JPH0884500A - 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 極低速域で誘導電動機を運転する際にも、正
確な速度制御及びトルク制御をする。 【構成】 同一次元磁束オブザーバ４と速度適応機構７
からなる速度適応２次磁束オブザーバにより誘導電動機
１の実速度値を推定し、電動機速度推定値ω_r ^#と電動
機速度指令値ω_r ^* との比較誤差信号によって電流制御
部を制御する。電流制御部のＰＷＭ制御インバータ２で
は、１次電圧制御指令電圧ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ _w と搬送波信
号（三角波信号）を比較してその大小に応じてインバー
タをＰＷＭ制御している。しかもＰＷＭ制御インバータ
２では、電動機速度推定値ω_r ^# が設定値よりも大きい
ときには搬送波信号の周波数を従来と同様に高くしてお
き、電動機速度推定値ω_r ^# が設定値よりも小さくなっ
たら搬送波信号の周波数を下げる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機の速度セン
サレスベクトル制御装置に係り、低速度域でも安定した
速度制御ができると共に、正確なトルク制御ができるよ
うに工夫したものである。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
て、すべり周波数制御形のベクトル制御方法が普及し、
これを速度センサ無しで制御する速度センサレスベクト
ル制御方法が知られている。

【０００３】図７は、速度適応２次磁束オブザーバを使
用して誘導電動機の実速度を推定する、従来の誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置の制御システムを
示すものである。

【０００４】まず、図７を用いて、誘導電動機１の電動
機速度（回転角周波数ω_r ）の推定について説明をす
る。

【０００５】誘導電動機１の電圧方程式は、電源角周波
数（ω₀ ）で回転する同期回転座標系からの諸量を観測
するａ−ｂ軸で表わすと、次式（１）で与えられる。

【０００６】

【数１】

【０００７】但し、 ｖ_1a，ｖ_1b…同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次励磁軸
電圧，１次トルク軸電圧（Ｖ） ｉ_1a，ｉ_1b…同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次励磁軸
電流，１次トルク軸電流（Ａ） λ_2a，λ_2b…同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の２次励磁軸
磁束，２次トルク軸磁束（Ｗｂ） ω₀ …………電源角周波数（rad/sec) ω_r …………電動機速度（回転角周波数，rad/sec) ω_s …………すべり角周波数（rad/sec) Ｒ₁ ，Ｒ₂ …１次，２次抵抗（Ω） Ｌ₁ ，Ｌ₂ …１次，２次インダクタンス（Ｈ） Ｍ …………相互（励磁）インダクタンス（Ｈ） Ｌσ…………等価漏れインダクタンス（Ｈ） （Ｌσ＝（Ｌ₁ Ｌ₂ −Ｍ² ）／Ｌ₂ ） ｓ …………時間微分子（d/dt) そして、電源角周波数（ω₀ ）、電動機速度（ω_r ）、
すべり角周波数指令値（ω_s ^* ）の関係、及びすべり角
周波数指令値（ω_s ^* ）の算出は次式（２）で表わされ
る。 ω₀ ＝ω_r ＋ω_s ^* ω_s ^* ＝ｉ_1b ^* ／ｉ_1a ^* ・τ₂ ……（２） 但し、 τ₂ …………２次時定数（τ₂ ＝Ｌ₂ ／Ｒ₂ ） 添字（＊）…指令値あるいは設定値を表わす。いま、 ｉ_1a ^* ＝ 一定 ……………………………………………（３） とし、上記（１）式において、（２），（３）式の条件
のもとに同期回転座標系（ａ−ｂ軸）の１次電圧指令値
（ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）をデジタル電流制御器３の構成式で
ある下記（４）式で与えると次のようになる。

【０００８】

【数２】

【０００９】上記（４）式を満足するように制御をする
と、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次電流検出値ｉ₁
は１次電流指令値ｉ₁ ^* （ｉ_1a ^* ，ｉ_1b ^* ）どおりの電
流が流れ、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の２次磁束λ₂
（λ_2a，λ_2b）は、 λ_2a＝Ｍｉ_1a（一定）， λ_2b＝０ …………………………（５） に保たれる。

【００１０】これにより、誘導電動機１のトルク（Ｔ）
は、 Ｔ＝Ｍ／Ｌ₂ ・(λ_2a・ｉ_1b−λ_2b・ｉ_1a）＝Ｍ² ／Ｌ₂ ・(ｉ_1a・ｉ_1b） …………………………（６） となり、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の２次磁束λ
₂ （λ_2a，λ_2b）と２次電流ｉ₂ （ｉ_2a，ｉ_2b）には無
関係な非干渉化制御のベクトル制御が成立する。

【００１１】ところで、上記（２）式から明らかなよう
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数指令
値ω_s ^* が設定されていても電動機速度ω_r が未知であ
るから、電源角周波数ω₀ を決定することができない
が、該電源角周波数ω₀ で回転する同期回転座標（ａ−
ｂ軸）上の２次磁束λ₂ （λ_2a，λ_2b）が上記（５）式
を満足するように、該電源角周波数ω₀ を制御すること
により、同様に、非干渉化制御のベクトル制御を実現す
ることができる。すなわち、同一次元磁束オブザーバ４
と速度適応機構７からなる速度適応２次磁束オブザーバ
を用いて、上記（５）式を満足するような同期回転座標
（ａ−ｂ軸）上の２次磁束λ₂ （λ_2a，λ _2b）を推定
し、その２次磁束推定値λ₂ ^# （λ_2a ^# ，λ_2b ^# ）に基
づき電動機速度ω_r を推定（ω_r ^# ）することにより、
上記（２）式（ω₀ ＝ω_r ^# ＋ω_s ^*）から電源角周波
数ω₀ を求め、該電源角周波数ω₀ によりデジタル電流
制御器３を制御することによって非干渉化制御のベクト
ル制御を実現することができる。

【００１２】図７に示すベクトル制御システムにおける
従来の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法に
おいては、誘導電動機１の実速度を速度センサを用いな
いで検出するために、誘導電動機１の１次電流（相電
流）ｉ_u ，ｉ_v ，ｉ_w を検出し３相−２相相数変換器１
４にて相数変換した固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電
流検出値ｉ₁ （ｉ_1d，ｉ_1q）とする。そしてこの１次電
流検出値ｉ₁ と、固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の電動機１
次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* ）と、速度推定値
ω_r ^# とを入力とする同一次元磁束オブザーバ４によ
り、固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束推定値λ₂ ^#
（λ_2d ^# ，λ_2q ^# ）と１次電流推定値ｉ₁ ^#（ｉ_1d ^# ，
ｉ_1q ^# ）とを推定し、速度適応機構７にて該１次電流推
定値ｉ₁ ^# （ｉ_1d ^# ，ｉ_1q ^# ）と１次電流検出値ｉ
₁ （ｉ_1d，ｉ_1q）とを比較した推定誤差信号（ｉ₁ −ｉ
₁ ^# ）に基づき次式（７）で表わされる適応調整則によ
り電動機速度推定値（ω_r ^# ）を演算推定して誘導電動
機１の速度検出としている。

