JPH06225574A - 電動機の制御方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】速度センサ及び電圧センサを用いず、電流セン
サのみによる簡単なシステム構成で、しかも、ＡＳＲ，
ＡＣＲを不要として、制御構成及び演算の簡素化を図
り、取扱いが簡単で回転速度，電流を安定かつ、高精度
に制御することができる電動機の速度制御方法及び装置
を提供する。 【構成】周波数変換器を用いる電動機の速度制御方法に
おいて、電動機の一次電圧の振幅値及び該一次電圧と誘
導起電力との位相差（内部相差角）の指令値を、少なく
とも周波数指令値及び一次電流成分値に基づいて演算
し、これらの指令値信号に基づいて一次電圧の瞬時値指
令を演算し、該一次電圧の瞬時値指令に応じて周波数変
換器の出力電圧を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電動機の速度制御方法
及び装置に係り、特に、速度センサ及び電圧（磁束）セ
ンサを用いることなく、高性能な速度制御を行うために
好適な電動機の速度制御方法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機を可変速制御するインバータ
装置の制御方法としてベクトル制御やｖ／ｆ制御（電圧
／周波数一定制御）がある。前者は一般にすべり周波数
制御方式が用いられる。この方式では例えば特開昭60−
28786 号公報に記載のように電動機に取付けた速度検出
器からの検出値に応じて速度制御しその出力信号に基づ
いてすべり周波数の指令値を演算してそれと速度検出値
を加算しインバータの出力周波数を制御している。また
電動機電流のトルク成分ｉ_1qを検出して、これに応じて
電流制御を行っている。このため高安定で高精度な速
度，電流制御が行えるが、速度検出器並びに速度調節器
（ＡＳＲ）及び電流調節器（ＡＣＲ）が必要で構成が複
雑である。一方、ｖ／ｆ制御は、速度及び電流検出値に
よるフィードバック制御は行わず、速度指令に比例して
インバータ出力周波数や出力電圧をオープンループで制
御する方式であり、負荷に応じて速度が変動し高精度な
制御は得られないが、構成は簡単である。

【０００３】一方、誘導電動機を速度センサを用いずに
高精度に速度制御する方法に関する第２の従来技術とし
て、例えば、アイ・イー・イー・イー・トランザクショ
ン、インダストリー・アプリケーション、アイ・エー・
１９、３（１９８３年）、第３５６頁〜第３６２頁（IE
EE、Transaction Industry Application、ＩＡ−１９、
Ｎo.３（１９８３）ＰＰ３５６−３６２）に記載された
技術が知られている。この従来技術による誘導電動機の
速度制御方法は、電動機の一次電圧及び一次電流より、
速度及びすべり周波数あるいはトルクを演算し、その演
算結果を用いて制御を行う方法であり、速度センサを用
いることなく、高精度の速度制御を行うことができる。

【０００４】また、第３の従来技術として、イー・ピー
・イー、コンファレンス(１９８５)、第３５１頁−第３
５５頁（EPE Conference(１９８５）、ＰＰ３５１−３
５５)に記載された技術が知られている。この従来技術
による誘導電動機の速度制御方法は、速度センサ及び電
圧（磁束）センサを共に省略した方法であり、インバー
タ出力電圧の瞬時値指令と電動機電流に基づいて、夫々
の位相角度を演算して力率角を検出し、この検出値が指
令値と一致するように周波数指令を制御する方法であ
る。

【０００５】従来、誘導電動機のベクトル制御方式にお
いては、運転する誘導電動機の電動機定数、例えば励磁
インダクタンスおよび時定数等に基づいて、各制御定数
を細かく設定する必要がある。第４の従来技術として特
開昭59−165982号公報に示されたベクトル制御装置にお
いては、電圧指令信号を演算する際の制御定数の一次抵
抗ｒ₁ ，漏れインダクタンスＬσ，一次インダクタンス
Ｌ₁ ，励磁電流指令値ｉ*_1d は、電動機の一次抵抗，漏
れインダクタンス，一次インダクタンス，励磁電流に応
じて設定する必要がある。

【０００６】誘導電動機駆動制御装置に関する更に第５
番目の従来技術として、例えば、特開昭61−189193号公
報等に記載された技術が知られている。この従来技術に
よる制御装置は、必要とする誘導電動機のトルクに対
し、一次電流が最小の値となるようにするため、誘導電
動機の駆動制御装置に励磁電流を制御する手段を備える
ものであった。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記第１番目の従来技
術における各制御方式には一長一短がある。すなわち、
ベクトル制御では速度や電流検出器及びＡＳＲ，ＡＣＲ
の調節器を有することから構成が複雑なこと、さらに各
調節器の定数を機械系の慣性モーメント及び電動機の電
気定数に応じて設定する必要があるため煩雑になり誤つ
た設定によっては制御が逆に不安定になる。一方、ｖ／
ｆ制御では負荷に応じて速度が変動すること、また、急
激な速度や負荷の変動によって電流が脈動したり、トル
ク／電流の低下が生じ、著しい場合は脱調するといった
制御上の問題がある。

【０００８】前述した前者第２番目の従来技術(IEEE Tr
ansaction ）は、電圧センサとその周辺回路のためシス
テム構成が複雑となり、また、速度及び電流を制御する
ための調節器（ＡＳＲ，ＡＣＲ）を必要とし、フィード
バックループが多数となって制御構造が複雑となるとい
う問題点を有している。また、第３番目の従来技術（Ｅ
ＰＥ Conference)も同様に、速度調節器及び力率調節器
を必要とし、フィードバックループが多数となって制御
構成が複雑となり、さらに、力率角を検出する際に多相
交流瞬時値の演算を行っており、この演算が非常に複雑
であり、充分な制御精度を得ることができないという問
題点を有している。さらに、前記両従来技術は、前述の
各種の調節器の制御定数を機械系の慣性モーメント及び
電動機の電気定数に応じて設定する必要があり、これら
の設定のための取扱いが煩雑であるという問題点があっ
た。

【０００９】また、第４番目の従来例においては、これ
ら電動機定数を設計値または実測値に基づいて一つ一つ
マニュアル設定していたので、使用する電動機毎に制御
定数を細かく設定変更しなければならず作業が繁雑であ
り、また、電動機定数が不明な場合は設定が不可能とな
る問題があった。

【００１０】また、前記第５番目の従来技術は、一次電
流を最小とするように誘導電動機の制御を行っているの
で、一次抵抗損を最小とすることができるが、二次抵抗
損やヒステリシス損，うず電流損等を含めたトータルの
損失を必ずしも最小とすることができないという問題点
があった。このため、前記従来技術は、これらの損失に
相当する電力を駆動制御装置から供給することが必要と
なり、制御装置の容量が大きくならざるを得ないという
問題点があった。また、誘導電動機側においては、回転
子の過熱の可能性があるとともに、例えば、電動機を高
速で回転させる場合には、ヒステリシス損やうず電流損
が大きくなり、場合によっては、電動機の過熱による損
傷を生ずる場合もある。

【００１１】本発明の第１の目的は、前記従来技術の問
題点を解決し、速度センサ及び電圧センサを用いず、電
流センサのみによる簡単なシステム構成で、しかも、Ａ
ＳＲ，ＡＣＲを不要として、制御構成及び演算の簡素化
を図り、取扱いが簡単で回転速度，電流を安定かつ、高
精度に制御することができる電動機の速度制御方法及び
装置を提供することにある。

【００１２】本発明の第２の目的は、前述した従来技術
の問題点を解決し、電動機の低速運転領域から高速運転
領域にわたって、電動機内で発生する全損失が最小とな
るような理想的な誘導電動機駆動制御方法及び装置を提
供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、前記第
１の目的は、周波数変換器であるインバータの出力周波
数の指令値及び電動機の一次電流のトルク電流成分に基
づいて、出力電圧の振幅値と内部相差角を制御し、ま
た、前記トルク電流成分の不完全微分あるいは微分値に
応じてインバータの出力周波数及び出力電圧を修正する
ことにより達成される。

【００１４】本発明によれば、前記第２の目的は、誘導
電動機の負荷トルクに対応した成分と、インバータ装置
の出力周波数とにより、誘導電動機の全損失が最小とな
るように、誘導電動機の励磁電流成分を制御することに
より達成される。

【００１５】

【作用】前記第１の目的に関連し、電圧の振幅値と内部
相差角を制御することにより、負荷変動に伴う電動機の
磁束の変動を起すことなく常に一定の制御を行うことが
可能となる。これにより、従来のｖ／ｆ制御において問
題のあったトルク変化時や低周波運転時においても、常
にトルク／電流の低下がなく、充分なトルクを安定に得
ることができる。さらに、トルク電流成分の変化分に応
じて電動機の周波数及び電圧を補償制御しているため、
急峻な速度指令の変化や負荷トルク変動に伴う電動機電
流の脈動や過大を防止して、回転速度を高精度に制御す
ることができる。

【００１６】

【実施例】以下、本発明による電動機の速度制御方法の
実施例を図面により詳細に説明する。なお、以下の説明
において、図面を通じ、同様な部材には同様な参照符号
を付し必要のない限りくり返して説明しない。

【００１７】図１は本発明の方法を適用した制御システ
ムの基本構成を示すブロツク図、図２，図３，図４，図
７，図８は本発明の原理を説明する図、図１０は図１の
システムの一部分のmodificationを示す図、図５，図
６，図９は図４の実施例の制御特性を説明する図、図１
１は電動機の電流特性を説明する図である。

【００１８】図１は本発明の方法を適用した誘導電動機
のベクトル制御システムのブロック図である。なお、制
御演算はマイクロプロセッサにより行っても良いが、こ
こでは説明上ブロック図で記載している。

【００１９】ベクトル制御は、周波数変換器（インバー
タ装置）によって誘導電動機の回転速度及びトルクを高
速応答，高精度に制御する１つの方法である。これは電
動機の一次電流を励磁電流（磁束を発生するための磁化
電流Ｉ_1d）と二次電流（トルク発生に寄与するトルク電
流Ｉ_1q）とに分けて制御し、二次鎖交磁束とトルク電流
が直交するように制御する。

