JPH0937592A - ３レベルインバータのｐｗｍ制御方法および制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ３レベルインバータを空間ベクトル方式で制
御する際、瞬時負荷電流を用いて出力電圧ベクトルを生
成し中性点電位の変動を抑制すること。 【解決手段】 第１の手段１によりベクトルの３６０°
の全空間を１２個の区間に分け、ベクトル指令Ｖを出力
する。第２の手段２は上記回転角から指令ベクトルＶが
存在する区間番号を判断し、また、第３の手段３はベク
トルの大きさから変調率αを計算する。第５の手段５は
指令ベクトルＶの区間番号と、電流検知手段４により検
出された負荷電流瞬時値とを利用して各区間番号に対応
する電流比を計算する。第６の手段６は上記変調率αと
電流比に基づき３レベルインバータの中性点電位を抑制
する発信方式と発信順序を決定する。第７の手段７は上
記発信方式と発信順序に基づき、各ベクトルの出力時間
を求め、電圧型インバータ８を制御するＰＷＭ制御信号
を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は一般産業及び鉄道分
野でモータを駆動する制御電源として使用される電圧形
３レベルインバータのＰＷＭ制御方法および制御装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】３レベルインバータは電気鉄道をはじめ
主として大容量、高電圧インバータとして普及しつつあ
る。図７は３レベルインバータの回路構成を示す図であ
る。図７において１０は直流電圧電源、１１は直流リア
クトル、１２Ｃ１及び１２Ｃ２は同一容量のコンデンサ
で、その両端Ｐ及びＮは直流電圧電源１０のそれぞれ正
端子、負端子に接続されている。更に、コンデンサ１２
Ｃ１と１２Ｃ２の接続点は中性点端子Ｏが導出されてい
る。１３，１４，１５は三相の各アームである。各アー
ム１３，１４，１５の１３ｕ１〜１３ｕ４、１４ｖ１〜
１４ｖ４及び１５ｗ１〜１５ｗ４は正端子Ｐと負端子Ｎ
との間にそれぞれ直列接続されたＵ、Ｖ、Ｗ相の主スイ
チング素子群であり、それぞれがこの順に１３Ｄ１〜１
３Ｄ４、１４Ｄ１〜１４Ｄ４及び１５Ｄ１〜１５Ｄ４で
示される逆並列ダイオードを備える。

【０００３】１３Ｄ５〜１３Ｄ６、１４Ｄ５〜１４Ｄ６
及び１５Ｄ５〜１５Ｄ６は図７に示す通りの極性で前記
主スイッチング素子群の１、２及び３、４間接続点と中
性点端子Ｏとの間に接続された中性点クランプダイオー
ドである。図７において、例えばアーム１３について
は、スイッチング素子１３ｕ１，１３ｕ２がオンになっ
たときＵ相端子が＋Ｅとなり、スイッチング素子１３ｕ
２，１３ｕ３がオンになったとき、Ｕ相端子が０とな
り、さらに、スイッチング素子１３ｕ２，１３ｕ３がオ
ンになったとき、Ｕ相端子が−Ｅとなる。同様に各相の
スイッチング素子は２個ずつペアでオンとなり、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相に＋Ｅ，０，−Ｅの出力が発生する。なお、各
相の出力が０のとき中性点端子Ｏに電流が流入または流
出する。また、各相の電流（ｉu ，ｉv ，ｉw ）の和ｉ
u ＋ｉv ＋ｉw は０である。

【０００４】上記のようにＵ、Ｖ、Ｗ各相端子の電位は
３種類のレベル＋Ｅ、０、−Ｅを出力し、その空間電圧
ベクトルは図８に示すようになる。なお、同図におい
て、例えば（０１−１）は上記Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電圧がそ
れぞれ（０，＋Ｅ，−Ｅ）であることを示す。従って、
３³ ＝２７とおりのスイッチング状態で、１９種類の離
散な電圧ベクトルが出力可能である。このため、指令電
圧ベクトルＶと隣接したベクトルのうちいくつのベクト
ルを選択して、その合成ベクトルが指令ベクトルと一致
するように制御することができる。空間ベクトル方式に
おいては、上記のようにして指令電圧ベクトルに隣接し
たベクトルを選択してスイッチングモードを決定し、指
令電圧ベクトルの大きさに応じた期間上記ベクトルを出
力するようにスイッチング素子を制御し、インバータを
ＰＷＭ制御する。