【００１３】 ω_r ^# ＝Ｋ_p （ｅ_idλ_2q ^# −ｅ_iqλ_2d ^# ） ＋Ｋ_i ∫（ｅ_idλ_2q ^# −ｅ_iqλ_2d ^# ）dt ………（７） 但し、 ｅ_id＝ｉ_1d−ｉ_1d ^# ：推定誤差 ｅ_iq＝ｉ_1q−ｉ_1q ^# ：推定誤差 Ｋ_p ：速度推定部比例ゲイン Ｋ_i ：速度推定部積分ゲイン なお、同一次元２次磁束オブザーバ４と速度適応機構７
とからなる速度適応２次磁束オブザーバによって誘導電
動機の実速度の推定を行なう誘導電動機１の速度センサ
レスベクトル制御方式については、「電気学会論文誌
Ｄ，１１１巻１１号，平成３年」（久保田、尾崎、松
瀬、中野：「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動
機の速度センサレス直接形ベクトル制御」）に掲載され
ている。

【００１４】以下、上記速度適応２次磁束オブザーバを
使用して誘導電動機の実速度を推定する従来の速度セン
サレスベクトル制御方式について説明する。

【００１５】図７（制御システム構成）における動作を
説明すると、いま、電動機速度指令値（ω_r ^* ）を速度
制御部（ＡＳＲ）に与えると、前記速度指令値
（ω_r ^* ）と電動機速度推定値（ω_r ^# ）とが比較さ
れ、その比較誤差信号が速度制御器６により比例積分
（ＰＩ）制御されて、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１
次電流指令値ｉ₁ ^* のトルク軸成分である１次トルク軸
電流指令値（ｉ_1b ^* ）に変換される。次に、電流制御部
（ＡＣＲ）におけるデジタル電流制御器３において、同
期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ
_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）が、前記１次電流指令値ｉ
₁ ^* （ｉ_1a ^* ，ｉ_1b ^* ）と１次電流検出値ｉ₁ （ｉ_1a，
ｉ_1b）が等しく（ｉ_1a ^* ＝ｉ_1a，ｉ_1b ^* ＝ｉ_1b）なるよ
うに、非干渉化制御を可能とする条件式である上記
（４）式により演算される。

【００１６】同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次電圧指
令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）は、座標変換器９により
固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ
_1d ^*，ｖ_1q ^* ）に変換された後、２相−３相相数変換器
１５により相数変換されてＰＷＭ制御インバータ２の三
相各相の１次電圧制御指令電圧ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w に変換
され該ＰＷＭ制御インバータ２の三相各相の出力電圧を
制御する。その結果、誘導電動機１は所望の電動機速度
指令値（ω_r ^* ）に応じて速度制御される。また、電源
角周波数ω₀ で回転する同期回転座標（ａ−ｂ軸）と、
誘導電動機１の固定子に固定された固定子座標（ｄ−ｑ
軸）との間の変換を行なう座標変換器８，９に使用され
る単位ベクトル（sin θ₀ ，cos θ₀ ）を作り出すため
の基本位相角θ₀ （θ₀ ＝ω₀ ｔ）は次のようにして求
めることができる。即ちすべり算出器５により上記
（２）式に示すように、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の
１次励磁軸電流指令値ｉ_1a ^* 、１次トルク軸電流指令値
ｉ_1b ^* 、及び誘導電動機１の２次時定数τ₂ （＝Ｌ₂ ／
Ｒ₂ ）によって求められるすべり角周波数指令値（ω_s
^* ）と、速度適応２次磁束オブザーバ（４，７）により
推定される電動機速度推定値（ω_r ^# ）とから得られる
電源角周波数（ω₀ ）を、基本位相角算出用積分器１１
で積分することによって、基本位相角θ₀ を求めること
ができる。

【００１７】なお、遅れ補償要素１２は、デジタル電流
制御器３内の制御遅れに合わせるため、すべり角周波数
指令値（ω_s ^* ）の立上り、立下りを緩やかにするため
のものである。

【００１８】以上のように、従来の速度センサレスベク
トル制御方式は、電動機速度（ω_r）を推定する演算過
程において遅れがあるため、電動機速度推定値
（ω_r ^# ）とすべり角周波数指令値（ω_s ^* ）との加算
により得られる電源角周波数ω₀ （ω ₀ ＝ω_r ^# ＋ω_s
^* ）が真値からずれてしまい、その結果、デジタル電流
制御器３における電源角周波数ω₀ に基づいて演算され
る非干渉化制御を行なうための１次電圧指令値ｖ₁ ^* の
ずれ、及び座標変換器８，９における座標変換のために
用いる基本位相角θ₀ もずれ、結局、座標変換軸がずれ
て非干渉化制御のベクトル制御が成り立たなくなってし
まう虞がある。

【００１９】このことは、とりもなおさず誘導電動機１
の速度制御において、トルク指令値どおりのトルクが得
られないという重大な問題を起こすことになる。

【００２０】そこで本願出願人は、電動機速度の推定過
程における「遅れ」となるベクトル制御座標軸のずれを
防止することにより、完全なベクトル制御を行なうこと
ができる速度センサレスベクトル制御方式を先に出願し
た（特願平５−２６５９７６号）。

【００２１】先に出願した特願平５−２６５９７６号の
技術は、次の知見を基に開発したものである。

【００２２】誘導電動機１の電動機速度推定値
（ω_r ^# ）の推定過程における「遅れ」は、誘導電動機
１側からみれば、すべり算出部５で算出されるすべり角
周波数指令値（ω_s ^* ）がずれていることに相当する。
（上記（２）式、ω₀ ＝ω_r ＋ω_s ^* ，ω_s ^* ＝ｉ_1b ^*
／ｉ_1a ^* ・τ₂ 参照）

【００２３】そこで、ベクトル制御が成立するときの電
源角周波数ω₀ を決定する要件、すなわち、同期回転座
標（ａ−ｂ軸）上の２次磁束推定値λ₂ ^# のトルク軸成
分（λ_2b ^# ）を零（上式（５），（６）式参照）にする
ために、該２次トルク軸磁束推定値λ_2b ^# を積分（ω_sc
＝Ｋω_i ∫λ_2b ^# ・dt Ｋω_i ：積分ゲイン）して得ら
れたすべり角周波数修正値ω_scをすべり角周波数指令値
ω_s ^* に加える（ω_s ^* ＋ω_sc）ことにより、電動機速
度推定値ω_r ^# の「遅れ」に伴う電源角周波数ω₀ のず
れΔω₀ を修正することができ、座標軸のずれが防止さ
れ、完全なベクトル制御が行なわれる。（次式、参照） ω₀ ＋Δω₀ ＝ω_r ^# ＋ω_s ^* ＋ω_sc Δω₀ ＝ω_sc