【００２０】図１において、１は電圧形ＰＷＭインバー
タ、２は誘導電動機、３は積分器、４は電流検出器、５
は周波数制御部、６は電圧指令演算部、７は３相電圧指
令部である。

【００２１】本発明の制御方法を適用した制御システム
の一実施例は、電圧指令信号Ｖ*_u−Ｖ*_wによって制御さ
れる電圧形インバータ１と、該電圧形インバータ１を制
御する制御装置により構成され、被制御対象である誘導
電動機２が、電圧形インバータ１の出力により駆動され
る。制御装置は、一次周波数指令ω*₁を積分して位相基
準信号θ* を生成する積分器３と、この位相基準信号θ
* を基準として電動機一次電流のトルク電流成分Ｉ_1qを
検出する電流検出器４と、このトルク電流成分Ｉ_1qによ
り一次周波数指令信号ω*₁を制御する周波数制御部５
と、トルク電流成分Ｉ_1q，一次周波数指令信号ω*₁及び
誘導電動機２の電気定数に基づいて電圧ベクトルの振幅
値Ｖ*_1a と内部相差角δ* （一次電圧と誘導起電力との
位相角）とを演算する電圧指令演算部６と、電圧ベクト
ルの振幅値Ｖ*_1a，内部相差角δ*，位相基準信号θ* に
基づいて、三相の出力電圧基準信号Ｖ*_u〜Ｖ*_wを演算す
る三相電圧指令部とにより構成されている。

【００２２】周波数制御部５及び電圧指令演算部６の詳
細な構成は、制御原理と合わせて後述することとし、次
に、図２及び図３により基本的な原理と基本動作を説明
する。

【００２３】図２は誘導電動機２の等価回路を示してお
り、図３はこの等価回路に基づいて表わしたベクトル図
で、図３におけるｄ−ｑ軸は、同期速度ω₁ で回転する
直交座標である。電圧ベクトルＶ₁ は、誘導起電力Ｅ′
₁ と電動機の内部インピーダンス降下〔(ｒ₁＋ｊω₁・
Ｌσ)・Ｉ₁〕の和で与えられ、電圧ベクトルＶ₁と誘導
起電力Ｅ′₁ との間には内部インピーダンス降下に応じ
た内部相差角δを有する。そこで、電圧ベクトルＶ₁ の
振幅値Ｖ_1a及び内部相差角δの各指令値(Ｖ*_1a，δ*)
は、後述する関係式に従い、誘導起電力Ｅ′₁ の指令値
及び内部インピーダンス降下の推定値に基づいて演算さ
れる。さらに、この指令値から数１に従い三相の電圧指
令信号（Ｖ*_u，Ｖ*_v，Ｖ*_w）が演算される。各電圧指令
信号は、互いに１２０度ずつ位相が異なるのみであるか
ら、例えば、Ｕ相の電圧指令信号Ｖ*_uは、数１で示され
る。

【００２４】

【数１】 Ｖ*_u＝−Ｖ*_1a sin(θ*＋δ*） …（数１） 電圧形ＰＷＭインバータ１は、正弦波の電圧指令Ｖ*_u，
Ｖ*_v，Ｖ*_wと搬送波信号とを比較して得られるパルス幅
変調信号に従い、各相の出力電圧を制御し、その基本波
成分瞬時値をそれらの電圧指令に比例して制御するた
め、電圧ベクトルＶ₁ は、その振幅値Ｖ*_1a ，内部相差
角δ* 及び位相基準信号θ* に応じて制御される。も
し、推定された内部インピーダンス降下が実際値と一致
していれば、誘導起電力Ｅ′₁ の大きさは、前述したそ
の指令値に一致し、その向きはｑ軸と一致する。この条
件において、図１における積分器３から得られる位相基
準信号θ* は、磁束ベクトル（誘導起電力Ｅ′₁ に直
交）の固定子Ｕ相軸から回転角θを表わすものとなる。

【００２５】前述したように、誘導起電力Ｅ′₁ の向き
がｑ軸に一致する条件においては、図１に示す電流検出
器４において数２に従って演算検出される各軸電流成分
Ｉ_1d，Ｉ_1qは、夫々、励磁電流Ｉ′₀ 及び二次電流Ｉ′
₂ に一致する。

【００２６】

【数２】

【００２７】数２において、ｉ_u−ｉ_wは電動機一次電流
である。

【００２８】ここで、すべり周波数ω_S は、二次電流
Ｉ′₂ に比例することから、二次電流Ｉ′₂ の検出値Ｉ
_1qよりすべり周波数ω_S を推定することができ、従っ
て、周波数制御部５における係数器は、すべり係数Ｋ_S
をトルク電流成分Ｉ_1qに乗ずることにより、すべり周波
数推定値ω_S を演算することができる。これにより、周
波数制御部５は、周波数指令ω*_rとすべり周波数ω_S と
の加算値を求めて一次周波数指令ω*₁を制御し、電動機
の実際の回転速度ω_r をその指令値ω*_rと一致させるよ
うに制御することができる。

【００２９】次に、電圧指令演算部６の詳細な構成と動
作について説明する。図３に示すベクトル図において、
電圧ベクトルＶ₁ の振幅器Ｖ_1aと内部相差角δとは、電
動機の電流成分Ｉ_1d，Ｉ_1q及び電動機定数に基づいて、
次式により示される。

【００３０】

【数３】

【００３１】

【数４】 Ｖ_1a＝(Ｅ′₁＋ω₁・Ｌσ・Ｉ_1d＋ｒ₁・Ｉ_1q)cosδ −(ｒ₁・Ｉ_1d−ω₁・Ｌσ・Ｉ_1q)sinδ …（数４） ここで、Ｅ′₁＝ω₁・Ｍ′・Ｉ_1d＝ω₁φ_2d φ_2d：二次磁束鎖交数、Ｍ′：相互インダクタンス Ｌσ：漏れインダクタンス 電圧指令演算部６は、この数３及び数４に従い、
Ｅ′₁，Ｉ_1d，Ｉ_1q の指令値あるいは実際値及び電動機
定数（ｒ₁，Ｌσ)に基づいて、Ｖ_1a及びδの指令値を演
算し、これらを制御すれば、結果としてＥ′₁ を負荷に
無関係に一定に、すなわち磁束φ_2dを常に一定に制御す
ることができる（ベクトル制御条件の成立）。しかし、
数３，数４によれば、電圧指令演算部６で行うべき演算
は、ω₁，Ｉ_1d,Ｉ_1q等の制御変数同志の乗除算が多く複
雑となる。そこで、本発明においては、Ｖ_1a及びδの演
算を次に説明する原理に基づいて簡単化している。

【００３２】δの演算 図４のベクトル図に示すように、一次電圧ベクトルＶ₁
は、誘導起電力Ｅ′₁に漏れインダクタンス降下（ω₁・
Ｌσ・Ｉ₁）と一次電圧降下（ｒ₁・Ｉ₁）とをベクトル
的に加算したものである。従って、Ｅ′₁ にω₁・Ｌσ
・Ｉ₁のみを加算した電圧をＥ₁して、Ｅ′₁とＥ₁ との
相差角をδ_l とし、Ｖ₁ とＥ₁ のなす角をδ′_rとすれ
ば、内部相差角δは、

【００３３】

【数５】 δ＝δ_l−δ′_r …（数５） と表わされる。ここで、漏れインダクタンス降下は、一
般にＥ′₁ に比較しその比が０.２ 程度と小さく、その
結果、δ′_rは、Ｅ′₁にｒ₁・Ｉ₁のみを加算した電圧Ｅ
_1rとＥ′₁ との相差角δ_r と略一致する。さらに、ｒ₁
・Ｉ₁≪Ｅ′₁ であるような高周波運転時においては、
図４に示すようにδ′_r は小さく、δに関係する量が小
さい。それゆえ、全周波数範囲に亘り、δ_r をδ′_r と
みなしてもδを演算する上で大きな誤差を生じることは
ない。従って、内部相差角δは、次式に従って簡略化し
て演算することができる。

【００３４】

【数６】 δ＝δ_l−δ_r …（数６） ここで、

【００３５】

【数７】

【００３６】で表わすことができる。この式においてＫ
_l は、インダクタンス比〔Ｌσ/（ｌ₁＋Ｍ）〕であり、
この値は、電動機が異なっても通常０.１ 程度でほぼ一
定であり、Ｍの値が既知でない場合にもδを演算するこ
とができる。

【００３７】さらに、δ_l ≪１であることから、δ
_l は、

【００３８】

【数８】 δ_l≒Ｋ_l・Ｉ_1q／Ｉ_1d …（数８） として簡略演算することができる。

【００３９】一方、δ_r は、

【００４０】

【数９】

【００４１】として表わすことができる。ここで、誘導
起電力Ｅ′₁(＝ω₁・φ_2d）は、一次誘導起電力Ｅ₁（＝
ω₁・φ₁）に略等しく、従って、次式によりφ_2dを求
め、これによりＥ′₁ を設定することができる。

【００４２】

【数１０】 φ_2d≒φ₁＝Ｅ₁₀／ω₁₀ …（数１０） ここに、φ₁ ：一次磁束鎖交数、Ｅ₁₀：定格誘導起電
力、ω₁₀：定格角周波数である。

【００４３】Ｖ_1aの演算 一次電圧ベクトルＶ₁ の振幅値Ｖ_1aは、前述の数６によ
るδの演算結果を用いて、数４により演算することがで
きるが、ω₁ が大きい場合には、数４において第１項≫
第２項となり、第２項を無視することができる。また、
ω₁ が小さい場合には、数４の第２項における漏れイン
ダクタンス降下は、抵抗降下に比較して小さいことか
ら、Ｖ_1aは、次式に従い簡略化して演算することができ
る。