【０００５】ところで、図７において、直流側平滑コン
デンサの中性点電位Ｖｎは、中性点に流入または流出す
る電流により変動する。中性点電位の変動はスイッチン
グ素子の過電圧の原因となるので、中性点電位の変動を
抑制する必要がある。

【０００６】従来、３レベルインバータにおける中性点
電位の変動の抑制は次のように行われていた。 キャリア方式では、キャリアの周波数が非常に高
く、各相の電流（ｉu ，ｉv ，ｉw ）の高調波がとても
小さい時、中性点電圧を出力する期間に、各相電流（ｉ
u ，ｉv ，ｉw ）はあまり変化せず、一定と見なす事が
できる。図９（ａ）は、特願平７−１７０７５０号に示
された、３レベルインバタータの中性点電位変動を抑制
するための方式を示す。同図は、各相の指令電圧Ｖu
^*，Ｖv ^* ，Ｖw ^* をキャリアＡとキャリアＢにより変
調してＰＷＭ信号を出力する場合を示しており、各相の
指令電圧Ｖu ^* ，Ｖv ^* ，Ｖw ^* がキャリアＡより大き
いとき電圧＋Ｅが出力され、キャリアＢより小さいとき
電圧−Ｅが出力され、また、キャリアＡ，Ｂに間にある
とき、０（中性点電圧）が出力される。

【０００７】図９（ａ）のようにキャリア波形を変調
し、キャリアの半周期を拡大したものを図９（ｂ）に示
す。同図に示すように、上段のキャリアＡの最小値が三
相のうちの最小の電圧指令値と一致し、下段のキャリア
Ｂの最大値が三相のうちの最大の電圧指令値と一致する
ようにキャリアＡ及びキャリアＢが変調されているた
め、各相の指令値が二つのキャリアに挟まれる期間（中
性点電圧出力時間）は平行四辺形の向かい合った２辺と
なり、同じ長さとなるる。このため、キャリア半周期当
たりの各相の中性点電圧出力時間（ｔｕ，ｔｖ，ｔｗ）
は同じとなる。即ち、ｔｕ＝ｔｖ＝ｔｗ＝△ｔとなる。
この間に中性点に流入と流出する電荷量は次の（１）式
となる。 （ｉu ＋ｉv ＋ｉw ）×Δｔ＝０ （１） 即ち、キャリア方式において、上記のようにキャリアの
周波数が非常に高く、中性点電圧を出力する期間に各相
電流（ｉu ，ｉv ，ｉw ）はあまり変化せず一定と見な
す事ができる場合には、中性点電位の変動は零になる。

【０００８】 一方、前記空間ベクトル方式で中性点
電位の変動を抑制するためには、図１０に示す中性点電
位の検知回路が必要となる。即ち、空間ベクトル方式の
場合には、前記図８に示したように、選択された電圧ベ
クトルを出力するスイッチングモードが複数存在する場
合があるため、図１０に示す中性点電位の検知回路を利
用して、中性点電位Ｖｎの制御を行っている。図１０に
おいて、Ｒは抵抗、１２Ｃ１，１２Ｃ２は前記図７に示
したコンデンサ、ＡＭＰは増幅器であり、抵抗Ｒにより
分圧された電圧とコンデンサ１２Ｃ１，１２Ｃ２の接続
点の電圧を増幅器ＡＭＰで比較し、中性点電圧の変動を
検知する。そして、中性点電位の変動に許容範囲△Ｖｎ
を設定し、中性点電位Ｖｎが常にこの許容範囲内に入る
ように前記したスイッチングモードを決定する。中性点
電位が許容範囲を超えて上昇した場合には、既に選択さ
れた電圧ベクトルと負荷電流の方向に応じて、中性点の
電流が流出するスイッチングモード（例えば、モード
（０１０））を選択する。逆に下降した場合には、流入
するスイッチングモード（例えば、モード（−１０−
１））を選択する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述した中性点電位の
変動を抑制するための方法として、キャリア方式におい
ては、スイッチング周波数が十分高く、しかも、制御周
期Ｔｃ内に電流が変化しないという仮定が必要である。
したがって、この方法はスイッチング周波数が低い場合
に抑制誤差が生じ、中性点電位の変動を抑制する効果が
低くなる。特に、この方法は、電流の過渡過程に適用で
きないという欠点がある。