【００２４】図８は、特願平５−２６５９７６号の実施
例を示すものである。

【００２５】図示制御システムにおいて、いま、速度制
御部（ＡＳＲ）において、電動機速度指令値（ω_r ^* ）
を与えると、該速度指令値（ω_r ^* ）と負帰還信号であ
る電動機速度推定値（ω_r ^# ）とが比較され、その比較
誤差信号が速度制御器６において比例積分（ＰＩ）制御
され、同期回転座標（ａ−ｂ軸）上の１次電流指令値ｉ
₁ ^* の１次トルク軸電流指令値（ｉ_1b ^* ）に変換され
る。次に、電流制御部（ＡＣＲ）におけるデジタル電流
制御器３において、前記１次電流指令値ｉ₁ ^* の１次ト
ルク軸電流指令値（ｉ_1b ^* ）及び１次励磁軸電流指令値
（ｉ_1a ^* ）と、１次電流検出値ｉ₁ の１次トルク軸電流
検出値（ｉ_1b）及び１次励磁軸電流検出値（ｉ_1a）とが
比較され、ｉ_1b ^* ＝ｉ_1b、及びｉ_1a ^* ＝ｉ_1aに制御され
るように、ＰＷＭ制御インバータ２を制御する同期回転
座標軸（ａ−ｂ軸）上の１次電圧指令値ｖ
₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）が上記（４）式により演算され
る。

【００２６】デジタル電流制御器３の出力である１次電
圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）は、座標変換器９に
より固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電圧指令値ｖ₁ ^*
（ｖ _1d ^* ，ｖ_1q ^* ）に変換された後、２相−３相相数変
換器１５により相数変換されて、ＰＷＭ制御インバータ
２の三相各相の１次電圧制御指令電圧ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ _w
に変換され、該ＰＷＭ制御インバータ２の出力電圧を制
御する結果、誘導電動機１は所望の電動機速度指令値
（ω_r ^* ）に応じて速度制御される。

【００２７】誘導電動機１の実際の電動機速度（ω_r ）
としては、次のようにして推定された電動機速度推定値
ω_r ^# を用いる。即ち誘導電動機１の固定子座標（ｄ−
ｑ軸）上の１次電流検出値ｉ₁ （ｉ_1d，ｉ_1q）、１次電
圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1d ^* ，ｖ _1q ^* ）及び電動機速度推定
値（ω_r ^# ）を入力とする同一次元磁束オブザーバ４
と、該同一次元磁束オブザーバ４により推定された１次
電流推定値ｉ₁ ^# （ｉ_1d ^# ，ｉ_1q ^# ）と２次磁束推定値
λ₂ ^# （λ_2d ^# ，λ_2q ^# ）及び１次電流検出値ｉ ₁ （ｉ
_1d，ｉ_1q）に基づく上記（７）式により演算する速度適
応機構７と、からなる速度適応２次磁束オブザーバを使
用して、その電動機速度推定値ω_r ^# を推定する。

【００２８】そして、実際の電動機速度（ω_r ）を推定
する過程における電動機速度推定値（ω_r ^# ）の「遅
れ」によって生じる電源角周波数ω₀ （ω₀ ＝ω_r ^# ＋
ω_s ^*）のずれを修正するために、同一次元磁束オブザ
ーバ４により推定した固定子座標（ｄ−ｑ軸）上の２次
磁束推定値λ₂ ^# （λ_2d ^# ，λ_2q ^# ）を座標変換器１０
で同期回転座標軸（ａ−ｂ軸）上の２次磁束λ₂ ^# （λ
_2a ^# ，λ_2b ^# ）に座標変換し、該２次磁束推定値λ₂ ^#
の２次トルク軸磁束推定値（λ_2b ^# ）をすべり角周波数
修正用積分器１６にて積分しすべり角周波数修正値ω_sc
（ω_sc＝Ｋω_s ∫λ_2b ^# ・dt）を求め、加算器１７にて
すべり角周波数指令値ω_s ^* に加算する。

【００２９】すべり角周波数修正値ω_scをすべり角周波
数指令値ω_s ^* に加算することは、電動機速度推定値
（ω_r ^# ）のずれを、前記すべり角周波数修正値ω_scに
よって修正することにより、上記（２）式により決定さ
れる電源角周波数（ω₀ ）のずれによる基本位相角（θ
₀ ）のずれを防止し、座標変換軸のずれを防止して、精
度のよい非干渉化制御のベクトル制御が成立することと
なる。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】ところで図７及び図８
に示す先に提案した技術では、次に述べるような２つの
課題が残されていた。

【００３１】＜第１の課題＞まず第１の課題を説明す
る。図７及び図８に示すベクトル制御装置では、誘導電
動機１のモータ電圧を検出することが困難であるため、
１次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* ）が実際のモー
タ電圧値に一致していると仮定している。かかる仮定を
基に、同一次元オブザーバ４は、１次電圧指令値ｖ₁ ^*
（ｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* ），１次電流検出値ｉ₁ （ｉ_1d，
ｉ_1q），電動機速度推定値ω_r ^# を入力値として、１次
電流推定値ｉ₁ ^#（ｉ_1d ^# ，ｉ_1q ^# ），２次磁束推定値
λ₂ ^# （λ_2d ^# ，λ_2q ^# ）を推定演算している。

【００３２】しかし１次電圧指令値ｖ₁ ^* と実際のモー
タ電圧値との間には誤差があり（誤差発生原因は次に述
べる）、特に出力電圧の低い低速度領域ほど誤差が大き
くなる。この電圧誤差に起因して電動機速度推定値ω_r
^# に誤差が生じ、速度制御が不安定になる。

【００３３】ここで上述した電圧誤差の２つの要因を説
明する。

【００３４】＜第１の課題の原因となる第１の電圧誤差
要因＞ＰＷＭ制御インバータ２のインバータ部に使用さ
れる主スイッチング素子にはスイッチング遅れがあり、
この遅れ時間による上下アームの短絡を防止するため
に、短絡防止期間（デッドタイム）を設けている。この
デッドタイムがあるため、実際のモータ電圧値と１次電
圧指令値ｖ₁ ^* とが異なってしまう。そこで現在では、
この電圧誤差を少なくするため、ＰＷＭ制御インバータ
２の出力電圧を、上記デッドタイムに合わせて遅らせる
デッドタイム補償回路を設けているが、完全な補償はで
きず、電圧誤差が残存していた。

