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JPH10327577A - Ｄｃ／ｄｃスイッチング・コンバータ回路 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃスイッチング・コンバータ回路

Info

Publication number
JPH10327577A
JPH10327577A JP10143720A JP14372098A JPH10327577A JP H10327577 A JPH10327577 A JP H10327577A JP 10143720 A JP10143720 A JP 10143720A JP 14372098 A JP14372098 A JP 14372098A JP H10327577 A JPH10327577 A JP H10327577A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switching means
transformer
winding
terminal
primary winding
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP10143720A
Other languages
English (en)
Inventor
John A Bassett
ジョン・エイ・バセット
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ALTESHIN TECHNOL Inc
Original Assignee
ALTESHIN TECHNOL Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US07/436,394 external-priority patent/US4959764A/en
Application filed by ALTESHIN TECHNOL Inc filed Critical ALTESHIN TECHNOL Inc
Publication of JPH10327577A publication Critical patent/JPH10327577A/ja
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
  • Details Of Television Scanning (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 零電流スイッチングまたは零電圧スイッチ
ングを行い、大幅にスイッチング損失を低減することを
目的とする。 【解決手段】 １次巻線と第１の２次巻線とを備えた
第１の変圧器３０と、寄生容量３４を含み、前記１次巻
線へ電力を選択的に供給する第１スイッチング手段３５
と、前記１次巻線に接続された、第１及び第２の電極を
備えた第１の容量性素子と、寄生容量３３を含み、前記
第１の容量性素子と直列に接続されて、第１のノードＸ
と、第２のノードとの間に接続された、前記第２のスイ
ッチング手段３２と、前記第１の２次巻線の第１の端子
にその一端が接続された第１ダイオード３７と、前記第
１の２次巻線の第２の端子にその一端が接続された第２
のダイオード３６と、前記第２のダイオードにその一端
が接続されたインダクタ３１とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ／ＤＣ及びＡ
Ｃ／ＤＣパワーサプライに使用されるＤＣ／ＤＣコンバ
ータに関し、より詳細に言えば、非平衡終端された零電
圧スイッチＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】非平衡終端されたＤＣ／ＤＣコンバータ
は、一般に３つの伝統的なトポロジー、即ちブースト、
バック（buck）、及びバックブースト（buck-boost）の
いずれかに分類される。これらのコンバータは、スイッ
チ、ダイオード、コイル及び２個のコンデンサの様々な