【００１０】一方、前記した公知の空間ベクトル方式
は、前記図１０に示した中性点電位の検知装置が必要で
あるという欠点がある。また、中性点電位Ｖｎの変動を
抑制するために、中性点電位Ｖｎの変動に応じて、制御
周期Ｔｃ内に二つのスイッチングモード間に、例えば、
モード（０１０）とモード（−１０−1 ）を数回切り換
えることが必要となる。しかし、この方法はスイッチン
グ回数（周波数）が増加し、三相が同時にスイッチング
しなければならないし、望ましくない。

【００１１】本発明は上記のような問題点を解決するた
めになされたものであり、本発明は、瞬時負荷電流に応
じてインバータの出力電圧指令ベクトルＶを生成すると
ともに、中性点電位の変動を抑制することができる３レ
ベルインバータのＰＷＭ制御方法および制御装置を提供
することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理を示
すブロック図である。同図において、１はベクトル指令
を送出する第１の手段であり、第１の手段１によりベク
トルの３６０°の全空間を図８に示した区間Ａ１から区
間Ａ１２まで１２個の区間に分け、ベクトル指令Ｖを出
力する。ベクトル指令Ｖの大きさ｜Ｖ｜は第３の手段３
に与えられ、また、ベクトル指令Ｖの回転角〔Ｖ〕は第
２の手段２に与えられる。第２の手段２は上記回転角
〔Ｖ〕から指令ベクトルＶが存在する区間番号（前記８
におけるＡ１〜Ａ１２）を判断する。また、第３の手段
３により上記大きさ｜Ｖ｜からベクトルの出力時間を定
める変調率αを計算する。一方、電流検知手段４により
負荷電流が検出されると、第５の手段５は指令ベクトル
Ｖの区間番号と、電流検知手段４により検出された負荷
電流瞬時値とを利用して各区間番号に対応する電流比、
例えば、ｉu ／ｉv 等を計算する。第６の手段６は後述
するように第３の手段３により計算された変調率αと第
５の手段により演算された電流比に基づき予め設定され
たベクトルの発信方式と発信順序を決定する。第７の手
段７は上記第６の手段６により決定したベクトルの発信
方式と発信順序に基づき、各ベクトルの出力時間を求め
てＰＷＭ信号を生成し、電圧型インバータ８のスイッチ
ング素子を制御する。

【００１３】次に、指令ベクトルＶが図８に示したよう
に区間Ａ１にあると仮定し、図２（ａ）（ｂ）のベクト
ル合成図を参照して本発明を説明する。なお、図２は図
８の区間Ａ１とその隣接する区間を示しており、Ｖは指
令ベクトル、Ｖs1，…，Ｖs4，Ｖs ，ＶL ，Ｖm は図８
に示した各ベクトルに対応するベクトル、Ｔ1 は同図
（ａ）の方向１へのベクトルの出力時間、Ｔ2 は同じく
方向２へのベクトルの出力時間、Ｔmmは同図（ｂ）の方
向１へのベクトルの出力時間、Ｔsnは同じく方向２への
ベクトルの出力時間、Ｔc は制御周期を示している。

【００１４】第６の手段６は上記したように第３の手段
３により計算された変調率αと第５の手段により演算さ
れた電流比に基づき次のように予め設定されたベクトル
の発信方式と発信順序を選定する。負荷電流リップルを
小さくするため、第３の手段３により計算された変調率
αが０．５以下になる場合には、図２（ａ）に示すよう
に、指令ベクトルＶを挟む短いベクトルＶs だけを使
う。また、変調率αが０．５以上になる場合には、図２
（ｂ）に示すように、指令ベクトルＶを挟む短いベクト
ルＶs と長いベクトルＶm 、ＶL を使う。そして、中性
点電位の変動を抑制するために、制御周期Ｔc の間に発
信順序における中性点にクランプするベクトルを着目し
て、次のように三つの発信方式を定義する。