【００３５】＜第１の課題の原因となる第２の電圧誤差
要因＞ＰＷＭ制御インバータ２のＰＷＭ変調指令部で
は、１次電圧制御指令電圧ｖ_u，ｖ_v ，ｖ_w と、搬送波
信号（例えば三角波）とを比較し、その大小によりＰＷ
Ｍ変調指令（ベース電流）を発生している。このＰＷＭ
変調指令のハイ・ローに応じてインバータ部の主スイッ
チング素子がオン・オフして等価正弦波出力電圧を作り
出している。上記ＰＷＭ変調指令部がデジタルで構成さ
れている場合には、指令電圧ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w と搬送波
信号とをデジタル比較してＰＷＭ変調指令を作るため、
搬送波分解能や電圧演算値の分解能に起因して、実際の
モータ電圧値と１次電圧指令値ｖ₁ ^* との間に誤差が生
じてしまう。

【００３６】＜第２の課題＞次に第２の課題について説
明する。図８に示すベクトル制御装置では、すべり角周
波数指令値ω_s ^* に電動機速度推定値ω_r ^# を加えた値
に、更にすべり角周波数修正値ω_scを加えて電源角周波
数ω₀ を求めている。このようにすべり角周波数修正値
ω_scを加えることにより、速度推定の演算遅れを補正し
て、電源角周波数ω₀ は真値となる。

【００３７】ところで同一次元磁束オブザーバ４にフィ
ードバックされる電動機速度推定値ω_r ^# は、速度推定
演算による遅れを補正したものではなく真値からずれた
値となっている。このため速度適応機構７から出力され
る電動機速度推定値ω_r ^# は真値からずれたままとな
り、その結果、トルク指令値どおりの出力トルクが得ら
れなくなることがあった。

【００３８】本発明は、上記従来技術に鑑み、速度制御
やトルク制御を正確に行うことのできる誘導電動機の速
度センサレスベクトル制御装置を提供することを目的と
する。

【００３９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決する第１
の本発明の構成は、１次電流指令値（ｉ₁ ^* ）と１次電
流検出値（ｉ₁ ）と電源角周波数（ω₀ ）を入力し、誘
導電動機の電流非干渉化制御を行ない１次電圧指令値
（ｖ₁ ^* ）を出力する電流制御器（３）と、前記電流制
御器（３）の出力である１次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）を二
相三相変換してなる１次電圧制御指令電圧（ｖ_u ，
ｖ_v ，ｖ_w ）と、搬送波信号とを比較し、比較結果に応
じてＰＷＭ動作をし、ＰＷＭ制御された等価正弦波電力
を誘導電動機（１）へ供給するＰＷＭ制御インバータ
（２）と、１次電流検出値（ｉ₁ ）と１次電圧指令値
（ｖ₁ ^* ）と電動機速度推定値（ω _r ^# ）をそれぞれ入
力し、１次電流推定値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# を
推定する同一次元磁束オブザーバ（４）と、前記同一次
元磁束オブザーバ（４）の出力である１次電流推定値ｉ
₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# と、１次電流検出値
（ｉ₁ ）をそれぞれ入力し、電動機速度推定値
（ω_r ^# ）を推定演算して出力する速度適応機構（７）
と、１次電流指令値（ｉ₁ ^* ）の励磁軸成分とトルク軸
成分を基に該電動機のすべり角周波数指令値（ω_s ^* ）
を演算し出力するすべり算出器（５）と、前記すべり算
出器（５）の出力であるすべり角周波数指令値
（ω_s ^* ）に電動機速度推定値（ω_r ^# ）を加算して前
記電流制御器（３）の制御入力である電源角周波数（ω
₀ ）を出力する加算器（１７）と、を具備する誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置において、前記Ｐ
ＷＭ制御インバータ（２）は、電動機速度推定値ω_r ^#
が設定値よりも大きいときには、周波数の高い搬送波信
号を用いて１次電圧制御指令電圧（ｖ_u，ｖ_v ，ｖ_w ）
と比較をし、電動機速度推定値ω_r ^# が設定値よりも小
さくなったら、周波数の低い搬送波信号を用いて１次電
圧制御指令電圧（ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ _w ）と比較をしてＰＷ
Ｍ動作をすることを特徴とする。

【００４０】また第２の発明の構成は、前記ＰＷＭ制御
インバータ（２）では、電動機速度推定値ω_r ^# が降下
してくるときに用いる第１の設定値と、電動機速度推定
値ω_r ^# が上昇していくときに用いる第２の設定値とが
設定されていることを特徴とする。

【００４１】また本発明の第３の構成は前記電流制御器
（３）では、搬送波信号を切り換えた直後の制御タイミ
ングでは切り換え直前の１次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）を出
力し、その後の制御タイミングでは計算により求めた１
次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）を出力することを特徴とする。

【００４２】また第４の発明の構成は、１次電流指令値
（ｉ₁ ^* ）と１次電流検出値（ｉ₁ ）と電源角周波数
（ω₀ ）を入力し、誘導電動機の電流非干渉化制御を行
ない１次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）を出力する電流制御器
（３）と、前記電流制御器（３）の出力である１次電圧
指令値（ｖ₁ ^* ）を基に誘導電動機を速度制御する電力
変換器（２）と、１次電流検出値（ｉ₁ ）と１次電圧指
令値（ｖ₁ ^* ）と電動機速度推定値（ω _r ^# ）をそれぞ
れ入力し、１次電流推定値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂
^# を推定する同一次元磁束オブザーバ（４）と、前記同
一次元磁束オブザーバ（４）の出力である１次電流推定
値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# と、１次電流検出値
（ｉ₁ ）をそれぞれ入力し、電動機速度推定値
（ω_r ^# ）を推定演算して出力する速度適応機構（７）
と、前記同一次元磁束オブザーバ（４）の出力である固
定子座標上の２次トルク軸磁束推定値λ_2d ^# を座標変換
した同期回転座標上の２次トルク軸磁束推定値λ_2b ^# を
積分演算してすべり角周波数修正値ω_scを出力する積分
器（１６）と、１次電流指令値（ｉ₁ ^* ）の励磁軸成分
とトルク軸成分を基に該電動機のすべり角周波数指令値
（ω_s ^* ）を演算し出力するすべり算出器（５）と、前
記すべり算出器（５）の出力であるすべり角周波数指令
値（ω_s ^* ）に電動機速度推定値（ω_r ^# ）を加算して
前記電流制御器（３）の制御入力である電源角周波数
（ω₀ ）を出力する加算器（１７）と、を具備する誘導
電動機の速度センサレスベクトル制御装置において、前
記電動機速度推定値ω_r ^# にすべり角周波数修正値ω_sc
を加えて修正電動機速度推定値ω_r ^# ’を求め、前記同
一次元磁束オブザーバ（４）には、前記電動機速度推定
値ω_r ^# の代わりに、求めた修正電動機速度推定値ω_r
^# ’を入力する加算器（１２）を備えたことを特徴とす
る。

【００４３】

【作用】第１の課題の原因となる第１の電圧誤差原因
は、主スイッチング素子の遅れ時間の補償誤差に起因す
る。よって本発明では、搬送波信号の周波数を下げるこ
とにより、ＰＷＭ制御インバータ２から誘導電動機１へ
送る電圧のパルス幅を大きくすることによりこの電圧に
含まれる誤差成分を見かけ上減少させることができ、第
１の電圧誤差原因を解決することができる。