配列で構成される。また、２個のコイルと１個のコンデ
ンサが現れるようなこれらのトポロジーの二重回路が存
在する。
【０００３】図１、図２及び図３は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータの実施例を示している。図１及び図２は、ＭＯＳＦ
ＥＴパワートランジスタＱ1、コイルＬ1、ダイオードＤ
1、及びコンデンサＣ1、Ｃ3を有する非絶縁型単スイッ
チ・バックブースト・コンバータを示している。図１
は、分路コンデンサＣ1、Ｃ3を直列コイルＬ2、Ｌ3で置
き換え、分路コイルＬ1を直列コンデンサＣ2で置き換
え、かつ直列スイッチＱ1を分路スイッチＱ2で置き換え
たバックブースト・コンバータの二重回路が示されてい
る。図３は、トランジスタＱ3、コンデンサＣ4、Ｃ5、
ダイオードＤ2、Ｄ3、コイルＬ4及び変圧器Ｔ1を有する
非接地型単スイッチ順方向コンバータを示している。図
４には、二次磁束リセットスイッチＱ4とコンデンサＣ4
とを有する順方向コンバータが示されている。
【０００４】いずれの回路に於ても、その性能はその構
成に於て使用される素子の特性に関連し、かつ最近の技
術の進歩によって素子の特性が改善されている。残念な
がら理想的な即ち損失のないスイッチングは、全ての場
合にその両側に電圧を掛けた状態でスイッチがオンにさ
れるので、上述したような簡単な回路では実現できな
い。実際のデバイスは、どのようなものであってもその
端子間に容量を有し、かつこの容量（１／２・ＣＶ２）
に蓄積されたエネルギーは、該デバイスがオンになる際
に消失する。
【０００５】別の無効素子を基本回路に付加して、共振
コンバータとして知られる新しい分類のコンバータを創
成する。図５は、出力がスイッチング周波数を変化させ
ることによって制御される全波直列共振コンバータを示
している。図示される共振コンバータは、トランジスタ
Ｑ5、Ｑ6、コンデンサＣ5〜Ｃ7、ダイオードＤ5、Ｄ6、
コイルＬ5、Ｌ6及び変圧器Ｔ5を備える。共振コンバー
タは、適当な方法で動作させると、零電流スイッチング
または零電圧スイッチングを行い、それによって大幅に
スイッチング損失が低減される。このような役割を達成
するために、前記無効素子は、時にはコンバータの出力
電力の数倍に及ぶ大電力を処理しなければならない。こ
の前記素子の中を循環するエネルギーが、スイッチング
損失の減少より大きな新しい損失を引き起こす。更に、
半導体デバイスの動作電圧及び／またはＲＭＳ（平方二
乗平均）電流歪が増加する場合がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、零電流スイ
ッチングまたは零電圧スイッチングを行い、それによっ
て大幅にスイッチング損失を低減することを目的とする
ものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＤＣ／
ＤＣコンバータによって、基本的トポロジーの長所を維
持し、かつ共振コンバータ機構に関する欠点を排除しつ
つ、零電圧スイッチングが可能になる。本発明は、非絶
縁形式、非接地形式、統合型磁気形式及び結合型磁気形
式に於て具現化することができる。非絶縁形式は、２個
のスイッチ、２個のダイオード、２個のコイル及び少く
とも１個のコンデンサを有する。非接地形式は、２個の
スイッチ、２個のダイオード、１個の変圧器、１個のコ
イル及び少くとも１個のコンデンサを有する。統合型磁
気形式は、変圧器と前記非接地形式のコイルとを相互結
合無しで共通の鉄心に結合させる。更に、結合型磁気形
式は、統合型磁気要素の共通の磁束通路内に磁気抵抗を
導入して、出力リプル電流を大幅に減少させる。
【０００８】本発明の別の実施例は、複数の二次巻線を
有する変圧器を有する。各二次巻線は、それぞれに出力
ＤＣ電圧を供給する複数の出力線を有する出力回路に接
続されている。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明による零電圧スイッチング
・コンバータ１０が図６に示されている。コンデンサ１
１が、ＤＣ電圧を受けるコンバータ１０の入力端子間に
接続されている。トランジスタ１２が、制御信号に応答