【００１５】(1) 変調率： α＜０．５の場合。 上記変調率αの範囲で、短いベクトルＶs だけ使って、
図３に示すように発信方式１の発信順序Ｓ１１で指令ベ
クトルＶを発生する。この場合には、指令ベクトルＶが
短いので、発信順序Ｓ１１は隣接する領域を含む２個の
短いベクトルとゼロベクトルのみで指令電圧ベクトルを
発生させる。そして、制御周期Ｔc 内で中性点電位の変
動が正負打ち消すように正側のスイッチングモード（０
１０）と負側のスイッチングモード（−１０−１）を交
互に用いる。ただし、ベクトルの変更は１回のスイッチ
ングで行うように順序づけられている。

【００１６】(2) 変調率： α≧0.５ の場合。 (a) 発信方式２ 発信順序２１ この発信方式は、指令ベクトルＶが大きい場合に用いら
れ、図３に示すように発信方式２の発信順序Ｓ２１で指
令ベクトルＶを発生する。すなわち、発信順序がＳ１１
のように短いベクトルのみでは不足する時に発信順序Ｓ
２１を用い、区間Ａ１に属する短いベクトルＶｓと中間
のベクトルＶｍを使用する。なお、図３において、Ｔ0
，Ｔs1，Ｔs2, …，Ｔl ，Ｔm ，…，Ｔ0 は、下に記
されたベクトル（０００），（０１０），…，（−１−
１−１）（前記図２に示したベクトル）の一制御周期に
おける出力時間である。

【００１７】 発信順序Ｓ２２：指令ベクトルＶが更
に大きい場合に用いられ、図３に示すように、発信方式
２の発信順序Ｓ２２で指令ベクトルＶを発生する。ま
た、後述するように中性点電位の変動を抑制するために
短いベクトルの出力時間を調整する時にこの発信順序Ｓ
２２を使う場合もある。

【００１８】(b) 発信方式３： 発信順序Ｓ３１：中性点電位の変動を低くする必要
がある場合に、図３に示すように発信順序Ｓ３１が用い
られる。すなわち、発信順序Ｓ３１が発生するのは、発
信順序Ｓ２１或いはＳ２２において、中性点電位の変動
を低くする必要がある場合である。具体的には、前記し
た第６の手段６が、第５の手段５から与えられる電流演
算結果に基づき、後述するように図４の条件によって、
発信方式２或いは発信方式３を選択する。

【００１９】 発信順序Ｓ３２：これは過渡的な発信
順序である。図３に示す順序で、発信順序Ｓ２１或いは
Ｓ２２から発信順序Ｓ３１へ移行する。

【００２０】ところで、制御周期Ｔc の間に中性点に流
入、流出した電荷量の総和が零にならば中性点電位の変
動も零になる。これは本発明の基本原理であり、これに
よると、各発信方式の各発信順序におけるベクトルの出
力時間は下式を満足しなければならない。なお、下式に
おいて、Ｔs1，Ｔs2, …，Ｔl ，Ｔm はベクトルの出力
時間、ｉu ，ｉv ，ｉw は各相電流である。 ＜発信順序Ｓ１１＞ ２Ｔs1×（ｉu ＋ｉw ）＋Ｔs2×ｉw＋２Ｔs3×（ｉu
＋ｉv ）＋Ｔs4×ｉv ＝０（２） ＜発信順序Ｓ２１＞ Ｔs ×（ｉu ＋ｉw ）＋Ｔm ×ｉu ＝０ （３） ＜発信順序Ｓ２２＞ Ｔs ×（ｉu ＋ｉw ）＋Ｔm ×ｉu ＝０ （４） ＜発信順序Ｓ３１＞ Ｔs ×ｉv ＋Ｔm ×ｉu ＝０ （５）

【００２１】ここで、各ベクトル区間における中性点電
位の変動を抑制できる条件は次のように決定される。発
信方式１は変調率α＜０．５の時に選択され、各ベクト
ルの出力時間が式（２）を満足するように決めれば、中
性点電位の変動を全く抑制できる。

