないし７２ｇを育する Ｇ１で示されている手段によって解決される。Ｇｌで示されている領域の他に、 公知の構成群が図示されている。すなわち給電端子ｌおよび２の間の出力端子４ および主電荷蓄積器Ｃ３を有する前置段ｖＳ、更にこの前置段ｖＳに後置接続さ れた、第１図の構成によれば直列分路トランジスタＴｌｌおよび演算増幅器０Ｐ ＩＩを有する調整器段である。その際演算増幅器の出力側はＴｌｌのベース電位 を、出力端子３１において分圧器Ｒ１１，Ｒ２１によって調整可能な安定化され た出力電圧（例えば５Ｖ）が発生されように、する。

Ｔｌｌのベースへの電流供給部は、手段Ｇｌの構成要素である。従って０ＰＩＩ の出力側がＴｌｌのベース端子から電流を取り出すことができることで十分であ る。ＯｐＨの出力側は、Ｔ１１のベースに電流を供給する状態にあってはならな いが、そのようにすべさでもない。

トランジスタＴ２１．Ｔ２２およびＴ２３並びにトランジスタＴ２４．Ｔ２５お よびＴ２６はそれぞれ、ベース電流増幅器を有する電流ミラーを形成し、そのう ち前者はその供給を流を給電端子ｌから受は取りかつ後者はその供給電流を端子 ４を介して主電荷蓄積器Ｃ３から受は取る。２つの電流ミラーの出力側（Ｔ２２ のコレクタおよびＴ２５のコレクタ）は相互接続されておりかつＴｌｌのベース 並びに０ＰＩＩの出力側に接続されている。、２つの電流ミラーそれぞれはそれ 自体でその出力側に、その入力側が入力電流ＩＱによって制御されるとき、Ｔ１ １が必要とする最大のベース電流を送出することができなければならない。この ために必要な入力電流ＩＯを小さく抑えるために、有利にはベース電流増幅器７ ２３およびＴ２６を備えている変換電流ミラーが使用される。２つの電流ミラー 入力端のいずれを入力電流■０によって制御するかは、エミッタ結合され！；ト ラジスタ対が決定する。このトラジスタ対はそのベース端子によって、後置接続 された電圧ｖ４整普段の出力端子３１における安定化された電圧をダイオード順 方向電圧の２倍（Ｔ２４およびＴ２６の順方向電圧）分だけ低くなっている、主 電荷蓄積器Ｃ３の端子４にむける電圧と比較する。すなわち端子４および３１の 間の電圧差が上述の、Ｔ　２４　、Ｔ２６における順方向電圧和より大きい限り 、電流ＩＱはＴ２８を介して電流ミラーＴ２４．Ｔ２５．Ｔ２６の入力側に供給 される。その理由はそこで、後置接続された電圧調整器段の降下電圧全体を０３ における電圧によってカバーすることができるように、Ｇ３において十分な電圧 が使用可能であるからである。この状態において電流ミラーＴ２１．Ｔ２２．Ｔ ２３は作用しない、その上電流ミラーを端子ｌにおける高電圧に対して能動的に 阻止して、そのトランジスタＴ２１゜Ｔ２２．Ｔ２３の逆耐電圧を高めることも 有利である、このために必要な阻止信号は例えば前置段の手段Ｆを適当に拡張し て取り出すことができるか、またはそれは、前置段の手段Ｆに相当する役目を存 する手段Ｈにおいて別個に形成される。

端子４８よび端子３１間の電圧差が上述の、Ｔ２４、Ｔ２６における順方向電圧 和より小さくなると、電流ＩｏはＴ２７を介して電流ミラーＴ２１．Ｔ２２゜Ｔ ２３の入力側に供給され、その結果Ｔｌｌのベース電流供給のために使用された 、後置接続された電圧調整器段の降下電圧成分はそこで端子１における給電電圧 によってカバーされる。この降下電圧成分は前置段の降下電圧より大きくないの で、この成分に対する付加的な電圧損失は生じない。