して入力電力をコンバータ１０の他の部分に切り換え
る。本実施例では、トランジスタ１２がそのソースとド
レインとの間に固有容量１３と固有ボディ（body）ダイ
オード１４とを分路させたことを特徴とするパワーＭＯ
ＳＦＥＴである。また、固有容量１３はトランジスタ１
２の両端間に独立の集中容量または支線容量を有する。
更に、ダイオード１４は、トランジスタ１２の固有ボデ
ィダイオード以外の独立のデバイスとすることができ
る。コイル１５はトランジスタ１２のドレインに接続さ
れ、かつトランジスタ１２が『オン』である時に入力電
力を受ける。コンデンサ２０及びトランジスタ（ＦＥ
Ｔ）２１がコイル１５の両端に直列に接続されている。
固有容量２２及びダイオード２３がトランジスタ２１の
ソースとドレインとの間で分路されている。ダイオード
２４、２５がコイル１５と第２コイル２６とに接続され
ている。コンデンサ２７がコンバータ１０の出力端子間
に接続されている。
【００１０】コンバータ１０の伝達関数は、磁束平衡を
一定の状態条件に維持するために、トランジスタ１２の
オン時間中、コイル１５に印加される電圧時間（秒）積
がオフ時間に於ける電圧秒積と等しくなければならな
い、即ち Ｖin×ｔon＝ＶC20×ｔoff （式１） であるので、容易に得られる。説明のために、コンデン
サ２０は、ＶC20が充放電電流にも拘らず動作サイクル
に於て一定であるように大きいと考える。出力電圧は、
ダイオード２４が導通しているトランジスタ１２のオフ
時間中のコンデンサ２０の両端間に於ける電圧（ＶC2
0）の時間比例平均である。従って、出力電圧は次式で
与えられる。
【００１１】 Ｖout＝ＶC20×ｔoff／（ｔon＋ｔoff） （式２） （式１）と（式２）とを結合させてＶC20を消去する
と、次式のような結果となる。
【００１２】 Ｖout＝Ｖin×ｔon／（ｔon＋ｔoff） （式３） この電圧伝達関数は、図３の順方向コンバータのそれと
同じである。
【００１３】上記説明を簡単化するためにコンデンサ２
０を大きいと考えたが、本発明によるコンデンサ２０
は、ＶC20が動作サイクルに於て一定でないように比較
的小さくできる点に注意を要する。
【００１４】本発明に関する詳細な説明は、４つの各時
間に於ける回路の動作を分析することによって、良く理
解される。図６及び図７の波形図に関して動作は次の通
りである。即ち、トランジスタ１２が最初に制御信号に
よってオン状態になり、かつ入力電圧がコイル１５の巻
線に印加される。コイル１５に於ける電流は、ｔ1がト
ランジスタ１２のオン時間を表し、かつＬ15がコイル１
５のインダクタンスであるとした場合に、Ｉ＝（Ｖin／
Ｌ15）ｔ1の関係に従って、直線的に増加する。ダイオ
ード２４は、この時間中、逆方向にバイアスされ、かつ
エネルギーは入力側から出力側に伝達されない。この時
間は、図７に時間Ｉとして示される動作の第１段階であ
る。
【００１５】前記制御回路によって決定される或る時刻
に、トランジスタ１２がオフになる。コイル１５に蓄積
されていた磁気エネルギーが電流の流れを同じ方向に維
持し、トランジスタ１２を分岐する固有容量１３を充電
する。また、電流の一部がコンデンサ２０の中を流れ
て、トランジスタ２１から分路される固有容量２２を充
電する。ノードＸに於ける電圧（ＶX）がゼロに達する
と、ダイオード２４が順方向にバイアスされ、かつその
結果として更にコイル１５の電流の部分がダイオード２
４を介して前記出力へ流れ始める。電流は、ダイオード
２５が逆方向にバイアスされているので、ダイオード２
５の中を流れない。コイル１５の残りの電流は、ダイオ
ード２３が導通し始めるようにノードＸに於ける電圧が
コンデンサ２０の両端間の電圧と等しくなるまで、固有
容量１３及び固有容量２２を充電し続ける。トランジス
タ２１の両側に於ける電圧が、ダイオード２３が導通し
始める時に概ねゼロであり、かつ電荷が固有容量２２の
両端間に蓄積されないことに注意を要する。
【００１６】コイル１５に於ける過剰の電流が引き続き
送られてコンデンサ２０を充電する。この時間（時間I
I）の間、トランジスタ２１が前記制御回路によってオ