【００２２】発信方式２は変調率α＞０．５の時に選択
される。指令ベクトルＶが区間Ａ１にある場合には、同
様に、各ベクトルの出力時間が式（３）或いは式（４）
を満足するように決めれば、中性点電位の変動を全く抑
制できる。抑制できる条件は、後述するように次の式
（６）になる。 ｉu ／ｉv ≦Ｔsn／Ｔmn （６）

【００２３】発信方式３も変調率α＞０．５の時に選択
される。指令ベクトルＶが区間Ａ１にある場合には、同
様に、各ベクトルの出力時間が式（５）を満足するよう
に決めれば、中性点電位の変動を全く抑制できる。抑制
できる条件は、後述するように次の式（７）になる。 ｉu ／ｉv ＜−Ｔsn／Ｔmn （７） 上記のようにして、３６０゜全空間における抑制できる
条件を求めると、図４に示すようになる。

【００２４】第６の手段６は図４に基づき発信方式及び
発信順序を選択する。すなわち、第４の手段により検出
された負荷電流は第５の手段５に与えられる。一方、第
５の手段５が利用する指令ベクトルＶの位置（区間番号
ｎ）を把握するため、第２の手段は指令ベクトルＶの回
転角度ψから区間番号ｎを次のように計算する。 ｎ＝（ψ／３０°）−２ （８） 第５の手段５は、第４の手段４より検出した負荷電流瞬
時値を利用し、上の第２の手段により計算した区間番号
によって対応する電流比を計算する。第６の手段はこの
電流比と第３の手段により計算した変調率αによって後
述するように発信方式及び発信順序を選択する。

【００２５】以上のようにして発信方式及び発信順序が
選択されると、第７の手段７は、各発信順序における各
ベクトルの出力時間を計算する。以下、上記各ベクトル
の出力時間の計算方法について説明する。発信方式１を
使う場合には、まず、電圧指令ベクトルＶを生成するた
めに図２（ａ）における方向１のベクトルの出力時間Ｔ
１及び方向２のベクトルの出力時間Ｔ２を計算する。こ
れは、同図における三角形の辺と角の関係から下式
（９）（１０）（１１）で計算される。なお、（９）
（１０）（１１）式において、Ｔc は制御周期、Ｖs は
ベクトルＶs1，Ｖs2, Ｖs3，Ｖs4の大きさ、Ｖc は指令
ベクトルの大きさである。

【００２６】

【数１】

【００２７】一方、中性点電位の変動を抑制するため
に、発信順序Ｓ１１の各ベクトルの出力時間は式（２）
を満足しなければならない。式（９）（１０）（２）か
ら各ベクトルの出力時間は下のように決定すれば、電圧
指令ベクトルＶを生成できるし、中性点電位の変動も抑
制できる。 Ｔs1＝Ｔ１／４ （１２） Ｔs4＝Ｔ１／２ （１３） Ｔs3＝Ｔ１／４ （１４） Ｔs2＝Ｔ１／２ （１５） すなわち、上記（１２）（１３）（１４）（１５）を前
記（２）式に代入すると、（２）の左辺はｉu ＋ｉv ＋
ｉw となり、前記したようにｉu ＋ｉv ＋ｉw＝０であ
るから（２）式を満足することが分かる。

【００２８】発信方式２を使う場合には、まず、電圧指
令ベクトルＶを生成するために方向１のベクトルの出力
時間Ｔsn及び方向２のベクトルの出力時間Ｔmnを求め
る。これは図２（ｂ）の三角形の辺と角の関係から下式
（１６）（１７）（１８）で計算される。

【００２９】

【数２】

【００３０】一方、発信方式２において中性点電位を抑
制するためのベクトルＶs （０１０）の出力時間をＴs
z、ベクトルＶm （０１−１）の出力時間をＴmzと表示
すると、上記出力時間Ｔsz、Ｔmzは前記式（３）を満足
しなければならず、（３）式とｉu ＋ｉv ＋ｉw ＝０の
関係から下式（１９）を得る。 Ｔsz＝（ｉu ／ｉv ）×Ｔmz （１９） ここで、ベクトルＶm （０１−１）は選択余地がないの
で、出力時間Ｔm は下式のように設定する。 Ｔm ＝Ｔmn＝Ｔmz （２０） 実際のベクトルＶｓ（００１）の出力時間Ｔs 及びベク
トルＶL （−１１−１）の出力時間Ｔl はＴsnとＴszを
比較することによって次のように決まる。