【００４４】第１の課題の原因となる第２の電圧誤差原
因を解消する本発明の作用を説明する。ＰＷＭ演算部が
デジタル回路で構成される場合、ＰＷＭ変調後のＰＷＭ
変調指令の分解能は、指令電圧ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w 及び搬
送波信号の分解能にて決定される。しかし一般には、指
令電圧よりも搬送波信号の方が分解能が低い。この理由
は搬送波がハードウェア的に構成される場合が多く、そ
の分解能は搬送波を生成するデジタル回路のクロック周
波数に大きく依存する。一方、この制御クロック周波数
は回路動作面からも上限があり無限の周波数増加を行う
ことは許されない。また、クロック周波数変化等による
ハードウェア変更も行いたくない。

【００４５】本発明では、これを解決するために搬送波
周波数を減少させることで、等価的に搬送波信号の分解
能をアップさせる方法を提案する。これにより、等価的
に搬送波信号の分解能を向上させＰＷＭ変調後の指令電
圧分解能を向上させることが可能になる。これにより実
際の出力電圧と指令電圧をできる限り一致させることが
できる。

【００４６】結局、第１の課題の原因となる第１及び第
２の電圧誤差原因は、ＰＷＭ演算部の搬送波信号の周波
数を下げることで解消できる。しかしモータの高速運転
を行う場合、搬送波周波数はできるだけ高い方が好まし
い。そこで本発明では、電圧誤差が問題となる低速領域
のみ低い搬送波周波数にて制御を行い、高速運転範囲で
は高い搬送波周波数で制御する方式とした。

【００４７】なお実際の制御では、搬送波の半周期に同
期して磁束オブザーバ演算、速度推定演算、電流制御演
算を行っており、これらは制御周期に応じた制御を行う
必要がある。従って、単に搬送波周波数を変化させるだ
けでは制御上は不具合が発生する。そこで実施例では、
搬送波信号の周波数が変化したときにもこれら演算部が
安定して制御できるように工夫をした。

【００４８】また第２の課題を解消するため本発明で
は、電動機速度推定値ω_r ^# にすべり角周波数修正値ω
_scを加えた修正電動機速度推定値ω_r ^#'を同一次元磁束
オブザーバに入力することにより正確な磁束オブザーバ
演算ができ、安定したトルク制御ができる。

【００４９】

【実施例】以下に本発明の実施例を図面に基づき詳細に
説明する。なお従来技術と同一部分には同一符号を付し
重複する説明は省略する。

【００５０】＜第１実施例＞図１は本発明の第１実施例
を示す。第１の実施例は、図８に示す従来技術に対し、
速度適応機構７で求めた電動機速度推定値ω_r ^# をＰＷ
Ｍ制御インバータ２へ送るよう変更すると共に、ＰＷＭ
制御インバータ２，デジタル電流制御器３，同一次元磁
束オブザーバ４及び基本位相角算出用積分器１１の各機
能を変更している。これら変更点について順次説明をす
る。

【００５１】まず図２を参照して第１実施例でのＰＷＭ
制御インバータ２を説明する。搬送波信号生成部２ａは
２種類の搬送波信号（三角波信号）Ｈ_H ，Ｈ_L を発生す
ることができ、搬送波信号変更指令部２ｂの指令に応じ
て、搬送波信号Ｈ_H ，Ｈ_L のうちいずれか一方をＰＷＭ
変調指令部２ｃへ送る。搬送波信号Ｈ_H の周波数は従来
のものと同じく高周波であり、搬送波信号Ｈ_L の周波数
は低周波となっている。なお振幅は、Ｈ_L の振幅がＨ_H
の振幅よりも大きくなるようにしている。

【００５２】搬送波信号変更指令部２ｂには、第１の基
準値Ｖ_ref1と、この第１の基準値Ｖ _ref1よりも値の大き
な第２の基準値Ｖ_ref2が記憶されている。搬送波信号変
更指令部２ｂは、電動機速度推定値ω_r ^# が下降してい
くときには推定値ω_r ^# と第１基準値Ｖ_ref1とを比較し
ω_r ^# ＜Ｖ_ref1となったら、搬送波信号生成部２ａから
出力する搬送波信号をＨ_H からＨ_L に切り換える。この
切り換え点は、図３に示すように搬送波（三角波）信号
の頂点で行う。一方、電動機速度推定値ω_r ^#が上昇し
ていくときには推定値ω_r ^# と第２基準値Ｖ_ref2とを比
較しω_r ^# ＞Ｖ _ref2となったら、搬送波信号生成部２ａ
から出力する搬送波信号をＨ_L からＨ_Hに切り換える。
この切り換え点は、図３に示すように搬送波（三角波）
信号の頂点で行う。搬送波信号Ｈ_H ，Ｈ_L の頂点で変更
をする理由は、演算周期タイミングが搬送波信号Ｈ_H ，
Ｈ_L の頂点になっているからであり、このようにするこ
とにより信号の変更が比較的簡単に行なえる。また２つ
の基準値を用いているので、チャタリングすることを防
ぐことができる。

【００５３】ＰＷＭ変調指令部２ｃは、１次電圧制御指
令電圧ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w と、搬送波信号Ｈ_H ，Ｈ_L のう
ちの一方とを比較し、ＰＷＭ変調指令Ｉをインバータ２
ｄへ送る。このとき、ＰＷＭ変調指令部２ｃの演算クロ
ックは従来と同じである。

【００５４】インバータ２ｄは、ＰＷＭ変調指令Ｉに応
じて作動し、等価三相交流を誘導電動機１へ送る。

【００５５】上述したように第１実施例におけるＰＷＭ
制御インバータ２では、電動機速度推定値ω_r ^# が第１
基準値Ｖ_ref1よりも小さくなって極低速になったときに
は、低周波の搬送波信号Ｈ_L を用いるので、ＰＷＭ変調
指令部２ｃでの演算クロック周期が従来と同じであって
も、見かけ上のＰＷＭ演算分解能が高まる。したがって
インバータ２ｄから出力される実際の電圧値と、推定し
た１次電圧指令値ｖ₁ ^* との電圧誤差が減少し、極低速
域にても同一次元磁束オブザーバ４での演算がより正確
に行なわれ、より正確な速度推定演算が可能になる。

【００５６】なお電動機速度推定値ω_r ^# が第２基準値
Ｖ_ref2よりも大きくなったときには、従来と同様な高周
波な搬送波信号Ｈ_H を用いるので、高速運転時の精度の
良い制御も確保することができる。