更に付加的に、直列分路トランジスタＴｌｌのベース電流発生に対する第１の制 御電流！０がそれぞれの電圧調整器において何らかの方法において含まれていな ければならない。それ故に■０に対する源は必ずしも手段Ｇに属する必要はなく 、後置接続された電圧調整器段に設けられてもよい。

手段Ｈの役目は、端子１８よび２の間に加わる電圧が構造によって規定される大 きさを上回ったとき、後置接続された電圧調整器段の並列分路トランジスタＴｌ のベースにベース電流を供給する手段Ｇの、給電端子ｌから給電される電流源を 能動的に阻止することである。

第７図の実施例においてこの役目は、トランジスタＴ９１．Ｔ９２．Ｔ９３．抵 抗Ｒ９１，ツチェナーダイオードチェーンＤ９１．Ｄ９２．Ｄ９３．Ｄ９４およ びダイオードＤ９５．Ｄ９６およびＤ９７によって達成される。この手段は阻止 作動の開始に関して、前置段の手段Ｆに対して説明したのと同じように動作する 。ダイオードＤ９５．Ｄ９６およびＤ９７は逆方向動作に対してトランジスタＴ ９２およびＴ９３を阻止する。

ＦＩＧ、　３ ＦＩＧ、　５ 国際調査報告 国際調査報告

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. １．入力電圧端子（１）と、出力電圧端子（４）と、入力電圧および出力電圧に 対して共通の端子（２）と、出力側の電荷蓄積素子として用いられるコンデンサ （Ｃ３）とを備え、該コンデンサの一方の電極は前記出力電圧端子（４）に接続 されておりかつ他方の電極は前記入力電圧および出力電圧に対して共通の端子（ ２）に接続されており、その際電圧調整器前置段（ＶＳ）は入力電圧および出力 電圧の間の電圧損失が出来るだけ僅かになるように動作する、調整器の直列分路 に接続されたトランジスタ（Ｔ３）を備えており、該トランジスタのエミッタは 前記入力電圧端子（１）に接続されておりかつコレクタは前記出力電圧端子（４ ）に接続されており、かつ前記電圧調整器前置段（ＶＳ）は更に２つの手段（Ａ およびＤ）を含んでおり、該手段の一方（Ａ）は前記直列トランジスタ（Ｔ３） に、該トランジスタ（Ｔ３）のコレクタが前記出力電圧端子（４）においてたか だか要求される負荷電流を供給するニとがでさるように、ベース電流を供給し、 かつ前記手段の他方（Ｄ）は出力側の電荷蓄積素子として用いられるコンデンサ （Ｃ３）において発生する、前記電圧調整器前置段（ＶＳ）の出力電圧を最大出 力電圧に制限する、僅かな電圧損失を有する電圧調整器前置段において、 入力電圧お上び出力電圧の間の電圧差が所定の値を下回ったとき、前記直列トラ ンジスタ（Ｔ３）が飽和状態になる前に、前記コンデンサ（Ｃ３）を流れる電流 を零に低減する手段（Ｂ）が設けられているニとを特徴とする電圧調整器前置段 。
2. ２．前置段の入力電圧がその出力電圧より低くなったとき、直列トランジスタ（ Ｔ３）を流れる電流をその逆の動作方向に対して、該トランジスタ（Ｔ３）のベ ースーコレクク区間を能動的に短絡する回路素子によって阻止する手段（Ｅ）が 設けられていることを特徴とする請求項１記載の電圧調整器前置段。
3. ３．直列トランジスタ（Ｔ３）のコレクタ電流を所定の最大電流にて制限する手 段（Ｃ）が設けられているニとを特徴とする請求項１または２記載の電圧調整器 前置段。
4. ４．前置段の入力電圧が決められた大きさを上回ったとき、直列トランジスタ（ Ｔ３）を流れる電流を、該トランジスタ（Ｔ３）のベースーエミッタ間を熊動的 に短絡する回路素子によって阻止する手段（Ｆ）が設けられていることを特徴と する請求項１から３までのいずれか１項記載の電圧調整器前置段。