【００４４】

【数１１】 Ｖ_1a≒(ω₁φ₁＋ｒ₁・Ｉ_1q)cosδ−ｒ₁・Ｉ_1d sinδ …（数１１） 図５（ａ)，(ｂ）は、それぞれω₁ 及びＩ_1qに対するＶ
_1a及びδの演算結果を示したものであり、破線は、前述
した数３，数４による厳密な演算式に従い計算した値
を、実線は、数６，数１１の簡略化した演算式に従い計
算した値を示す。図５（ａ）においては、Ｉ_1qが大きく
なると、実線で示した簡略演算値は、破線で示した厳密
演算値に比較してＶ_1aの値に誤差を生じるが、定格負荷
時においても、この誤差は−１.１％ と小さく問題とな
らない。なお、無負荷時、すなわち、Ｉ_1q＝０において
は、全く誤差は生じない。また、図５（ｂ）におけるδ
の演算では、ω₁ が小，Ｉ_1qが大の条件で誤差を生じて
いるが、この誤差は、後述するようにトルクに対する制
御精度への影響が小さく問題はない。

【００４５】前述したことから、図１に示す電圧指令演
算部６は、δの演算を前述の数６，数８，数９に従って
行い、Ｖ_1aの演算を数１１に従って行うように構成すれ
ばよいことになる。図１に示す電圧指令演算部６におい
て、Ｉ_1dの指令値Ｉ*_1d に関する演算項は予め係数とし
て設定することができる。また、δ_r の演算では除算を
避けるため、変数ｘの逆数１／ｘを変数とするtan^-1(１
／ｘ）の関数テーブルを用いて構成されており、これに
より、極力変数同志の乗除算を用いない構成として、演
算の簡素化を図っている。

【００４６】図６は前述の簡略化した電圧指令演算方式
におけるトルク制御特性を示している。同図におけるト
ルク精度は、発生トルクτ_e ／トルク電流Ｉ_1qの基準値
に対する変動割合である。同図から理解できるように、
高速度運転に比較して低速度運転時のトルク精度が劣る
が、その変動は0.5 ％以内と小さく、このことから、図
１に示す実施例のような簡略式による電圧指令演算によ
る電圧制御によっても、充分な制御特性が得られること
がわかる。

【００４７】次に、図１に示す周波数制御部５の詳細な
構成及びその動作について説明する。前述したように、
電動機の入力電圧Ｖ₁ の大きさと位相を制御して、誘導
起電力（磁束）が電流により変動しない条件で制御する
場合、電動機の等価回路は、図７の鎖線内に示すように
表わすことができる。すなわち、この等価回路は、周波
数ω*₁ を制御することにより、すべり周波数ω_S ＝ω*
₁−ω_rが変化し、それに応じてトルク電流Ｉ_1qが変化
し、これにより、電動機の発生トルクτ_e が変化して回
転速度ω_r が変わることを表わしている。ところで特願
昭61−231889号公報に述べられているＩ_1qに応じた周波
数制御法は、図８（ａ）に示すように、比例−積分（Ｐ
−Ｉ）補償の速度調節器（ＡＳＲ）て電流調節器(ＡＣ
Ｒ)を備え、Ｉ_1q及び速度指令ω*_rに基づいて一次周波
数指令値ω*₁を演算し、インバータの出力周波数を制御
しているが、これらＡＳＲ，ＡＣＲにおける制御定数の
設定や調整が複雑であることから、制御機能を低下させ
ることなく、構成の簡単化を図っている。図８（ｂ)〜
(ｄ）は、構成の簡単化のためのＡＳＲ，ＡＣＲの省略
化に際しての変換の経過を示すものである。図８（ｂ）
は、ＡＳＲをＰ補償とし、ＡＣＲについては図のイ部を
省略しＩ−Ｐ補償としたものを表わしている。図８
（ｃ）は、さらに、ＡＳＲ，ＡＣＲとを一体化し、ま
た、Ｐ補償としたことによるＡＳＲのオフセットをロ部
に示す係数により補償したものである。図８（ｃ）をさ
らに整理すれば、図８（ｄ）に示すように簡素化され
る。いま、図８（ｄ）において、Ｉ_1qからω*₁までの伝
達関数は次式で表わすことができる。

【００４８】

【数１２】

【００４９】但し、Ｋ_C はＡＣＲの比例ゲイン、Ｔ_d は
ＡＳＲ，ＡＣＲの定数から成る時定数で、Ｔ_d＝１／Ｋ_A
・Ｋ_C、Ｋ_AはＡＳＲの比例ゲイン、Ｋ_S はすべり係数で
ある。

【００５０】この数１２において、第１項の一次遅れ要
素は、省略（Ｔ_d＝０)しても特性上の差異は殆ど無いた
め、これを省略することができる。これを省略すると、
前記数１２の伝達関数は、

【００５１】

【数１３】

【００５２】と表わされる。この数１３における第１項
は、電動機のすべりによる速度変動を補償するためのす
べり補償項、また、第２項は、トルク急変時及び速度指
令変更時に電流の過渡状態におけるオーバシュートや振
動を防止するための電流ダンピング制御（以下ＣＤＣと
いう）に関係した項であり、この項は、数１３から明ら
かなように不完全微分の形である。

【００５３】図１に示す本発明の実施例における周波数
制御部５は、この数１３に従った演算を実行するように
構成されている。周波数制御部５内の２点鎖線で囲まれ
た部分は、前述の不完全微分で構成された電流ダンピン
グ制御回路であり、Ｉ_1qを入力としてその変化分に相当
した値Δωを演算している。この値ΔωとＩ_1qにすべり
係数Ｋ_S を乗じたすべり周波数ω_S は、夫々負極性及び
正極性で速度指令ω*_rを加算され、一次周波数指令ω*₁
が出力される。なお、図１０の周波数制御部５内に示さ
れる電流リミッタ５１は、Ｉ_1qを入力として、その出力
がω*₁に負極性で加算される。

【００５４】次に、この周波数制御部の動作を説明す
る。前述した電圧指令演算部６による本発明の電圧制御
により、一次電流のトルク電流成分の検出値Ｉ_1qは、誘
導電動機のすべり周波数に比例することになるので、Ｉ
_1qに比例係数Ｋ_S を乗じるとすべり周波数ω_S を演算す
ることができる。従って、負荷や速度が急峻に変化しな
い定常状態では、一次周波数指令ω*₁は、ω*_r＋ω_S で
制御されることになり、負荷が変動しても、電動機の回
転速度ω_r は、その指令値ω*_rに一致して制御される。

【００５５】一方、負荷や速度が急峻に変化する過渡状
態においては、例えば、図９に実線で示すように、速度
指令ω*_rにステップ指令が与えられた場合、すべり周波
数が増加するためＩ_1qは増加するが、このとき、電流ダ
ンピング制御（ＣＤＣ）が働き、Ｋ_C 及びＴ_d を定数と
するＩ_1qの不完全微分値Δωが速度指令ω*_rに負極性で
加算されるので、一次周波数指令ω＊₁ の増加率は下
り、Ｉ_1qの急峻な増加を防止できる。

【００５６】また、過負荷時には、電流リミッタ５１が
動作し、Ｉ_1qがリミッタ５１の設定値より大きくなる
と、Ｉ_1qに所定の係数を乗じ、その出力値でω*₁を低下
させることにより、すべり周波数を適正値に制御し、電
動機の過電流を防止することができる。

【００５７】いま、電流ダンピング係数Ｋ_C を零に、す
なわち、ＣＤＣを行わないようにすると、電動機の制御
特性は、図９の破線で示すようになり、速度指令のステ
ップ変化に対して、回転速度ω_r やトルク電流成分に脈
動を生じる。この脈動は、図７に示す電動機の等価回路
において、一次周波数指令ω*₁から回転速度ω_r までの
伝達関数が、電動機の漏れインダクタンスによる時定数
Ｔσの一次遅れ要素及び機械系の慣性モーメントＪに関
する積分要素によって、系が二次系となるために発生す
る。本発明によるＣＤＣは、不完全微分を構成して、速
度や電流を不安定にする慣性モーメントに関する前述の
積分要素の影響を緩和し、系の安定性を保持する作用を
有する。

【００５８】また、ＣＤＣは、以下の作用をも有する。
すなわち、図１４の周波数制御部５は、すべり周波数の
演算値ω_S を正極性でω*₁に加算してすべりを補正して
いるが、このため、負荷増加時において、Ｉ_1qの増加に
よりω*₁が増加し、すべり補正を行わない場合に比べて
すべりが過大となり易く、過電流を発生し易い。しか
し、ＣＤＣがあることにより、周波数制御部５は、Ｉ_1q
の変化分に応じたΔωの値をω*₁より減算して、すべり
を適正値に制御するため、この問題を解決することがで
きる。

【００５９】なお、数１３は図１０の回路でも実現で
き、数１３の第１項，第２項は図１０のＣ部，Ｂ部にそ
れぞれ相当する。

【００６０】図１の実施例によれば、電流センサのみを
用いてトルク電流成分の検出値Ｉ_1qを得、この値と一次
周波数指令ω*₁に基づいて、電動機電圧の大きさと位相
を制御することにより、電動機磁束を一定に制御でき、
さらに、電流ダンピング制御により、ＡＳＲ，ＡＣＲを
用いることなく、回転速度や電流を安定に制御できると
いう効果を奏することができる。

【００６１】なお、図１の実施例は、トルク電流成分検
出値Ｉ_1qに基づいて制御演算を行っているが、制御精度
がさほど要求されない場合には、一次電流Ｉ_1qの大きさ
に基づいて制御を行ってもよい。すなわち、図１１に示
すように負荷トルクが大きい領域では、Ｉ_1qは、Ｉ₁に
漸近する特性を示すため、Ｉ₁に基づいた制御も可能で
ある。また、電動機の励磁電流Ｉ*_1dが一定であれば、
Ｉ_1q＝√(Ｉ² ₁−Ｉ*² _1d)によりＩ_1qを演算してもよく、
そのときのＩ_1qの極性（力行，回生）は、インバータ１
の直流電流の極性等から判別することができる。

【００６２】また、図１の実施例は、電流ダンピング制
御の不完全微分で構成したが、この制御を微分で構成し
ても同様なダンピング効果を得ることができる。さら
に、この不完全微分は、マイコンによるディジタル演算
を用いる場合、サンプル周期毎にＩ_1qの差分を演算する
ことにより簡単に構成することができる。