ンになる。このように、トランジスタ２１がオンになる
と、その両端間に於ける電圧が概ねゼロのなるので、生
じるスイッチング損失が最小になる。これによって、図
７に時間IIとして示される動作の第２段階が完了する。
【００１７】コイル１５に於ける電流の流れがコイル２
６に於ける電流の流れと等しくなる時間IIIの中間点に
於て、コンデンサ２０がトランジスタ２１を介して負荷
への放電を開始する。コンデンサ２６に於ける電流が、
ｔ2がトランジスタ２１のオン時間を表す場合に、 ＩL26＝（ＶC20−Ｖout）／Ｌ2×ｔ2 （式４） の関係式に従って増加する。結局コイル１５の磁化が逆
転され、かつその巻線に於ける電流が逆転される（図７
参照）。動作の固定周波数によって設定される期間の終
わりに、トランジスタ２１が前記制御回路によってオフ
にされる。これによって図７に於ける時間IIIとして示
される動作の第３段階が完了する。
【００１８】コイル１５及びコイル２６からの電流がノ
ードＸに於て結合して、ノードＸに於ける電圧がゼロに
等しくなるまで固有容量１３を放電させかつ固有容量２
２を充電する。コイル２６に於ける電流が次に、ダイオ
ード２４が逆向きにバイアスされるまでダイオード２５
を介して分流される。コイル１５に於ける残りの電流
が、ダイオード１４が導通するまで固有容量１３を放電
させ続ける。この時点に於て、コイル１５に残存する全
てのエネルギーが入力側に戻される。トランジスタ１２
の両側間に於ける電圧は、電荷が固有容量１３に蓄積さ
れないので、概ねゼロである。これによって、図８に於
ける時間IVとして示される第４段階が完了する。前記制
御回路が再びトランジスタ１２をオンにして動作の第１
段階を開始する。トランジスタ１２がオンにされる時、
その両側には小さい電圧のみが印加されるので、生じる
スイッチング損失が最小になることを注目すべきであ
る。
【００１９】このように、２個のスイッチを有するＤＣ
／ＤＣコンバータ１０によって、各スイッチの「オン」
時間の終了時に十分な誘導エネルギーの蓄積が行われ
て、交流スイッチがオンになる前にその両側に零電圧を
生じさせる前記スイッチの組合わせからなる固有及び標
遊容量に電荷を変更させる。前記制御回路によって供給
されるターンオンパルス間の短いデッドバンドによっ
て、この遷移のための時間が得られる。従って、前記ス
イッチの前記容量に蓄積されたエネルギーが、スイッチ
ングデバイス内で消失するのではなく、電源及び負荷に
戻される。これによって、特に高周波数で動作させる場
合に、コンバータの効率が改善される。コンバータ１０
のトポロジーによって、零電圧スイッチングに加えて、
調整及び準方形波出力電流のためのパルス幅変調に一定
周波数での動作可能性のような別の特性が与えられる。
【００２０】図８に示される本発明の第２の実施例は、
コイル１５を変圧器３０で置き換えることによって構成
される。図８の回路は、本発明による非接地型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータである。変圧器３０の磁路に於けるギャッ
プが、図６のコイル１５に等しい一次巻線のリアクタン
スを設定する。
【００２１】従来の略記方法を用いて、変圧器３０は一
次コイルの一方の端子及び、二次コイルの一方の端子に
それぞれドット即ち黒点を有する。従って、一方のコイ
ルの前記ドット付き端子に入る電流によって、前記第２
コイルの端子間に、この第２コイルの前記ドット付き端
子に於ける正電圧参照符号によって示される方向に検知
される開回路電圧が生成される。
【００２２】この非接地型コンバータの動作は、上述し
た非絶縁型コンバータの動作と類似する。動作の時間II
Iでは、磁化電流がアンペア回数の保存則に従って、即
ち、ＩS0及びＩS1がそれぞれ０または１の時点で変圧器
３０の二次側及びコイル３１に於ける電流と等しく、か
つＩP0及びＩP1がそれぞれ０及び１の時点で変圧器３０
の一次側及びトランジスタ３２に於ける電流と等しい場
合に、 ＮP×ＩP0＋ＮS×ＩS0＝ＮP×ＩP1＋ＮS×ＳS1 （式５） に従って、一次巻線から二次巻線に移る。図８の波形