【００３１】 Ｔsn＞Ｔszの場合 この場合には、長いベクトルＶL （−１１−１）を出力
することにより、中性点電位の変動を全く抑制できる。
発信順序Ｓ２２の各ベクトルの出力時間は下式になる。 Ｔm ＝Ｔmn＝Ｔmz （２１） Ｔs ＝Ｔsz＝（ｉu ／ｉv ）×Ｔm （２２） Ｔl ＝（Ｔsn−Ｔs ）／２ （２３） Ｔ0 ＝Ｔc −Ｔs −Ｔm −Ｔl （２４） すなわち、発信方式２の場合、中性点電位の変動を抑制
するには上記式（１９）の関係を満足する必要があり、
式（１９）と式（２０）より、式（２３）が得られる。
また、Ｔsn＞Ｔsz＝Ｔs なので、中性点電位の変動に関
係がないベクトルＶL の出力時間をＴl を式（２４）に
より算出することができる。

【００３２】 Ｔsn＝Ｔszの場合 中性点電位の変動を全く抑制できる。しかも、長いベク
トルＶL （−１１−１）の出力は必要ではない。発信順
序Ｓ２１の各ベクトルの出力時間は下式になる。 Ｔm ＝Ｔmn＝Ｔmz （２５） Ｔs ＝Ｔsz＝Ｔsn （２６） Ｔ0 ＝Ｔc −Ｔs −Ｔm （２７）

【００３３】 Ｔsn＜Ｔszの場合 この場合は中性点電位の変動を抑制できない部分が生じ
る。すなわち、前記（２２）（２３）を満たすベクトル
Ｖm の出力時間Ｔm 、ベクトルＶs の出力時間Ｔs を選
定してもＴsn＜Ｔszなので、式（２４）を満たすベクト
ルＶL を出力することはできず、中性点電位の変動を完
全に抑制できない。

【００３４】発信方式３の各ベクトルの出力時間の計算
も、基本的に発信方式２の計算方法と同様に求めること
ができる。上記のように発信方式２において中性点電位
の変動を抑制できるのは、区間Ａ１においてはＴsn≧Ｔ
szの場合である。ここで、前記式（１９）に示したよう
にＴsz＝（ｉu ／ｉv ）×Ｔmzなので、式（１９）とＴ
sn≧ＴszよりＴsn≧（ｉu ／ｉv ）×Ｔmz＝（ｉu ／ｉ
v ）×Ｔmnが得られる。すなわち、発信方式２により中
性点電位の変動を完全に抑制できるのは、区間Ａ１にお
いてはＴsn／Ｔmn≧（ｉu ／ｉv ）の条件を満足する場
合であり、前記した式（６）を得ることができる。

【００３５】また、発信方式３について、区間Ａ１にお
いて中性点電位の変動を完全に抑制でき条件を同様に求
めると、前記式（７）を得ることができる。上記のよう
にして、各区間Ａ１〜Ａ１２について発信方式２、発信
方式３により中性点電位の変動を完全に抑制でき条件を
求めると、結局、前記図４が得られる。前記した第６の
手段６は前記したように図４を参照して、電流比と区間
番号により、発信方式２または発信方式３を判定し発信
順序を決定する。

【００３６】

【発明の実施形態】図５は本発明の実施例の制御装置の
構成を示す図である。同図において、１０、１１は直流
電源及び直流リアクトル、１２は入力分圧コンデンサ、
１３、１４、１５は前記図７に示した３相３レベルイン
バータブリッジ、９は負荷であるモータ、１６は負荷電
流検出器、１７はデジタルシグナル・プロセッサ（以
下、ＤＳＰと略記する）、１８はマイクロ・コンピュー
タ（以下、ＭＣと略記する）である。