【００６３】次に、本発明の他の実施例を説明する。図
１２は本発明の方法を適用した制御システムの別の実施
例を示すブロック図である。同図に示す実施例は、前述
した図１に示す実施例の構成に加えて、電動機一次電流
よりＩ_1qを検出する検出器４において、数２に従って励
磁電流成分Ｉ_1dも検出し、このＩ_1dが指令値Ｉ*_1d と一
致するように電流調節器８の出力を、δ* と係数器９を
介して電圧指令Ｖ＊_１ａに加算する方式である。

【００６４】この実施例によれば、速度や負荷が過渡的
に変動するような条件の場合においても、常にＩ_１ｄを
指令値通りに保持することができ、磁束を常に一定に制
御することができるので、その制御特性を、図１に示す
実施例よりさらに向上させることが可能である。

【００６５】前述の図１２に示す実施例において、Ｉ_1d
の変動に応じて電圧指令演算部６のＩ*_1d を修正するよ
うにしても、同様な効果を奏することができる。

【００６６】図１３は本発明の方法を適用した制御シス
テムのさらに別の実施例を示すブロック図である。同図
に示す実施例は、電圧指令演算部６における電圧指令演
算方式をさらに簡単化したものである。すなわち、この
実施例は、電圧振幅指令値Ｖ_1aを、誘導起電力Ｅ₁(＝ω
₁・φ₁）と、電動機一次電流絶対値検出器１０の検出値
｜Ｉ₁｜に比例係数器１１のゲインＫ₁を乗じた値とを加
算することによって得るよう構成され、また、関数器１
２に前述した数３に従い、Ｉ_1q＝０(無負荷)の条件で、
ω*₁を変数とした内部相差角の関数のカーブを予めテー
ブル化して格納しておき、この関数器１２の出力δ
₀ を、この出力δ₀及び｜Ｉ₁｜に応じて変化する比例係
数器１３のゲインＫ₂ で補正し、δ* を演算すように構
成される。また、周波数制御部５において、すべて周波
数演算に必要とするトルク電流成分は、演算器１４によ
り、Ｉ_1q＝√（｜Ｉ₁｜²−Ｉ*_1d ²）の演算を行って検出
される。

【００６７】この図１３に示す実施例によれば、さら
に、電圧指令演算の簡単化を図ることができ、しかも前
述の２つの実施例の場合と同様な制御性能を得ることが
できるという効果を奏する。

【００６８】前述の図１３に示した実施例は、関数器１
２の設定を数３に基づいて行ったが、本発明は、制御要
求精度が低くてよい場合、低速度域においてのみ内部相
差角制御を行う構成としてもよい。

【００６９】また、以上述べた本発明の実施例は、全て
電動機の力行運転時における制御として説明したが、本
発明は、回生運転時における制御にもそのまま適用する
ことができる。但し図１３のものにおいては、ＰＷＭイ
ンバータの直流出力電流の符号等により回生運転である
ことを判別し、Ｖ*_1a 及びδ* に加算する補正信号の符
号及びＩ_1qの符号を変えればよい。

【００７０】以上説明したように、上記の実施例によれ
ば、速度センサや電圧センサを用いず、電流センサのみ
を用いた簡単なシステム構成により電動機の制御がで
き、その上、ＡＳＲやＡＣＲを用いないため制御装置の
取扱いが簡単になるとともに、それらを用いないにもか
かわらず、回転速度や電流を高精度に制御できるという
効果を奏することができる。

【００７１】更に、上記実施例によれば、ベクトル制御
における電圧制御部の電圧指令演算の簡素化を図ること
ができるので、演算に要す時間の短縮で、マイコンの負
担が軽減でき、低処理速度の低コストマイコンが適用で
きるという効果がある。また制御特性を劣化することな
く演算式の近似化を図ったことで、電動機定数の設定に
伴う煩雑さが解消できベクトル制御の適用範囲を拡げる
という効果がある。

【００７２】図１〜図１３に言及して説明した本発明の
制御方法は速度検出器を用いた制御システムにも適用で
きる。図１４は本発明の方法を速度検出器を用いる電圧
制御形ベクトル制御インバータに適用した場合の回路構
成のブロック図である。

【００７３】図１４において、電力変換器であるパルス
幅変調方式インバータ（PWMINV）１は３相出力電圧指令
信号Ｖ*_u−Ｖ*_wに基づいて誘導電動機(ＩＭ)２に交流電
圧を供給する。実回転速度ω_r はＩＭに直結された速度
検出器９３より検出される。速度調節器(ＡＳＲ)４０に
おいて速度指令値ω*_rと実回転速度ω_r が突き合わさ
れ、トルク電流指令Ｉ*_1q が出力される。すべり周波数
推定値ω_S がすべり演算器５０によりＩ*_1q に応じて演
算され、推定値ω_Sと速度検出値ω_rの和より一次周波数
ω*₁を制御する。このω*₁に基づいて積分器３は位相基
準信号θ* を出力する。６は電圧指令演算部で数６，数
８，数９，数１１に従い変数ω*₁,Ｉ*_1qに応じて相電圧
の振幅値及び内部相差角の指令値Ｖ*₁，δ* を演算す
る。ここで１０１〜１０３はsin，cos及び変数ｘの逆数
でテーブル化したtan^-1(１／ｘ）の関数器、１０４は乗
算器、１０５〜１０９は係数器である。係数器の係数は
制御対象の電動機の定数に基づいて設定するが、ここで
φ₁ はインバータの出力電圧／周波数（ｖ／ｆ）の比で
決まる値である。また、励磁電流Ｉ_1dの変動はないもの
として、その指令値Ｉ*_1d はあらかじめ１０５，１０
８，１０９の係数器に設定する。

【００７４】３相出力電圧指令演算器７はθ* とδ* を
加算したθ*＋δ*及びＶ*_1a より３相出力電圧指令信号
Ｖ*_u，Ｖ*_v，Ｖ*_wを次式に従い演算し、この信号に基づ
いてＰＷＭインバータ１の出力電圧を制御する。

【００７５】

【数１４】

【００７６】図１４に示した電圧制御方式におけるトル
ク制御特性は図６と類似である。

【００７７】図１５は本発明の応用例を示す。同図は本
発明を同期電動機２０の制御に用いた場合で、２１は位
置検出器、２２は回転速度演算器で位置検出信号θを微
分することで、回転速度ω_r を検出する。６Ａは電圧指
令の振幅値Ｖ*_1a の演算器で上述した数４あるいは数１
１に従って演算する。６Ｂは内部相差角δ* の演算器で
上述した数３あるいは数６に従って演算する。なお、上
式における漏れインダクタンスに相当する定数は同期電
動機の同期インダクタンスに変更して与え演算する必要
がある。

【００７８】本実施例によっても同期電動機のベクトル
制御が可能であり、前記図１の実施例と同様の効果が得
られる。

【００７９】電動機定数の変動、特に、電動機の温度変
化等に起因する一次抵抗の変動によってその制御性は劣
化する。特に、低周波数運転においては、電動機の誘導
起電力に対して、一次抵抗降下の割合が増大し、制御特
性への影響が大きい。

【００８０】従って、電動機特性の変動による影響を補
償してやれば、広い速度範囲にわたり、速度及びトルク
の更に高精度な制御が可能となる。具体的には、電動機
電流のｄ軸成分（励磁電流成分）を検出し、その基準値
からの変動に基づいて、電動機の一次抵抗降下及び漏れ
リアクタンス降下を同定し、これにより周波数変換装置
の出力電圧の大きさと位相を修正すれば良い。

【００８１】すなわち、電動機の一次抵抗降下及び漏れ
リアクタンス降下の同定信号に基づいて、電動機を駆動
制御する周波数変換装置の出力電圧を修正することによ
り、電動機の一次抵抗及び漏れインダクタンスの変動の
影響を補償することが可能となり、制御精度の劣化のな
い高精度の電動機制御を行うことが可能となる。

【００８２】以下、本発明によるこの誘導電動機の速度
制御方法の実施例を図面により詳細に説明する。

【００８３】図１６は本発明の上記同定schemeが付加さ
れた一実施例の構成を示すブロック図、図１７は図１６
における同定器の構成を示すブロック図である。

【００８４】図１６において、電圧形ＰＷＭ制御インバ
ータ１は、誘導電動機２を駆動制御し、電圧指令Ｖ*_u，
Ｖ*_v，Ｖ*_wに比例して、その出力電圧の基本波成分の瞬
時値が制御される。位相角演算器（積分器）３は、周波
数指令ω**₁ を積分し回転磁界座標の位相角度θ* を演
算出力し、座標変換器（電流検出器）４′は、電動機電
流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを前記位相角度θ*を用いて、回転磁界
座標量のｄ軸成分である励磁電流成分ｉ_1dとｑ軸成分で
ある電流成分ｉ_1qとに変換する。すべり演算器５０は、
前述のトルク電流成分ｉ_1qから電動機のすべり周波数ω
_S を推定する演算を行い、減算器２０６は、周波数指令
ω**₁ と推定された電動機のすべり周波数ω_S とから、
電動機の回転速度の推定値ω_r を求める。速度調節器
（ＡＳＲ）２０７は、速度指令ω*_rと前記回転速度の推
定値ω_r の偏差を増幅し、ｑ軸電流指令すなわちトルク
電流指令ｉ*_1q を演算出力し、電流調整器（ＡＣＲ）２
０８は、この電流指令ｉ*_1q と、トルク電流成分ｉ_1qと
の偏差を増幅し、周波数指令ω*₁を出力する。微分器２
１９は、トルク電流成分ｉ_1qを微分し、その出力を周波
数指令ω*₁に減算することにより、過渡時における電動
機磁束の変動を防止する。係数器２１０〜２１２は、電
動機２の抵抗とインダクタンス値を設定するものであ
り、係数器２１０，２１２からは一次抵抗降下（基準
値）に比例した量が、また、係数器２１１からは漏れリ
アクタンス降下（基準値）に比例した量が出力される。
また、乗算器２１３は、係数器２１１の出力に周波数指
令ω*₁を乗算した値を出力し、乗算器２１４は誘導起電
力指令値を出力する。同定器２１５は、一次抵抗降下及
び漏れリアクタンス降下の変動分を同定する。加算器２
１６は、係数器２１０，乗算器２１３及び同定器２１５
の出力信号を加算して、ｄ軸電圧指令Ｖ*_1d を演算出力
し、加算器２１７は、係数器２１２，乗算器２１４及び
同定器２１５の出力信号を加算して、ｑ軸電圧指令Ｖ*
_1q を演算出力する。座標変換器（３相電圧指令演算
器）７′は、前記ｄ軸電圧指令Ｖ*_1d ，ｑ軸電圧指令Ｖ
*_1q 及び位相角度θ* を用いて、固定子座標量を演算
し、３相電圧指令Ｖ*_u,Ｖ*_v，Ｖ*_wを出力する。