は、変圧器３０の一次側を通過する電流の流れを示して
いる。
【００２３】図８の非接地型実施例によって、図６の非
絶縁型回路と同様の手法で零電圧スイッチが可能にな
る。トランジスタ３２の分路にある固有容量３３が、変
圧器３０の一次巻線に蓄積されるエネルギーによって放
電される。ダイオード３４は、トランジスタ３２がオン
になる前に固有容量３３に電荷が蓄積されるのを防止す
る。
【００２４】同様に、トランジスタ３５の分路にある固
有容量３４が、前記制御回路によってトランジスタ３５
がオンにされる前に、変圧器３０の一次側に及びコイル
３１に蓄積されたエネルギーによって放電される。従っ
て、零電圧スイッチングが実行され、かつスイッチング
損失が最小になる。
【００２５】零電圧スイッチングの利益に加えて、図８
のコンバータは別の利点を有する。入出力間に於ける誘
電絶縁が実行される。出力電圧が、変圧器の巻数比ＮS
／ＮPに従って入力電圧に関して変化させられる。ま
た、入力電流が、前記巻線比に従って出力電流に関して
変化させられる。更に、変圧器の漏れリアクタンスを変
圧器３０の一次側のインダクタンス及びコイル３１内に
結合させることによって、漏れリアクタンスによる一般
的なエネルギー損失が回避される。変圧器の巻線容量を
ノードＸに於ける固有かつ分布容量に結合させることに
よって、前記容量を充電するエネルギーが正荷として移
動して、消散するのではなく負に前記容量を充電するの
で、巻線容量による損失が回避される。
【００２６】図９は、理想的変圧器の一次巻線電流の巻
線容量を示す。図１０は、非理想的変圧器を用いた場合
に於ける波形への漏れインダクタンスの影響を示してい
る。この漏れインダクタンスは、ピーク−平均電流比を
変化させ、それによって各素子に於ける歪を低減させる
効果がある。
【００２７】本発明の第３の実施例は、図８の変圧器及
びコイル３１を図１１に示されるように共通の磁心４０
に結合することによって構成される。電圧、電流及び巻
線の極性は、前記変圧器の脚及び前記コイルの脚からの
磁束のＤＣ成分が前記磁心の第３の脚に付加されるのに
対して、前記変圧器の脚及び前記コイルの脚からの磁束
のＡＣ成分が前記第３の脚に於て差し引かれるようにな
っている。本発明の第２実施例に関して列挙した利点に
加えて、本実施例では、更に幾つかの利点が得られる。
磁心材料を共有することによって、磁心の体積が減少
し、従って全鉄損が比例して減少する。更に、磁心に於
ける損失がＡＣ束だけによるものであるので、第３の脚
に於て磁束を差し引くことによって、更に磁心のこの部
分に於ける損失が低減される。最後に、多数の素子が減
らされる。
【００２８】本発明の第４の実施例は、図１３の統合型
変圧器に示されるように、複合鉄心４０の第３の脚に磁
気抵抗（空隙）５０を挿入することによって構成され
る。この効果は、トランジスタ３５の通流時間（時間
Ｉ）の間、エネルギーが前記変圧器の一次側から前記コ
イルの脚に移動して、前記コイル及び従ってダイオード
３６及び前記出力回路に於ける電流の減少率が減らされ
て、ゼロになり得ることである。同様に、トランジスタ
３２の通流時間（時間III）の間、エネルギーがその期
間中一様に移動して、前記コイル及び従ってダイオード
３７、前記変圧器の二次側及び前記出力回路に於ける電
流の変化が少なくなり、一定になり得ることである。そ
の利点は、出力に於けるリプル電流の減少、出力フィル
タ・コンデンサに於ける歪の低下、及び出力電圧の平滑
化の改善である。前記ダイオード及び負荷に於ける電流
は、図１３に伴う波形によって表され、かつ図７の同様
の波形と比較することができる。この効果は、次の等式
によって時間Ｉに関して数学的に定義され、かつ当業者
であれば同様にして時間IIIについて表すことができ
る。
【００２９】図１３について、前記磁気回路に関連して
ループ式を次のように書くことができる。
【００３０】 ＮpＩp＋ＮSＩS＝Φ1Ｒ1＋（Φ1＋Φ2）Ｒ3 （式６） ＮLＩL＝Φ2Ｒ2＋（Φ1＋Φ2）Ｒ3 （式７） （式７）を時間に関して微分すると、次式になる。
【００３１】 ＮLｄＩL／ｄｔ＝Ｒ3・ｄΦ1／ｄｔ＋（Ｒ2＋Ｒ3）ｄΦ2／ｄｔ （式８） ゼロリプルに関して、ｄＩL／ｄｔ＝０に設定する。時