【００３７】ＤＳＰ１７は、前記図１に示した第１〜３
の手段、第５〜７の手段の機能を果たす処理手段を備え
ており、負荷電流検出器１６の出力を前記した手法で処
理し、ベクトルの出力方式（発信方式）及び各ベクトル
の出力時間を計算してＭＣ１８へ出力する。ＭＣ１８は
ＤＳＰ１７で処理した結果によってＰＷＭ波形を生成
し、図示しないゲート回路により、３相３レベルインバ
ータブリッジ１３，１４，１５のスイッチング素子を駆
動する。

【００３８】図６は図５に示したＤＳＰ１７及びＭＣ１
８における処理を示すフローチャートである。まず、Ｄ
ＳＰ１７のモータの制御部で公知の手法を用いてモータ
を制御するための演算を行い、電圧指令ベクトルＶを生
成する。次に前記した式（８）により、電圧指令ベクト
ルＶの位置、即ち、図８における区間番号ｎを計算す
る。更に、上記モータの制御部から指令ベクトルＶに対
応する変調率αを得る。

【００３９】次に、図６のステップＳ１において、変調
率αが０．５より大きいか否かを判別する。変調率αが
０．５より小さい場合には、ステップＳ４に行き、発信
方式１を選択する。そして、ステップＳ７において、指
令波形を生成する条件によってベクトル出力時間を計算
する。すなわち、計算した区間番号ｎと上記変調率αに
より出力するベクトルを決定し、前記式（９）〜（１
１）で説明した手法により計算した区間番号ｎにおける
ベクトルの出力時間Ｔ１，Ｔ２を求める。さらに、ステ
ップＳ８において、中性点電位の変動を抑制する条件に
よってベクトルの出力時間を調整する。すなわち、前記
した式（１２）〜（１５）により具体的な出力時間Ｔs
1，Ｔs2，Ｔs3，Ｔs4を求める。なお、零ベクトルＶ0
（０００）の出力時間Ｔ0 は制御周期Ｔc と上記出力時
間Ｔs1，Ｔs2，Ｔs3，Ｔs4の合計の差により定める。

【００４０】また、変調率が０．５より大きい場合に
は、ステップＳ２に行き、ＤＳＰ１７に取り込まれた負
荷電流検出器１６の出力により、各相の電流ｉu ，ｉv
，ｉwの電流比を求める。一方、前記した式（１６）〜
（１８）で説明した手法により発信方式２，３における
方向１のベクトルの出力時間Ｔsn、方向２のベクトルの
出力時間Ｔmnを求める。そして、図４に示した発信方式
２及び３の使用条件を記憶したテーブルを参照して、指
令電圧ベクトルＶの区間番号とＴsn／Ｔmnと各相の電流
ｉu ，ｉv ，ｉw の電流比に基づき、発信方式２を採る
か発信方式３を採るかを決定する。

【００４１】決定された発信方式に応じてステップＳ５
またはステップＳ６に行き、ステップＳ７において、指
令波形を生成する条件によってベクトル出力時間を計算
する。すなわち、計算した区間番号ｎと上記変調率αに
より出力するベクトルを決定し、前記式（１６）〜（１
８）で説明した手法により区間番号ｎにおけるベクトル
の出力時間Ｔsn，Ｔmnを求める。さらに、ステップＳ７
において、中性点電位の変動を抑制する条件によってベ
クトルの出力時間を調整する。すなわち、前記した式
（２１）〜（２７）で説明した手法により具体的な出力
時間Ｔs ，Ｔm ，Ｔl ，Ｔ0 を求める。

【００４２】以上のようにして各ベクトルの出力時間が
定まると、ステップＳ８において上記出力時間をＭＣ１
８に発信してＰＷＭ波形を生成し、３相３レベルインバ
ータブリッジ１３，１４，１５のスイッチング素子を駆
動する。

【００４３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、以下の効果を得ることができる。 （１）本発明によって指令ベクトルＶを発生できると共
に中性点電位の変動を大幅に抑制できる。しかも、中性
点電位の変動を抑制する方法は指令電圧波形生成にとっ
て影響がない。 （２）中性点電位の変動を負荷電流の検知によって抑制
することができる。即ち、もともとモータを制御するた
めに検知した電流情報を利用して中性点電位の変動を抑
制することができ、電圧の検知など付加的な設備は必要
ではない。 （３）任意の瞬間で中性点に流入と流出の電荷量の総和
を零になるようにインバータの出力を制御するので、始
動や指令突変などの過渡過程でも適用できる。 （４）抑制効果は変調率及び負荷力率に依存するが、そ
れほど大きな影響を受けない。即ち、本発明による抑制
効果は変調率及び負荷力率にとってロバスト性を持つ。 （５）演算や判断論理は簡単なので、処理時間が短く、
システム全体の時間応答特性にとって影響がない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理を示すブロック図である。