【００８５】同定器２１５の構成を示す図１７におい
て、減算器１５１は、励磁電流の指令値ｉ*_1d と検出値
ｉ_1dとの差を演算出力する。状態判別器１５２は、周波
数指令ω*₁が所定値以下あるいはｑ軸電流ｉ_1qが所定値
以下の場合に「Ｈ」信号を出力して、スイッチ１５３を
「閉」に制御し、逆に、周波数指令ω*₁が所定値以上で
かつｑ軸電流ｉ_1qが所定値以上の場合に「Ｌ」信号を出
力して、スイッチ１５４を「閉」に制御する。積分器１
５５は、スイッチ１５３が「閉」のときに、減算器１５
１の出力を積分し、一次抵抗の変動分Δｒ₁ に相当する
信号を演算出力し、スイッチ１５３が「開」のときに
は、スイッチ１５３が「閉」の間に演算した信号Δｒ₁
を保持する。積分器１５６は、スイッチ１５４が「閉」
のときに、減算器１５１の出力の極性反転信号を積分
し、電動機１の巻線の漏れインダクタンスの変動分Δ
(ｌ₁＋ｌ₂′)に相当する信号を演算出力し、スイッチ１
５４が「開」のときには、スイッチ１５４が「閉」の間
に演算した信号を保持する。乗算器１５７,１５８は、
一次抵抗の変動分Δｒ₁と励磁電流成分ｉ_1dあるいはト
ルク電流成分ｉ_1qとを乗算し、ｄ軸及びｑ軸の抵抗降下
の変動分を演算する。また、乗算器１６０，１６１は、
積分器１５６の出力である漏れインダクタンスの変動分
に乗算器１５９により周波数指令ω*₁を乗算した信号で
あるΔ(ｌ₁＋ｌ₂′)ω*₁と、励磁電流成分ｉ_1dあるいは
トルク電流成分ｉ_1qとを乗算し、ｄ軸及びｑ軸のリアク
タンス降下の変動分を演算する。加算器１６２，１６３
は、前述の抵抗降下の変動分及びリアクタンス降下の変
動分を加算し、漏れインピーダンス降下の変動分の同定
信号を出力する。

【００８６】前述したように構成された本発明の図１
６，図１７の実施例の動作を次に説明する。座標変換器
７′に対するインバータ出力電圧指令値Ｖ*_1d，Ｖ*
_1qは、前述した制御構成により次式に従って演算され
る。

【００８７】

【数１５】

【００８８】数１５において、ｒ*₁ｉ₁，ω*₁(ｌ*₁＋ｌ
*₂′)ｉ₁は一次抵抗降下及び漏れリアクタンス降下の推
定値、ω*₁φ_1dは誘導起電力の指令値、ΔＶ_d，ΔＶ
_qは、同定器２１５の出力値であり、係数器２１０〜２
１２の設定値が電動機１の電気定数に一致し、また、φ
*_1d＝(Ｍ＋ｌ₁)ｉ*_1d の関係にφ*_1d及びｉ*_1dが設定さ
れていれば、その出力値ΔＶ_d，ΔＶ_qは、定常時におい
て零となる。

【００８９】前述のようにして演算された出力電圧指令
値Ｖ*_1d，Ｖ*_1qは、座標変換器７′において、３相電圧
指令Ｖ*_u，Ｖ*_v，Ｖ*_wに変換される。この３相電圧指令
は、１２０度ずつ位相が異なるのであるから、代表して
Ｕ相指令Ｖ*_uについていえば次に示す数１６により算出
することができる。

【００９０】

【数１６】

【００９１】電圧形ＰＷＭインバータ１においては、正
弦波の電圧指令Ｖ*_u，Ｖ*_v，Ｖ*_wと搬送波信号とを比較
して得られるパルス幅変調信号に従い、各相の出力電圧
が制御されるので、その基本波成分瞬時値は、これらの
電圧指令に比例して制御される。その結果、インバータ
１の出力電圧ベクトルは、ｄ軸及びｑ軸の出力電圧指令
値Ｖ*_1d，Ｖ*_1q及び位相角度θ* に応じて制御されるこ
とになる。このとき、係数器２１０〜２１２等を用いて
推定された漏れインピーダンス降下が、実際値と一致し
ていれば、誘導電動機２の誘導起電力の大きさは、この
指令値（＝ω*₁φ*_1d)に一致する。この条件において、
位相角演算器（積分器）３から出力される位相角度θ*
は、電動機磁束ベクトルの固定子Ｕ相軸からの回転角θ
を表わすものとなる。このとき、座標変換器４′におい
て、電動機電流ｉ_u,ｉ_v,ｉ_w から数２に従い演算検出さ
れるｄ軸電流成分ｉ_1d，ｑ軸電流成分ｉ_1qは、夫々、誘
導電動機２の励磁電流及びトルク電流と比例する。

【００９２】前述したように、ｑ軸電流成分ｉ_1qは、電
動機トルク電流に比例するので、すべり演算器５０は、
このｉ_1qに基づいて電動機のすべり周波数ω_S を推定す
ることができ、さらに、減算器２０６において、インバ
ータ周波数指令ω**₁ から前記推定されたすべり周波数
ω_S を減算することにより、電動機の回転速度を推定値
ω_r として推定することができる。速度調節器２０７
は、速度指令値ω*_rと推定値ω_r の速度偏差値(ω*_r−
ω_r)に応じて電流指令ｉ*_1qを出力し、さらに、電流調
節器２０８は、この電流指令ｉ*_1qとｑ軸電流成分ｉ_1q
との電流偏差（ｉ*_1q−ｉ_1q）に応じて周波数指令ω*₁
を出力する。誘導電動機２のすべり周波数は、この周波
数指令ω*₁の変化に応じて制御されることになり、座標
変換器４′の出力であるｑ軸すなわちトルク電流成分ｉ
_1qは、前述の電流指令ｉ*_1q に一致するように制御され
る。誘導電動機のトルクは、トルク電流成分ｉ_1qに比例
するため、前述のような制御により、トルクが速度偏差
に応じて制御できることとなり、回転速度が、速度指令
値に一致するように制御できることになる。

【００９３】前述した動作が、本発明の図１６に示す実
施例の基本動作であるが、次に、電動機定数が変動した
場合の動作を説明する。

【００９４】係数器２１０〜２１２に設定される値が、
電動機内部の温度変動等によって、電動機定数の実際値
と一致しなくなった場合、これに基づいて演算される電
動機の一次抵抗降下及び漏れインダクタンス降下の推定
値は、実際値と一致しなくなる。この結果、誘導起電力
の実際値は、その指令値に一致しなくなる。このとき、
電動機磁束が基準値から変動し、ω_S ／ｉ_1qのゲインが
変動するため、すべり演算器５０により推定されるすべ
り周波数ω_S に誤差を生じ、その結果、回転速度の推定
値ω_r にも誤差を生じて、誘導電動機の速度精度が劣化
する。また、磁束変動によりトルク／ｉ_1qの値も変動し
て低下する。この傾向は、特に、運転周波数が低く、一
次抵抗降下の影響が大きくなる場合に顕著となる。

【００９５】図１６に示す本発明の実施例においては、
前述のような影響を、次に説明するようにして防止する
ことができる。

【００９６】すなわち、インバータ１の出力電圧は、前
述した数１５に従って制御されるが、一方において、電
動機電圧は、定常時においては次に示す数１７で示すこ
とができる。

【００９７】

【数１７】

【００９８】但し、φ_1d＝(Ｍ＋ｌ₁)ｉ_1d である。

【００９９】インバータ１の出力電圧は、インバータ１
の出力電圧の飽和や非線形歪を無視すれば、電動機電圧
に一致することになり、電動機定数の変動によるｄ軸
（励磁電流成分）電圧の変動分ΔＶ_d 及びｑ軸（二次電
流成分）電圧の変動分ΔＶ_q は、次に示す数１８により
表わされる。

【０１００】

【数１８】

【０１０１】但し、Δｒ₁＝ｒ₁−ｒ*₁ Δ(ｌ₁＋ｌ₂′)＝(ｌ₁＋ｌ₂′)−(ｌ*₁＋ｌ*₂′）であ
る。

【０１０２】すなわち、ｒ₁ 及びｌ₁＋ｌ₂′の基準値か
らの変動Δｒ₁，Δ(ｌ₁＋ｌ₂′）に関係して、電圧指令
Ｖ*_1d，Ｖ*_1qに対して、ΔＶ_d，ΔＶ_qの補償が必要であ
る。そこで、図１６に示す本発明の実施例は、同定器２
１５を備え、この同定器２１５を用いて前述の変動分Δ
Ｖ_d，ΔＶ_qを同定し、その結果を電圧指令Ｖ*_1d，Ｖ*_1q
に与えて補償を行っている。この同定器２１５の動作を
次に説明する。前述の変動分ΔＶ_d を補償しない場合、
座標変換器４′の出力ｉ_1dが基準値から変動するため、
逆にその変動からΔＶ_d を推定することが可能である。
しかし、数１８に示すように、その変動分には、Δｒ₁
とΔ(ｌ₁＋ｌ₂′)の影響が混在しており、また、夫々
で、ΔＶ_dとΔＶ_qに関係する極性が異なっているため、
抵抗降下とリアクタンス降下とは、分離して同定する必
要がある。

【０１０３】ところで、数１８から理解できるように、
ω₁ あるいはｉ_1qが小さい場合には、Δ(ｌ₁＋ｌ₂′)の
影響は小さくΔｒ₁ が支配的である。従って、このよう
な条件においては、ｉ_1dの変動は、Δｒ₁ より生じると
みなすことができる。また、逆に、ω₁ が大きくかつｉ
_1qが大きい場合には、Δ(ｌ₁＋ｌ₂′)の影響が支配的で
あり、このような条件においては、ｉ_1dの変動は、Δ
(ｌ₁＋ｌ₂′)により生じるとみなすことができる。