【００５７】次に第１実施例のデジタル電流制御器３の
詳細を図４を参照して説明する。このデジタル電流制御
器３は、１次電流指令値ｉ₁ ^* （ｉ_1a ^* ，ｉ_1b ^* ）と１
次電流検出値ｉ₁ （ｉ_1a，ｉ_1b）とが等しくなるような
１次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）を演算して出
力する。この演算周期は搬送波信号Ｈ（Ｈ_H ，Ｈ_L のう
ち選択した信号）の周期の半周期毎に行なっている。即
ち図４において乗算部３−１１，３−１２，３−１３，
３−１４は、励磁軸電圧積分ゲインＧ₁₁，励磁軸電圧比
例ゲインＧ₁₂，乗算値ω₀ Ｌ₁ ，１次抵抗Ｒ₁ を乗算演
算し、減算部３−１５，３−１６は減算演算をし、加算
部３−１７は加算演算し、積分部３−１８は積分演算を
し、加減算部３−１９は加減算演算を行う。そして加算
部３−１７と積分部３−１８とが共働して等価積分演算
が行なわれ、積分項ＹＯは、乗算部３−１１の出力と前
回積分項ＰＲＹＯ（これは積分項ＹＯの前回値）とを加
算して求められる。同様に乗算部３−２１，３−２２，
３−２３，３−２４は、トルク軸電圧積分ゲインＧ₂₁，
トルク軸電圧比例ゲインＧ₂₂，乗算値ω₀ Ｌσ，１次抵
抗Ｒ₁ を乗算演算し、減算部３−２５は減算演算をし、
加算部３−２６，３−２７は加算演算をし、積分３−２
８は積分演算をし、加減算部３−２９は加減算演算を行
う。そして加算部３−２７と積分部３−２８とが共働し
て等価積分演算が行なわれ、積分項ＹＴは、乗算部３−
２１の出力と前回積分項ＰＲＹＴ（これは積分項ＹＴの
前回値）とを加算して求められる。なおＲ₁ ，ω
₀ Ｌ₁ ，ω₀Ｌσを乗算した値が干渉項となる。

【００５８】図４に示すデジタル電流制御器３では、１
次励磁軸電圧指令値Ｖ_1a ^* 及び１次トルク軸電圧指令値
Ｖ_1b ^* は、次式（８）（９）で求められる。

【００５９】 Ｖ_1a ^* ＝ＹＯ＋ｉ_1a ^* ・Ｒ₁ −ｉ_1a・Ｇ₁₂−ｉ_1b ^* ・ω₀ Ｌσ …（８） Ｖ_1b ^* ＝ＹＴ＋ｉ_1b ^* ・Ｒ₁ −ｉ_1b・Ｇ₂₂＋ｉ_1a ^* ・ω₀ Ｌ₁ …（９） ここで ＹＯ＝（ｉ_1a ^* −ｉ_1a）・Ｇ₁₁ ＋ＰＲＹＯ …（１０） ＹＴ＝（ｉ_1b ^* −ｉ_1b）・Ｇ₂₁ ＋ＰＲＹＴ …（１１） である。よって ＹＯ＝Ｖ_1a ^* −ｉ_1a ^* ・Ｒ₁ ＋ｉ_1a・Ｇ₁₂＋ｉ_1b ^* ・ω₀ Ｌσ …（１２） ＹＴ＝Ｖ_1b ^* −ｉ_1b ^* ・Ｒ₁ ＋ｉ_1b・Ｇ₂₂−ｉ_1a ^* ・ω₀ Ｌ₁ …（１３） となる。

【００６０】前述した（４）式と（８）（９）式とを比
べると次のことがわかる。即ち、１次電流指令値ｉ₁ ^*
（ｉ_1a ^* ，ｉ_1b ^* ）と１次電流検出器ｉ₁ （ｉ_1a，
ｉ_1b）とが一致してフィードバック項の影響が無くな
り、且つ、前述した（４）式中の微分項（ＳＬσ）を無
視すれば、（４）式と（８）（９）式とが一致すること
がわかる。

【００６１】図４のデジタル電流制御器３では、演算周
期が搬送波信号Ｈの半周期に同期しているため、運転中
に搬送波信号Ｈの周波数を切り換えた際に、搬送波信号
周期（演算周期）に応じてゲインＧ₁₁，Ｇ_12, Ｇ_21, Ｇ
₂₂を変換する必要がある。しかもゲインＧ₁₁，Ｇ_12, Ｇ
_21, Ｇ₂₂を切り換えたときに出力電圧（電圧指令値Ｖ _1a
^* ，Ｖ_1b ^* ）の急変を防ぐよう工夫している（後述）。

【００６２】本実施例の電流制御器３では、電流制御を
デジタルで行っているためにゲインも離散系で求めてい
る。そのため、ゲインＧ₁₁，Ｇ_21, は、サインプリング
時間（計算を行う演算周期）によって変化する。また、
比例ゲインＧ_12, Ｇ₂₂は理論的には変化しないが、実際
には実験によって制御が安定に行えかつ電流制御の追従
が最大限良くなるような値を用いているので、搬送波周
波数によって変化させている。

【００６３】デジタル電流制御器３では、搬送波信号を
切り換えたときに、ゲインＧ₁₁，Ｇ _12, Ｇ_21, Ｇ₂₂を同
時に切り換える。このとき何も対策をしたかったときの
動作状態を説明する。励磁軸で説明すると、ゲインＧ₁₂
と１次励磁軸電流検出値ｉ_1aをかけた比例項ｉ_1a・Ｇ₁₂
は、搬送波信号を切り換える直前と直後で電流検出値ｉ
_1aがほとんど変化がないとすると（実際サンプリング時
間短いので１サンプル時間での変化は少ない）、ゲイン
Ｇ₁₂が変化したことによる変化が大きい。例えば、ゲイ
ンＧ₁₂が２倍になれば比例項ｉ_1a・Ｇ₁₂は２倍になる。
しかし、積分項ＹＯは、検出値ｉ_1aと指令値ｉ_1a ^* の差
（実際には電流制御を行っているので小さい値）とゲイ
ンＧ₁₁の積と、それまでの積分してきたものとの和なの
で、搬送波信号の切り換えの直前と直後で変化が少な
い。その結果、積分項ＹＯと比例項ｉ_1a・Ｇ₁₂と干渉項
から求めた励磁軸電圧指令値Ｖ_1a ^* は、比例項ｉ_1a・Ｇ
₁₂の急激な変化で急激に変化する。トルク軸電圧指令値
Ｖ_1b ^* も急変し、その結果、搬送波信号の切り換え時に
制御が不安定となり、運転不能におちいる。