【図２】発信方式１、発信方式２、発信方式３における
ベクトル合成図である。

【図３】発信方式１、発信方式２、発信方式３における
発信順序を示す図である。

【図４】発信方式２および発信方式３の使用条件を示す
図である。

【図５】本発明の実施例の制御装置の構成を示す図であ
る。

【図６】本発明の実施例の処理フローチャートを示す図
である。

【図７】３レベルインバータの回路構成図である。

【図８】３レベルインバータにおける空間ベクトル図で
ある。

【図９】キャリア方式における中性点電位の変動を抑制
する原理を示す図である。

【図１０】空間ベクトル方式における中性点電位の変動
検知回路を示す図である。

【符号の説明】

９ モータ １０，１１ 直流電源及び直流リアクトル １２ 入力分圧コンデンサ １３，１４，１５ ３相３レベルインバータブリッジ １６ 負荷電流検出器 １７ デジタルシグナル・プロセッサ（Ｄ
ＳＰ） １８ マイクロ・コンピュータ（ＭＣ） Ｖ 指令ベクトル Ｔｃ 制御周期 Ｖ0 零ベクトル Ｖs 短いベクトル ＶL 長いベクトル Ｖm その以外のベクトル Ｔxn 指令ベクトルを発生するためのベクトルＶ
x の出力時間 Ｔxz 中性点電位の変動を抑制するためのベクト
ルＶx の出力時間 Ｔx 実際のベクトルＶｘの出力時間 Ｔ0 零ベクトルの出力時間

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３レベルインバータの出力空間電圧ベク
   トルにおける一つの長いベクトルとこれと隣接する中間
   の長さのベクトルで挟む領域を一つの区間として、ベク
   トルの３６０゜全空間を１２個の区間に分け、 指令ベクトルＶの回転角によって指令ベクトルＶの上記
   １２個の区間における区間番号を判別するとともに、指
   令ベクトルＶの大きさによって変調率αを計算し、 上記指令ベクトルＶの区間番号と負荷電流値によって区
   間番号に対応する電流比を計算し、 上記変調率αと電流比によって、３レベルインバータの
   分圧コンデンサの中性点電位の変動を抑制する発信方式
   及び発信順序を定め、 上記発信方式及び発信順序における具体的な各ベクトル
   の出力時間を計算して３レベルインバータをＰＷＭ制御
   することを特徴とする３レベルインバータのＰＷＭ制御
   方法。
2. 【請求項２】 ３レベルインバータの出力空間電圧ベク
   トルにおける一つの長いベクトルとこれと隣接する中間
   の長さのベクトルで挟む領域を一つの区間として、ベク
   トルの３６０゜全空間を１２個の区間に分ける第１の手
   段と、 ベクトル制御装置より与えられた指令ベクトルＶの回転
   角によって指令ベクトルＶの上記１２個の区間における
   区間番号区間番号を判別する第２の手段と、 指令ベクトルＶの大きさによって変調率αを計算する第
   ３の手段と、 負荷電流を検知する第４の手段と、 第２の手段による与えられた指令ベクトルＶの区間番号
   と第４の手段により検出された負荷電流値によって区間
   番号に対応する電流比を計算する第５の手段と、 第３の手段による計算した変調率αと第５の手段による
   計算した電流比によって、３レベルインバータの分圧コ
   ンデンサの中性点電位の変動を抑制する発信方式及び発
   信順序を定める第６の手段と、 該手段による決定した発信順序における具体的な各ベク
   トルの出力時間を計算する第７の手段とを備え、 上記第１、２、３、４、５、６及び７の手段に基づき負
   荷電流に応じた発信方式及びベクトル出力時間を計算し
   て中性点電位の変動を抑制することを特徴とする３レベ
   ルインバータのＰＷＭ制御装置。