【０１０４】そこで、同定器２１５には、前述の条件を
判別する状態判別器１５２が設けられている。該状態判
別器１５２は、前者の条件において、スイッチ１５３を
閉じ、同定器２１５は、これにより、積分器１５５の出
力と、励磁電流成分ｉ_1d，トルク電流成分ｉ_1qを乗算し
て得られた抵抗降下の同定信号を用いて、ｄ軸電圧指令
Ｖ*_1d ，ｑ軸電圧指令Ｖ*_1q を修正し、夫々の電圧の変
動分ΔＶ_d ，ΔＶ_q を補償する。このとき、積分器１５
５の出力は、一次抵抗の変動分Δｒ₁ に相当するものと
なっている。次に、後者の条件において、同定器２１５
は、スイッチ１５４が状態判別器１５２により閉じら
れ、積分器１５６の出力にω*₁を乗算し、さらに、
ｉ_1d，ｉ_1qを乗算して得られたリアクタンス降下の同定
信号を用いて、ΔＶ_d，ΔＶ_qを補償する。このとき、積
分器１５６の出力は、リアクタンスの変動分Δ(ｌ₁＋ｌ
₂′)に相当するものとなっている。前述において、スイ
ッチ１５３が「開」の場合、積分器１５５の出力は、ス
イッチ１５３が「開」となる直前の値を保持しており、
スイッチ１５４が「開」の場合、積分器１５６の出力
は、スイッチ１５４が「開」となる直前の値を保持して
いる。

【０１０５】前述した本発明の実施例は、前述の条件が
交互に変化する間に、一次抵抗及びリアクタンスの変動
分Δｒ₁，Δ(ｌ₁＋ｌ₂′）を正しく同定することがで
き、これにより、ｄ軸電圧の変動分ΔＶ_d ，ｑ軸電圧の
変動分ΔＶ_q の補償を高精度に行うことが可能となり、
誘導電動機２の誘導起電力（磁束）の変動等の不都合な
く、誘導電動機２を精密に速度制御することができる。

【０１０６】図１８は本発明の別の実施例の構成を示す
ブロック図、図１９は同定器の構成を示すブロック図で
ある。図１８，図１９において、５′は周波数制御部、
２１はすべり演算器、２２は微分器、６′は電圧指令演
算部、２５，３０，３６は係数器、２７，３１，３４，
３７は乗算器、２８は係数器、２９，３３，３５は関数
器であり、他の符号は図１６，図１７の場合と同一であ
る。

【０１０７】図１８に示す実施例において、周波数制御
部５′は、速度指令ω*_rと、すべり演算器２１の出力
と、トルク電流成分ｉ_1qの安定制御のための微分器２２
の出力とを加算器２３により加算し、周波数指令ω*₁を
出力する。電圧指令演算部６′は、前記周波数制御部
５′からの周波数指令ω*₁及びトルク電流成分ｉ_1q等に
基づいて、インバータ出力電圧、すなわち電動機電圧の
絶対値指令Ｖ*_1a 及び電動機内部相差角指令δ*を演算
出力する。

【０１０８】なお、図１８において、同定器の記載が省
略されているが、図１６と同様に、図１８に示す実施例
も同定器が備えられており、その出力が乗算器２７，３
１，３７及び係数器２８に印加されている。この実施例
に用いる同定器は、ｒ₁ 及び（ｌ₁＋ｌ₂′）を同定でき
ればよく、抵抗降下やリアクタンス降下を演算する必要
がないので、図１７における乗算器１５６〜１６１が不
要となり、図１９に示すように構成することができる。

【０１０９】図１８の実施例の動作は、本発明に関係す
る電圧指令演算部についてみれば、図１６で示した実施
例と同様である。すなわち、この電圧指令演算部は、前
記図１６に示す実施例の演算形式の直交形式を極形式に
変換したものであって、等価なためである。従って、こ
の演算に用いられる定数ｒ₁，(ｌ₁＋ｌ₂′）を図１９に
示すような同定器を用いて修正すれば、この実施例にお
いても、図１６に示す実施例と同様な効果を得ることが
できる。

【０１１０】なお、誘導電動機の一次抵抗ｒ₁ と二次抵
抗ｒ₂ は、一般に、一次及び二次巻線が近接して存在す
るため、それらの温度上昇及びそれに伴う抵抗変化は、
略比例関係にある。従って、前述のようにして同定した
Δｒ₁ を用いて、次式によりΔｒ₂ を推定することがで
きる。

【０１１１】

【数１９】 Δｒ₂＝Δｒ₁・ｒ*₂／ｒ*₁ …（数１９） 前式において、ｒ*₁，ｒ*₂は、一次，二次抵抗の基準値
である。前記Δｒ₂ を用いて前述の実施例におけるすべ
り演算器のゲイン（ｒ₂ に比例）を修正することによ
り、二次抵抗変化によるすべり周波数の推定誤差及び速
度制御誤差の発生を防止できる。

【０１１２】また、同定器の出力である一次抵抗の変動
分が所定値以上となった場合に、誘導電動機の過熱，断
線等の異常が生じたと判定することができ、これにより
誘導電動機の保護を行うようにすることができる。

【０１１３】図２０に本発明の他の実施例を示す。１〜
４′は前記実施例と同一物である。周波数制御部５″
は、速度指令ω*_rとすべり演算器２１の出力、及び電流
ｉ_1qの安定制御のための微分器２２′の出力、さらに、
過負荷時に動作し電動機の過電流を防止するための電流
リミッタ８０の出力を加算器２３で加算し、周波数指令
ω*₁を出力する。電圧指令演算部６″は、ω*₁及びｉ_1q
などに基づいてインバータの出力電圧の絶対値指令Ｖ*
_1a 及び電動機内部相差角指令δ* を演算し出力する。
その演算内容を表現する式を再記すると、次式となる。

【０１１４】

【数２０】

【０１１５】但し、ｒ₁＝ｒ*₁＋Δｒ₁ ｌ₁＋ｌ₂′＝(ｌ₁*＋ｌ₂′*)＋Δ(ｌ₁＋ｌ₂′) 係数器２５は二次鎖交磁束φ*_2d とω*₁の積を出力し、
加算器２６において、係数器６１からの出力ｒ₁ｉ_1qと
乗算器６２からの出力ω*₁(ｌ₁＋ｌ₂′)ｉ_1d が加算さ
れ、Ｖ*₁の演算式におけるcosδ*の係数が求まる。一
方、係数器６４の出力r₁i_1dと乗算器６３の出力ω*₁(ｌ
₁＋ｌ₂′)ｉ_1qが、減算器６５で引かれ、Ｖ*_1a の演算
式におけるsinδ*の係数が求まる。割算器２８では、加
算器２６の出力と減算器６５の出力の割り算が行われ、
その結果から関数器２９は、内部相差角指令δ* を出力
する。

【０１１６】次に、関数器３３及び乗算器３４によりＶ
*_1a の右辺第１項が演算され、また関数器３５と乗算器
６６により同第２項が演算される。そして、加算器３８
からＶ*_1a が出力される。以上のＶ*_1a 及びδ* を使っ
て各相の電圧指令が座標変換器７において演算され、イ
ンバータ１の出力電圧が制御される。

【０１１７】ところで、一次抵抗ｒ₁ は、電動機の運転
状態によって変わる電動機内部の温度の影響を大きく受
け、その値は大きく、変動する。この変動によって、電
動機の出力特性、例えばトルク／ｉ_1qの値は非常に変化
する。この傾向は、特に運転周波数が低い場合に顕著で
ある。従って、以下の様にして、一次抵抗変動の影響を
除去している。すなわち、低周波検出器７０は、周波数
指令ω*₁が入力され、その指令値の絶対値が、所定の値
以下の時に動作信号を出力し、その値以上の時には動作
信号を出力しない。スイッチ７１は、動作信号が入力し
た時に「閉」の状態となり、減算器７３からの出力（ｉ
*_1d−ｉ_1d)を定数同定器７２へ送る。定数同定器７２
は、入力信号に基づいて定数変動量Δｒ₁ を同定する
が、入力が無い場合は、値を保持し続ける。同定した値
は係数器６１と６４に送られ、係数の値が調整される。
なお、すべり演算器２１の係数は、二次抵抗値に比例し
ており、また、電動機内部では、一次抵抗と二次抵抗は
ほぼ同様な変化をする。そこで、同定値は、すべり演算
器２１にも送られ、係数値の調整に使われる。その際、
係数器７５を信号が通り、そこで、一次抵抗変動量Δｒ
₁は二次抵抗変動量Δｒ₂に変換される。

【０１１８】ところで、高速運転域では、一次抵抗変動
の影響よりは、漏れリアクタンス変動の影響の方が大き
い。しかし、漏れリアクタンス変動が、運転特性に及ぼ
す悪影響は、高速運転域では大きくなく問題にしなくて
も実用上さしつかえない。従って、低速運転時のみ一次
抵抗を修正すれば十分である。

【０１１９】以上説明したように、図１６〜図２０の実
施例によれば、誘導電動機の電動機定数の変動の影響を
補償することができ、誘導起動力（磁束）の変動と、そ
れに伴う速度制御精度の劣化やトルク低下を防止するこ
とができる。

【０１２０】図２１の実施例は制御定数の簡便な設定手
段を備えた電動機の制御システムである。同図の制御シ
ステムにおいてはベクトル制御の電圧指令演算部におい
て、電圧指令信号および位相指令信号演算する際、制御
特性に影響を及ぼさない範囲で近似演算して、制御定数
の設定項目を最少化したことについては先に述べた。こ
れらの定数の設定に際しては、電動機容量と極数とに応
じて電動機毎の電動機定数を予め制御装置に記憶してお
く。そしてユーザが使用する際に電動機の銘板から上記
容量と極数とを読み取りそれを制御装置に入力すること
により、最適な制御定数を自動的に設定することができ
る。