5. ５．直列トランジスタ（Ｔ３）に、該トランジスタ（Ｔ３）のコレクタが出力電 圧端子（４）においてたかだか要求される大負荷電流を供落するニとができるよ うに、ベース電流を供給する手段（Ａ）に３いて、少なくとも１つのノード点（ Ｋ）が設けられており、該ノード点に前記ベース電流を供給する手段（Ａ）の構 成部分である第１部分および第２部分（Ａ１およびＡ２）が相互に接続されてお り、前記第１部分（Ａ）は、ほぼ一定でありかり直列トランジスタ（Ｔ３）の最 大ベース電流に比べて小さい電流（ＩＳ）を前記ノード点（Ｋ）から入力電圧お よび出力電圧に対する共通の端子（２）に流す電流源であり、かつ前記第２部分 （Ａ２）は前記ノード点（Ｋ）を前記直列トランジスタ（Ｔ３）のベースに次の ように接続する電流増幅器であり、すなわち直列トランジスタ（Ｔ３）のベース に影響を及ぼす別の手段（Ｂ，Ｃ，Ｄ，ＥおよびＦ）に起因するその他の影響が ない場合に、前記直列トランジスタ（Ｔ３）のベースに供給されるベース電流が 前記第１部分（Ａ１）の電流（ＩＳ）と前記第２部分（Ａ２）の電流増幅係数と の積となるように、接続することを特徴とする請求項１から４までのいずれか１ 項記載の電圧値調整器前置段。
6. ６．電圧調整器は少なくとも１つの別の、前置段（ＶＳ）の出力電圧に接続され ている電圧安定化された調整器段（ＲＳ１，ＲＳ２，…ＲＳｎ）を含んでおり、 該調整器段は、前置段（ＶＳ）の出力電圧端子（４）と前記別の調整器段の出力 電圧端子（３１，３２，…３ｎ）との間にある調整器直列分路において動作する 第２の直列トランジスタ（Ｔ１１，Ｔ１２，…Ｔ１ｎ）を備え、該トランジスタ のコレクタは前記前置段（ＶＳ）の出力電圧端子（４）に接続されておりかつエ ミッタは前記別の調整器段（ＲＳ１，ＲＳ２，…ＲＳｎ）の出力端子（３１，３ ２，３ｎ）に接続されていることを特徴とする請求項１から５に記載の電圧調整 器前置段（ＶＳ）を有する電圧調整器。
7. ７．前置段（ＶＳ）の入力電圧にも該前置段（ＶＳ）の出力電圧にも接続されて いる第１の補助手段（ＧないしＧ１，Ｇ２，…Ｇｎ）が設けられており、該補助 手段は別の調整器段の構成部分であってかつ第２の直列トランジスタ（Ｔ１１， Ｔ１２，…Ｔ１ｎ）にベース電流を次のように供給する、すなわち前置段の出力 電圧端子（４）と前記別の調整器段の出力電圧端子（３１，３２，…３ｎ）との 間の電圧がそのために申し分ない大きさである限りは、前記ベース電流が前記第 ２の直列トランジスタに前記前置段の出力電圧端子（４）を介して供給され、か つ前記前置段の出力電圧端子（４）と前記別の調整器段の出力電圧端子（３１， ３２…３ｎ）との間の電圧が所定の大きさを下回るや否や、前記ベース電流が前 記第２の直列トランジスタに前記前置段の入力電圧端子（１）を介して供給され るようにであることを特徴とする請求項６記載の電圧調整器。
8. ８．別の調整器段（ＲＳ１，ＲＳ２…ＲＳｎ）は第２の補助手段（Ｈ）を含んで おり、該補助手段は、第２の直列トランジスタ（Ｔ１１，Ｔ１２，…Ｔ１ｎ）に ベース電流を前記前段（ＶＳ）の入力電圧端子（１）を介して供給する、第１の 補助手段（Ｇ）に含まれている電流源を、前記前置段（ＶＳ）の入力電圧が所定 の大きさを上回ったとき、少なくとも前記電流源に属するトランジスタのベース ーエミッタ区間を能動的に短絡する回路素子によって阻止することを特徴とする 請求項７記載の電圧調整器。