間Ｉに於て、 Ｖin＝−Ｅp＝ＮΦｄΦ1 ／ｄｔ （式９） かつ Ｖout＝−ＮLｄΦ2／ｄｔ （式１０） となる。従って、 （Ｖin／ＮP）Ｒ3＝（Ｖout／ＮL）（Ｒ2＋Ｒ3） （式１１） 即ち、変圧器を使用すると、伝達関数は次のようにな
る。
【００３２】 Ｖout＝Ｖin（ＮS／Ｎp）（Ｔon／（ｔon＋ｔoff）） （式１２） （式１１）に（式１２）を代入し、かつ ｔon／（ｔon＋ｔoff）＝ｗ （式１３） デューティサイクルとし、かつ簡単にするためにＮL＝
ＮSとすると、 Ｒ3／（Ｒ2＋Ｒ3）＝σ （式１４） となる。この結果、抵抗比がデューティサイクル比と等
しくなる時に、前記出力回路に於けるリプル電流が消滅
する。これが中間点の条件で発生するように前記空隙を
選択することができ、動作範囲に於けるリプルが最小化
される。
【００３３】図１６に示される多数の出力線を有する本
発明の実施例は、複数の二次巻線Ｓ−１〜Ｓ−Ｍを有す
る変圧器８０を備える。動作時には、出力電圧Ｖout1〜
ＶoutNが前記コンバータの出力線に供給される。前記回
路の動作は、図８の動作と同様であり、かつ同様に素子
には同じ符号が与えられている。
【００３４】図１６の実施例に対して幾つかの変形例が
可能である。例えば、複数のコイル１−１〜３１−Ｎを
共通の鉄心に結合させることができる。更に、変圧器８
０及び複数のコイル３１−１〜３１−Ｎを共通の鉄心に
一体的に統一することができる。そのような場合には、
前記共通鉄心がそれぞれに磁気ギャップを有する３つの
脚を有する。
【００３５】更に、上述した実施例のそれぞれについて
変形・変更が可能である。前記スイッチングデバイスの
両側に於ける電圧の変化率を低減させるために、独立の
静電容量要素を各スイッチングトランジスタ（即ちトラ
ンジスタ３３及び３４）の両端に於て並列に接続するこ
とができる。更に、本発明の各非接地型実施例に組込ま
れた前記変圧器の一次巻線または二次巻線に直列に独立
のコイルを接続することができる。
【００３６】上述した実施例は本発明の単なる例示であ
って、その技術的範囲を限定するものではない。また、
上記開示範囲から本発明の技術的範囲に於て様々な変形
・変更が可能であることは当業者にとって明らかであ
る。
【００３７】
【発明の効果】各実施例では、磁気要素に蓄積されたエ
ネルギーを移動させ、各スイッチを閉じる前に該スイッ
チの両端間に於ける静電容量を放出させる。各スイッチ
を閉じる際にその両側に於ける電圧が概ねゼロであるの
で、スイッチング損失が最小になる。従って、高い変換
効率が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術による非絶縁型単スイッチ・バックブ
ースト・コンバータを示す回路図。
【図２】従来技術によるバックブースト・コンバータの
二重回路を示す回路図。
【図３】従来技術による非接地型単スイッチ順方向コン
バータを示す回路図。
【図４】従来技術による二次磁束リセットスイッチ及び
コンデンサを有する順方向コンバータを示す回路図。
【図５】出力の制御にスイッチング周波数の変更を必要
とする全波直列共振コンバータをを示す回路図。
【図６】本発明による零電圧スイッチングを示す回路
図。
【図７】本発明の動作に従う電流及び電圧の波形を示す
線図。
【図８】本発明の非接地型実施例を示す回路図。
【図９】図７に対する変化を示す図９の実施例の波形
図。
【図１０】非理想型変圧器を用いた場合の図９と同様の
波形図。
【図１１】コイルと結合された変圧器を示す概略図。
【図１２】非接地型コンバータの統合磁気形式の実施例
を形成する磁気回路を示す回路図。
【図１３】非接地型コンバータの結合磁気形式の実施例
を形成するべくコイルを結合させた変圧器を示す概略
図。
【図１４】図１２と同様の磁気回路を示す回路図であ
る。
【図１５】付加磁気結合によって出力リプル電流が低減
される図１３の実施例の動作を示す電流の波形図。
【図１６】本発明の他出力線を有する実施例を示す回路
図。
【符号の説明】