【０１２１】すなわち、図２１の実施例制御定数を電動
機の電気定数に応じて設定するための方法において、接
続候補となる種々の電動機の少なくとも電動機容量と極
数とをパラメータとして各電動機の制御定数を予め制御
装置内に記憶し、実際に接続される電動機の電動機容量
と極数とをユーザが制御装置に入力し当該電動機に対応
する制御定数を前記記憶手段から呼び出し設定するよう
にした。

【０１２２】また、制御対象の電動機は、ベクトル制御
に限る必要はなく、その他の制御法も併用可能である。
その際の制御方法は、ベクトル制御法と他の制御法とを
切換えるステップと、ベクトル制御法を選択したとき
に、接続候補となる種々の電動機の少なくとも電動機の
容量と極数とをパラメータとして各電動機の制御定数を
予め記憶手段に記憶しておき実際に接続される電動機の
電動機容量と極数とをユーザが制御装置に入力し当該モ
ータに対応する制御定数を記憶手段から呼び出し設定す
る手段による設定と他の設定手段による設定と、を切換
えるステップとを設ければ、電動機の使用目的に応じ
て、最適の制御法と制御定数設定方式とを選択できる。

【０１２３】例えば図２２においてベクトル制御からｖ
／ｆ制御に切換えるにはＩ_1d,Ｉ_1qの電流フィードバッ
ク及びδの出力を零に設定することにより容易に達成で
きる。

【０１２４】汎用電動機を広く調査した結果、 Ａ．汎用電動機の制御定数は、電動機容量と極数とによ
りほぼ定まる。

【０１２５】Ｂ．電動機の制御定数は、電動機の製作誤
差等により僅かに変動するが、それらは制御精度に大き
な影響を及ぼす程ではない。

【０１２６】ことが判明した。

【０１２７】従って、電動機容量と極数とに対応した電
動機定数を予め制御装置に記憶しておけば、電動機容量
と極数とをパラメータとして入力するだけで制御定数を
自動設定できることになる。

【０１２８】このようにして、電動機の種類が変わって
も制御定数を簡便かつ正確に設定できる。

【０１２９】図２１において積分器３は、一次周波数指
令ω*₁を積分して電圧位相信号θ*を出力する。トルク
電流成分検出器４は、電圧位相信号θ* を基準としてト
ルク電流成分ｉ_1qを検出する。すべり周波数演算器５０
は、トルク電流成分ｉ_1qにすべり係数Ｋ_S を乗じ、すべ
り周波数推定値ω_S を出力する。電圧指令演算器６は推
定値ω_S に応じて演算される一次周波数指令ω*₁，トル
ク電流成分ｉ_1q、および電動機定数設定器８８からの電
動機定数に基づいて、電圧ベクトルの大きさＶ*_1a と内
部相差角δ* （一次電圧と誘導起電力との位相差）を演
算する。３相電圧指令演算器７は、電圧ベクトルの大き
さＶ*_1a と内部相差角δ* と電圧位相信号θ* とに基づ
いて、３相出力電圧指令信号Ｖ*_u，Ｖ*_v，Ｖ*_wを演算す
る。一方、電動機定数設定器８８は、ユーザが電動機２
の容量Ｐ₂ および極数Ｐを図示しない入力手段により入
力すると、その電動機に応じた種々の定数をすべり周波
数演算器５０および電圧指令演算器６に出力し設定す
る。

【０１３０】次に、各演算器の演算を説明する。すべり
周波数演算器５０では、すべり周波数ω_S を次式により
演算する。

【０１３１】

【数２１】

【０１３２】 Ｔ₂ ：二次時定数、 Ｋ_S ：１／（Ｔ₂・Ｉ_1d） 次に、上記演算器の電動機定数設定について説明する。
電圧指令演算器６の演算は数６，数８，数９，数１１に
従ってなされるが、演算時間を短縮するために、励磁電
流Ｉ_1dには設定値Ｉ*_1d を使い定数化している。従っ
て、設定に必要な定数は、Ｉ*_1d，Ｋｌ〔＝Ｌσ／(ｌ₁
＋Ｍ)〕，ｒ₁，φ₁である。まず、一次磁束鎖交数φ₁
の設定については、誘導電動機の定格一次端子電圧Ｖ₁₀
と定格一次周波数ｆ₁₀から次式で設定される。

【０１３３】

【数２２】

【０１３４】例えば、電動機定格電圧がＶ₁₀＝２００
Ｖ，定格周波数がｆ₁₀＝５０Ｈｚであれば、φ₁＝０.３
６７Ｗｂ・Ｔとして設定する。

【０１３５】Ｋｌの設定では、Ｋｌ＝Ｌσ／(ｌ₁＋Ｌ₁)
で演算できるが、電動機の出力容量が異なっても、漏れ
インダクタンス対一次インダクタンスの比Ｋｌが５〜１
５％の範囲にあり、また、その範囲であれば制御特性へ
の影響は殆ど問題とならない。そこで、すでに述べたよ
うに、例えば、Ｋｌ＝０.１ として初期設定する。

【０１３６】一次抵抗ｒ₁ および励磁電流Ｉ_1dの設定で
は、ｒ₁ およびＩ_1dが電動機容量および極数により異な
るため、電動機設定器８８により設定する。

【０１３７】一方、すべり周波数演算器５０における定
数設定には、数２１から明らかなように、二次時定数Ｔ
₂ と励磁電流Ｉ_1dとを要し、これらの定数も電動機に応
じて異なるから、電動機定数設定器８８により設定す
る。

【０１３８】以上の考察により、電動機の機種に応じて
設定すべき定数は、ｒ₁，Ｉ_1d，Ｔ₂の３種類のみで良い
ことが分かった。これらの定数は電動機の機種により変
化するが、電動機の出力容量Ｐ₂ と極数Ｐとが定まれ
ば、メーカを問わず、定数の変動範囲は±２０〜３０％
以内にあることが、調査の結果判明した。また、この程
度の変動があっても本発明の実施例で示したベクトル制
御方式では、制御精度への影響が小さい。従って、電動
機定数設定器８８には、電動機出力容量Ｐ₂ と極数Ｐと
に対応させて、定数ｒ₁，Ｉ_1d，Ｔ₂を予め記憶してお
き、ユーザが使用する電動機の銘板から容量Ｐ₂ および
極数Ｐを読み取り、電動機定数設定器８８に入力したと
きに、この設定器８８は前記設定定数ｒ₁，Ｉ_1d，Ｔ₂を
各演算器に自動設定する。

【０１３９】上記実施例によれば、ベクトル演算の簡略
化により制御定数の設定項目が最少化され、ベクトル制
御装置の制御定数が、実際に使用される電動機の銘板に
記された容量と極数とを読み取り電動機定数設定器に入
力するだけでよく、制御定数の設定が容易になる。

【０１４０】本発明の他の実施例を図２２に示す。図２
１の実施例の演算では、励磁電流Ｉ_1dの値として設定値
を用いたが、ここではトルク電流成分検出器４′による
検出値を用いている。すなわち、Ｉ_1dおよびＩ_1qは電動
機一次電流ｉ_u，ｉ_v ，ｉ_wから数２により演算できる。
これにより、電動機の機種に応じて設定する定数はｒ₁
およびＴ₂ のみで良いことになる。

【０１４１】本実施例によれば、ベクトル制御定数の設
定個数がさらに減少し、記憶容量の節約となり、しかも
Ｉ_1dの変動誤差による制御精度低下を防止できる。

【０１４２】本発明のさらに他の実施例を図２３に示
す。本実施例は、ベクトル制御法と他の制御法、またベ
クトル制御時に制御定数自動設定と手動設定を、１台の
汎用制御装置で選択できるようにしたものである。

【０１４３】図２１の実施例において、トルク電流検出
器４からの信号Ｉ_1qを零にすることで、ベクトル制御か
らＶ／ｆ制御（電圧／周波数一定制御）に切換えられ
る。次に、ベクトル制御を選択した場合、使用する電動
機定数に応じた制御定数を必要とする。その制御定数設
定方式としては、制御対象となる電動機が規格化された
汎用機種であれば、前記電動機定数設定器８８による自
動設定とし、専用機種の電動機のように規格外の電動機
では電動機定数の設定値または測定値に基づいて制御定
数を手動設定する。

【０１４４】このように、制御法と電動機の制御定数の
設定方式とを選択する手段を備えた本実施例では、１種
類の電動機制御装置で、多種類の電動機を多様に制御で
きることになる。

【０１４５】図２１，図２２の実施例によれば、ベクト
ル演算の簡略化により、制御定数の設定個数が最少化さ
れ、それらの定数を制御対象の電動機の銘板に表記され
た出力容量と極数のみで容易に設定できる電動機の制御
装置が得られる。

【０１４６】次に、図２４は図１，図１８，図２０その
他の制御システムに誘導電動機の回転速度や電流のオー
バシュートの発生を抑制する手段を付加した制御システ
ムの構成図である。

【０１４７】図２４の制御システムにつき以下で説明す
る。同図の制御システムにおいては、誘導電動機一次電
流のトルク成分を検出し、その検出値の不完全微分値に
応じてインバータ出力周波数及び出力電圧を制御すると
共に、トルク電流成分及びその不完全微分値より速度の
オーバシュートを検出し、この信号に基づいて不完全微
分を構成する一次遅れ要素の時定数を小さくする。即
ち、誘導電動機一次電流のトルク電流成分検出値Ｉ_1qに
応じてすべりを補償し、また、速度やトルク急変時等の
過渡状態においては、Ｉ_1qの不完全微分値すなわちＩ_1q
の変化分に応じて周波数と電圧を補償制御して、すべり
を適正に制御するので電流の脈動や過大を防止する。ま
た、Ｉ_1qの不完全微分値の極性とＩ_1qの個性を照合する
ことで力行及び回生各場合におけるオーバシュートが検
出でき、その検出信号に基づいて不完全微分の時定数を
小さくすると、不完全微分値による周波数及び電圧への
補償量はすみやかに減衰するためオーバシュートが発生
することはない。