【００６４】前述したようにＩＰ制御で電流制御を行っ
た場合、搬送波信号切り換え時にゲインを切り換えると
比例項は大きく変化するのに対し積分項ＹＯ，ＹＴの変
化が小さいために電圧指令値Ｖ_1a ^* ，Ｖ_1b ^* は急変して
しまう。搬送波信号切り換えの直前直後で、モータに出
力しなければならない電圧はほとんど変化はない（サン
プリング時間がきわめて短いため）。そこで、本実施例
の電流制御器３では、搬送波信号切り換え直後１回だけ
は、切り換え直前の電圧と同じ（１次励磁電圧指令Ｖ_1a
^* と１次トルク電圧指令Ｖ_1b ^* は変化しないと仮定）と
仮定して今回電圧指令値Ｖ_1a ^* ，Ｖ_1b ^* とし、その仮定
した電圧指令値と電流指令値ｉ_1a ^* ，ｉ _1b ^* と電流検出
値ｉ_1a，ｉ_1bを使って励磁、トルクの各積分項（図中Ｙ
ＯとＹＴ）を計算によって求め、２回目からはその計算
した積分項を使用してＩＰ制御によって電流制御を行
う。本方式によって、比例項の大きな変化を積分項に反
映する事ができるので１次電圧指令値Ｖ_1a ^* ，Ｖ_1b ^* は
急変しない。なお積分項を計算する計算式は、電流制御
系を式で記述した（１２）（１３）式から求める。

【００６５】このようにしたので、電流制御周期変化時
にも安定した電圧指令値ｖ_1a ^* ，ｖ _1b ^* を算出すること
が可能であり、したがって、搬送波変更時の出力電流が
１サンプルも遅れることなく安定制御が可能となり過渡
的な電流変化は発生しない。

【００６６】次に第１実施例の同一次元磁束オブザーバ
４の動作を説明する。この同一次元磁束オブザーバ４は
離散時間系の演算を行い、また搬送波信号周波数の半周
期分の時期をサンプリング時間としているので、搬送波
信号変更の際には搬送波周波数（＝オブザーバ演算周
期）に応じた演算方法を行う必要がある。そこで同一次
元磁束オブザーバ４は、搬送波信号Ｈが変更されると、
前回の１次電圧指令値ｖ _1d ^* ，ｖ_1q ^* と今回の１次電流
検出値ｉ_1d，ｉ_1qを用いて１次電流推定値ｉ₁ ^#及び２
次磁束推定値λ₂ ^# を推定演算する。このようにして推
定演算した推定値ｉ₁ ^# ，λ₂ ^# が速度適応機構７に入
力されて電動機速度推定値ω_r ^# が推定演算される。

【００６７】つまり図５に示すように同一次元磁束オブ
ザーバ４で使用される演算定数は、搬送波信号が変更さ
れてから２演算周期後に変更し有効となる。このように
２サンプル後の演算周期まで、搬送波変更前の演算周期
を考慮してオブザーバ演算を行うので、離散時間系によ
る１次電流推定値ｉ₁ ^# 及び２次磁束推定値λ₂ ^# の推
定演算を正確に実行できる。したがって推定値ｉ₁ ^# ，
λ₂ ^# を用いて速度適応機構７で求める電動機速度推定
値ω_r ^# は連続的な値となり、スムーズな搬送波信号の
変更ができる。

【００６８】一方、基本位相角検出用積分器１１で行う
出力周波数の位相演算は、搬送波周波数に応じて演算す
る必要がある。搬送波信号が変更されると、出力周波数
の位相演算を行う積分器１１は、図５に示すように、１
サンプル後の演算周期までは、搬送波変更前の周期を考
慮した位相演算を行うので、搬送波変更時の出力電圧位
相を正確に演算できる。このように搬送波変更時の出力
電圧位相を連続的に変化させることで誘導電動機１に過
渡電流が流れない。したがってモータトルクの過渡変化
なしに搬送波変更が可能になった。

【００６９】＜第２実施例＞次に図６を参照して本発明
の第２実施例を説明する。この第２実施例では、図８に
示す従来技術に対して、次の点が異なる。即ち、すべり
角周波数修正用積分器１６で求めたすべり角周波数修正
値ω_scと、速度適応機構７で求めた電動機速度推定値ω
_r ^# とを加算器２１にて加算して修正電動機速度推定値
ω_r ^# ’を求め、この修正電動機速度推定値ω_r ^# ’同
一次元磁束オブザーバ４に入力している。なお他の部分
は図８に示す従来技術と同一であり、電源角周波数ω₀
＝ω_r ^# ＋ω_sc＋ω_s ^* となっている。

【００７０】図８の従来技術でも説明したが、すべり角
周波数修正値ω_scは、２次トルク軸磁束推定値λ_2b ^# が
（５）式で示す理論値と同じく零となるように、求めた
ものである。したがって同一次元磁束オブザーバ４に入
力する修正電動機速度推定値ω_r ^# ’は、速度推定演算
による遅れを補正した真の値となる。よって速度推定演
算が正確に行なうことができるようになり、トルク指令
値どおりのトルクが誘導電動機１から出力できるように
なった。

【００７１】

【発明の効果】第１の発明によれば、誘導電動機が低速
領域で回転されるときには、ＰＷＭ制御インバータで用
いる搬送波信号の周波数を下げるので、見かけ上のＰＷ
Ｍ演算分解能が高まり、正確な速度制御をすることがで
きる。

【００７２】第２の発明によれば設定値にヒステリシス
を設けたので、搬送波信号を切り換えたときに、チャタ
リングが生じることがなく、安定した運転ができる。

【００７３】第３の発明によれば、搬送波信号を切り換
えても１次電圧指令値の変化を抑制するようにしたの
で、安定的に搬送波信号を切り換えることができる。

【００７４】第４の発明によれば、同一次元磁束オブザ
ーバには、演算遅れを補正した修正電動機速度推定値ω
_r ^# ’（＝ω_r ^# ＋ω_sc）を入力するため、速度推定演
算に誤差がなくなり、正確なトルク制御をすることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示すブロック構成図。