１０ コンバータ １２ トランジスタ １３ 固有容量 １４ 固有ボディダイオード １５ コイル ２０ コンデンサ ２１ トランジスタ ２２ 固有容量 ２３〜２５ ダイオード ２６ 第２コイル ２７ コンデンサ ３０ 変圧器 ３１ コイル ３１−１〜３１−Ｎ コイル ３２ トランジスタ ３３ 固有容量 ３４ ダイオード ３５ トランジスタ ３６、３７ ダイオード ３８ フィルタ・コンデンサ ４０ 磁心 ５０ 磁気抵抗 ８０ 変圧器

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ
    回路であって、 １次巻線と、第１の２次巻線とを備えた第１の変圧器
    と、 固有容量を含み、前記変圧器の前記１次巻線へ、電源か
    らの電力を選択的に供給するための第１スイッチング手
    段と、 前記変圧器の前記１次巻線に接続された、第１及び第２
    の電極を備えた第１の容量性素子と、 第２のスイッチング手段であって、固有容量を含み、直
    列に接続された前記第１の容量性素子と前記第２のスイ
    ッチング手段とが、前記１次巻き線に接続された第１の
    ノードと、前記電源に接続された第２のノードとの間に
    接続された、前記第２のスイッチング手段と、 前記変圧器の前記第１の２次巻線の第１の端子に接続さ
    れた第１の端子と、第２の端子とを備えた第１ダイオー
    ドと、 前記変圧器の前記第１の２次巻線の第２の端子に接続さ
    れた第１端子と、前記第１のダイオードの前記第２の端
    子に接続された第２の端子とを備えた第２のダイオード
    と、 前記第２のダイオードに接続された第１の端子と、第２
    の端子とを備えたインダクタとを有し、 前記１次巻線が、 前記第１のスイッチング手段がターンオンする前に、前
    記第１のスイッチング手段の前記固有容量を放電し、か
    つ（ｂ）前記第２のスイッチング手段がターンオンする
    前に、前記第２のスイッチング手段の前記固有容量を放
    電するために、十分なエネルギーを前記変圧器が蓄える
    ことのできるようにするべく十分なインダクタンスを有
    し、 前記１次巻線と、前記第２の２次巻線とが、前記第１の
    スイッチング手段が開いている間に、電流が前記第１の
    ２次巻線と前記第１のダイオードとを流れるような向き
    に巻かれていることを特徴とするＤＣ／ＤＣスイッチン
    グ・コンバータ回路。
  2. 【請求項２】 ＤＣ／ＤＣスイッチング・コンバータ
    回路であって、 １次巻線と、２次巻線とを備えた変圧器と、 固有容量を有し、前記変圧器の前記１次巻線へ、電源か
    らの電力を選択的に供給するための第１のスイッチング
    手段と、 第１の容量性素子と、 前記第１の容量性素子と直列接続された第２のスイッチ
    ング手段であって、固有容量を含み、直列に接続された
    前記第１の容流性素子と前記第２のスイッチング手段と
    が、前記１次巻線に接続された第１のノードと、前記電
    源に接続された第２のノードとの間に接続された、前記
    第２のスイッチング手段と、 前記第２の巻線に接続された、前記２次巻線からの信号
    を受け取って、出力端子からの電圧として出力する、整
    流及びフィルタ手段とを有し、 前記１次巻線が、 （ａ）前記第１のスイッチング手段がターンオンする前
    に、前記第１のスイッチング手段の前記固有容量を放電
    するため、及び、（ｂ）前記第２のスイッチング手段を
    ターンオンする前に、前記第２のスイッチング手段の前
    記固有容量を放電するために、十分なエネルギーを前記
    変圧器が蓄えることのできるような十分なインダクタン
    スを有し、 前記１次巻線と前記２次巻線とが、前記第１のスイッチ
    ング手段が開いている間に、電流が、前記２次巻線と前
    記整流及びフィルタ手段とを流れるような向きに巻かれ
    ていることを特徴とするＤＣ／ＤＣスイッチング・コン
    バータ回路。
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