【図２】第１実施例に用いるＰＷＭ制御インバータを示
すブロック構成図。

【図３】第１実施例に用いる搬送波信号を示す波形図。

【図４】第１実施例に用いるデジタル電流制御器を示す
ブロック構成図。

【図５】第１実施例における演算スケジュールを示すタ
イムチャート。

【図６】本発明の第２実施例を示すブロック構成図。

【図７】従来技術を示すブロック構成図。

【図８】従来技術を示すブロック構成図。

【符号の説明】

１ 誘導電動機 ２ ＰＷＭ制御インバータ ２ａ 搬送波信号生成部 ２ｂ 搬送波信号変更指令部 ２ｃ ＰＷＭ変調指令部 ３ デジタル電流制御器 ４ 同一次元磁束オブザーバ ５ すべり算出器 ６ 速度制御器 ７ 速度適応機構 ８ 座標変換器 ９ 座標変換器 １０ 座標変換器 １１ 基本位相角算出用積分器 １６ すべり角周波数修正用積分器 １７ 加算器 ２１ 加算器 ω_s すべり角周波数 ω_s ^* すべり角周波数指令値 ω_sc すべり角周波数修正値 ω₀ 電源角周波数 ω_r 電動機速度 ω_r ^* 電動機速度指令値 ω_r ^# 電動機速度推定値 ω_r ^#' 修正電動機速度指令値 ω_{r max} 電動機速度最大値 ｖ₁ １次電圧 ｖ_1a １次励磁軸電圧 ｖ_1b １次トルク軸電圧 ｖ₁ ^* １次電圧指令値 ｖ_1a ^* ，ｖ_1d ^* １次励磁軸電圧指令値 ｖ_1b ^* ，ｖ_1q ^* １次トルク軸電圧指令値 ｉ_u ，ｉ_v ，ｉ_w １次電流 ｉ₁ １次電流検出値 ｉ_1a，ｉ_1d １次励磁軸電流検出値 ｉ_1b，ｉ_1q １次トルク軸電流検出値 ｉ₁ ^* １次電流指令値 ｉ_1a ^* １次励磁軸電流指令値 ｉ_1b ^* １次トルク軸電流指令値 ｉ₁ ^# １次電流推定値 ｉ_1d ^# １次励磁軸電流推定値 ｉ_1q ^# １次トルク軸電流推定値 λ₂ ２次磁束 λ_2a，λ_2d ２次励磁軸磁束 λ_2b，λ_2q ２次トルク軸磁束 λ₂ ^# ２次磁束推定値 λ_2a ^# ，λ_2d ^# ２次励磁軸磁束推定値 λ_2b ^# ，λ_2q ^# ２次トルク軸磁束推定値 ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w １次電圧制御指令電圧 θ₀ 基本位相角 Ｈ_H ，Ｈ_L 搬送波信号 Ｉ ＰＷＭ変調指令

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １次電流指令値（ｉ₁ ^* ）と１次電流検
   出値（ｉ₁ ）と電源角周波数（ω₀ ）を入力し、誘導電
   動機の電流非干渉化制御を行ない１次電圧指令値（ｖ₁
   ^* ）を出力する電流制御器（３）と、 前記電流制御器（３）の出力である１次電圧指令値（ｖ
   ₁ ^* ）を二相三相変換してなる１次電圧制御指令電圧
   （ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w ）と、搬送波信号とを比較し、比較
   結果に応じてＰＷＭ動作をし、ＰＷＭ制御された等価正
   弦波電力を誘導電動機（１）へ供給するＰＷＭ制御イン
   バータ（２）と、 １次電流検出値（ｉ₁ ）と１次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）と
   電動機速度推定値（ω _r ^# ）をそれぞれ入力し、１次電
   流推定値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# を推定する同一
   次元磁束オブザーバ（４）と、 前記同一次元磁束オブザーバ（４）の出力である１次電
   流推定値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# と、１次電流検
   出値（ｉ₁ ）をそれぞれ入力し、電動機速度推定値（ω
   _r ^# ）を推定演算して出力する速度適応機構（７）と、 １次電流指令値（ｉ₁ ^* ）の励磁軸成分とトルク軸成分
   を基に該電動機のすべり角周波数指令値（ω_s ^* ）を演
   算し出力するすべり算出器（５）と、 前記すべり算出器（５）の出力であるすべり角周波数指
   令値（ω_s ^* ）に電動機速度推定値（ω_r ^# ）を加算し
   て前記電流制御器（３）の制御入力である電源角周波数
   （ω₀ ）を出力する加算器（１７）と、 を具備する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装
   置において、 前記ＰＷＭ制御インバータ（２）は、電動機速度推定値
   ω_r ^# が設定値よりも大きいときには、周波数の高い搬
   送波信号を用いて１次電圧制御指令電圧（ｖ_u，ｖ_v ，
   ｖ_w ）と比較をし、電動機速度推定値ω_r ^# が設定値よ
   りも小さくなったら、周波数の低い搬送波信号を用いて
   １次電圧制御指令電圧（ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ _w ）と比較をし
   てＰＷＭ動作をすることを特徴とする誘導電動機の速度
   センサレスベクトル制御装置。
2. 【請求項２】 前記ＰＷＭ制御インバータ（２）では、
   電動機速度推定値ω _r ^# が降下してくるときに用いる第
   １の設定値と、電動機速度推定値ω_r ^# が上昇していく
   ときに用いる第２の設定値とが設定されていることを特
   徴とする請求項１の誘導電動機の速度センサレスベクト
   ル制御装置。
3. 【請求項３】 前記電流制御器（３）では、搬送波信号
   を切り換えた直後の制御タイミングでは切り換え直前の
   １次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）を出力し、その後の制御タイ
   ミングでは計算により求めた１次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）
   を出力することを特徴とする請求項１の誘導電動機の速
   度センサレスベクトル制御装置。
4. 【請求項４】 １次電流指令値（ｉ₁ ^* ）と１次電流検
   出値（ｉ₁ ）と電源角周波数（ω₀ ）を入力し、誘導電
   動機の電流非干渉化制御を行ない１次電圧指令値（ｖ₁
   ^* ）を出力する電流制御器（３）と、 前記電流制御器（３）の出力である１次電圧指令値（ｖ
   ₁ ^* ）を基に誘導電動機を速度制御する電力変換器
   （２）と、 １次電流検出値（ｉ₁ ）と１次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）と
   電動機速度推定値（ω _r ^# ）をそれぞれ入力し、１次電
   流推定値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# を推定する同一
   次元磁束オブザーバ（４）と、 前記同一次元磁束オブザーバ（４）の出力である１次電
   流推定値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# と、１次電流検
   出値（ｉ₁ ）をそれぞれ入力し、電動機速度推定値（ω
   _r ^# ）を推定演算して出力する速度適応機構（７）と、 前記同一次元磁束オブザーバ（４）の出力である固定子
   座標上の２次トルク軸磁束推定値λ_2d ^# を座標変換した
   同期回転座標上の２次トルク軸磁束推定値λ_2b ^# を積分
   演算してすべり角周波数修正値ω_scを出力する積分器
   （１６）と、 １次電流指令値（ｉ₁ ^* ）の励磁軸成分とトルク軸成分
   を基に該電動機のすべり角周波数指令値（ω_s ^* ）を演
   算し出力するすべり算出器（５）と、 前記すべり算出器（５）の出力であるすべり角周波数指
   令値（ω_s ^* ）に電動機速度推定値（ω_r ^# ）を加算し
   て前記電流制御器（３）の制御入力である電源角周波数
   （ω₀ ）を出力する加算器（１７）と、 を具備する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装
   置において、 前記電動機速度推定値ω_r ^# にすべり角周波数修正値ω
   _scを加えて修正電動機速度推定値ω_r ^# ’を求め、前記
   同一次元磁束オブザーバ（４）には、前記電動機速度推
   定値ω_r ^# の代わりに、求めた修正電動機速度推定値ω
   _r ^# ’を入力する加算器（１２）を備えたことを特徴と
   する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置。