【０１４８】図２４中の破線で囲んだ部分は周波数制御
部５′′′である。前記Ｉ_1qはすべり演算器５０及び不
完全微分器５２に各々入力され、すべり周波数ω_S 及び
Ｉ_1qの変化分Δωを演算する。各出力は加算器５３にお
いて速度指令ω*_rにω_S は加算、Δωは減算され一次周
波数指令ω*₁を出力する。また、図中１点鎖線で囲む部
分は速度オーバシュート検出部５５５で、符号判別器５
４，５５にはＩ_1q及びＩ_1qの不完全微分出力値Δωが入
力される。各々の符号信号は排他的論理和器５６で論理
演算され、その出力に基づいて不完全微分器５２の時定
数Ｔ_d あるいはゲインＫ_d を変化させる。

【０１４９】次に図２４の制御システムの動作を説明す
る。トルク電流成分の検出値Ｉ_1qは誘導電動機のすべり
周波数に比例することから、該Ｉ_1qに比例係数Ｋ_S を乗
じることですべり周波数ω_S は推定できる。従って、負
荷や速度が急峻に変動しない定常状態では、一次周波数
指令ω*₁は速度指令ω*_r とすべり周波数推定値ω_Sの和
で制御されるため、負荷が変動しても回転速度ω_r はそ
の指令値ω*_rに一致して制御される。

【０１５０】一方、負荷や速度が急峻に変化する過渡状
態では、例えば図２５に示すように速度指令ω*_rにステ
ップ指令が与えられた場合、すべりの増加によりＩ_1qが
増加する。しかし、このときＩ_1qを不完全微分した変化
量Δωがω*_rより減算されるため、一次周波数指令ω*₁
の増加率は下がり、該ω*₁に応じて制御されるインバー
タの出力周波数及び出力電圧増加率が下がることから、
Ｉ_1qは急峻には増加しない。

【０１５１】これにより、本制御方式は速度推定値及び
電流指令値を演算しないが、上記した電流ダンピング制
御によつてすべりを常に適正に制御することから、ＡＣ
Ｒと同等な機能を有している。

【０１５２】しかし、制御の応答性を向上させようにし
て上記電流ダンピング制御を強くすると、すなわち不完
全微分の時定数を小さく、ゲインを大きくすると急峻や
速度指令や負荷の変動においては、図２６に示すように
Ｉ_1qの不完全微分出力Δωによって一次周波数指令ω*₁
が定常値以上となり、回転速度ω_r にオーバシュートを
発生させる。しかし、同図Ｉ_1qとΔωの波形をみるとわ
かるようにω*₁のオーバシュート時には両波形の極性は
逆極性となることに気付く、従って両者の極性の符号よ
り判別しオーバシュートが検出できることがわかる。そ
して、その検出信号に基づいて不完全微分（Ｋ_d・Ｓ／
(１＋Ｔ_d・Ｓ)の時定数Ｔ_d あるいはゲインＫ_d を小さ
くすると、その出力値Δωは急峻に減衰し、ω*₁への影
響はなくなり、速度のオーバシュートは抑制できる。

【０１５３】図２７，図２８は不完全微分の時定数やゲ
インをオーバシュート検出信号に基づき変化させる具体
的方法を示す。

【０１５４】図２７の実施例は、係数器５２１，一次遅
れ５２２及び減算器５２３からなる不完全微分構成ブロ
ックにおいて、一次遅れ５２２にフィードバックする係
数器５２４を設け、この係数Ｋ_F をオーバシュート検出
信号に基づき変化させようにしたものである。ここで、
定常時ではＫ_F を零とするが、オーバシュート時にはＫ
_F を所定値にする。これにより不完全微分における一次
遅れの時定数は１／（１＋Ｋ_F)倍に減少される。なお、
５２５は、係数器５２１の出力から係数器５２４の出力
を減算し一次遅れ５２２の入力に入力する減算器であ
る。

【０１５５】図２８の実施例は、係数器５２１，積分器
５２６及び減算器５２３からなる構成において、積分器
の出力その入力にフィードバックする係数器５２４を設
け、この係数Ｋ_F を、通常時ではＫ_F ＝１とし、オーバ
シュート時にはＫ_F を所定値（Ｋ_F＞１)に変更するよう
にしたものである。これにより不完全微分における一次
遅れ時定数は１／Ｋ_F 倍に減少される。

【０１５６】なお、上記ではオーバシュート時において
不完全微分の時定数やゲインを変化させたが、図２９の
ように不完全微分器５２の出力側にスイッチ５４を設
け、オーバシュート検出信号に基づいて該スイッチを入
切してもオーバシュートの発生は防止できる。

【０１５７】以上、図２４，図２７，図２８，図２９の
実施例によれば、電動機一次電流のトルク電流成分Ｉ_1q
の不完全微分値Δωにより、一次周波数指令ω*₁を制御
し、すべりを適正に制御することから、急峻な速度や負
荷変動に対しても電流の脈動や過大が防止できる効果が
あり、また速度検出器を用いることなく上記Ｉ_1q及びΔ
ωに基づいて速度のオーバシュートが検出でき、その検
出信号に基づいて一次周波数ω*₁を制御することでオー
バシュートが抑制できるため、回転速度や電流を高安定
かつ高精度に制御できるという効果がある。

【０１５８】なお、上述の制御システムではＩ_1qの変化
量Δωを不完全微分より求める構成としたが、微分で構
成しても同様な効果は得られることはもちろんである。

【０１５９】また、上記の制御システムにおいて、回生
は行わず電動運転のみ行う場合では上記Ｉ_1qの符号判別
器は不要で、Δωの符号判別器のみでオーバシュート検
出は可能である。

【０１６０】上述してきた本発明の誘導電動機の制御方
法では、電圧制御により一次電圧を操作して電動機をベ
クトル制御する。この方法は、一次電流が変動しても磁
束が変動しないような関係にある一次電圧の指令値を、
速度指令信号ω*_rとトルク電流成分検出値Ｉ_1q及び電動
機の電気定数に基づいて演算し、これに従い出力電圧を
制御するものである。

【０１６１】この制御方法においては、電流（トルク）
が急峻に変化しない定数状態では指令値に従って安定に
回転速度は制御されるので何等の問題もない。しかし、
過渡時においては、電動機のインダクタンスと一次電流
との影響を受けて磁束が変化するため、電動機の発生ト
ルクが変化し、速度制御が不安定になる可能性がある。

【０１６２】この対策として、電動機一次電流を検出
し、その励磁電流成分Ｉ_1dが励磁電流指令値Ｉ*_1d と一
致するように電圧を制御する方法が考えられる。しか
し、このようなフィードバックループを設けると、ルー
プゲインの設定やオフセットを生じない電流調節器が必
要で、さらにその定数設定が必要なため、制御構成及び
制御設計が複雑になるといった問題が生じる。

【０１６３】図３０の制御システムは、上記したような
電流調節器を用いることなく過渡時の磁束変動を抑制
し、もって高精度・高応答に誘導電動機を制御するシス
テムを示す。

【０１６４】図３０の制御システムに適用した制御方法
のポイントは、誘導電動機に給電される電流の変化量を
検出し、この変化量に応じて周波数変換器の出力電圧の
位相を補正するようにしたところにある。

【０１６５】ここで、上記給電電流とは、その一次電流
又はトルク成分電流に比例した電流であり、その変化量
は、指令値又は実測値のいずれから求めても良い。

【０１６６】以下で図３０に適用した制御方法の原理に
つき図面を参照して説明する。

【０１６７】磁束変動、特にそのｑ軸成分φ_2q，トルク
電流成分Ｉ_1qの変化量に比例することが解った。また、
このトルク電流成分Ｉ_1qの変化量は、励磁電流成分Ｉ_1d
が一定であれば、一次電流Ｉ₁ の変化量に比例する。

【０１６８】従って、上記トルク電流成分Ｉ_1q又は一次
電流Ｉ_1d 等の電動機給電電流の変化量に応じて周波数
変換器の出力電圧位相を補正すれば、ｑ軸成分の磁束φ
_2qの発生を抑制することができる。このため、急峻な電
流（トルク）変化時においても磁束変動を抑制すること
ができ、磁束を指令値通りに保持することができるの
で、高精度及び高応答の速度制御が実現できる。

【０１６９】図３２は、図３１に示す誘導電動機の等価
回路に基づく電圧と電流及び磁束のベクトル図で、ｄ−
ｑ軸は同期角周波数ω₁ で回転する直交座標である。こ
こで電圧ベクトルＶ₁ は誘導起電力Ｅ₁′と電動機内部
インピーダンス降下(ｒ₁Ｉ₁＋ω₁・ＬσＩ₁）の和で与
えられ、Ｖ₁とＥ₁′との間には内部インピーダンス降下
に応じた内部相差角δを有する。ここでＥ₁′ のベクト
ルの方向をｑ軸に一致させると、一次電圧Ｖ₁ の大きさ
Ｖ_1a及び内部相差角δは、電動機一次電流Ｉ₁ の成分Ｉ
_1d，Ｉ_1q及び電動機定数に基づき前述数３，数４で示さ
れる。

【０１７０】ここでＥ₁′，Ｉ_1d，Ｉ_1q の指令値あるい
は実際値及び電動機定数に基づいてＶ_1a，δの指令値Ｖ
*_1a，δ*を演算し、それを制御すれば結果としてＥ₁′
は電流に無関係に一定、すなわち磁束φ_2dは一定に制御
できる。しかし、電流（トルク）が急峻に変化する過渡
時においては漏れインダクタンスＬσにより一次電流に
遅れが生じるため、制御上で用いたｄ−ｑ軸座標に対し
て、実際の座標軸ｍ−ｔ軸は漏れ磁束（ｑ軸磁束Δ
φ_2q）に相当した角度分だけずれる。そこで図３０のシ
ステムでは、このずれ角Δθを下述の方法で検出し、該
Δθでもって電圧の位相を補正する。

【０１７１】上記したΔφ_2qによる軸ずれ角Δθは以下
のようにして検出できる。いま、誘導電動機の電流及び
磁束を変数にとる状態方程式は次式で与えられる。

【０１７２】

【数２３】

【０１７３】ここで、Ｐ：微分演算子、ｒ₂′ ：一次換
算二次抵抗、Ｍ：相互インダクタンス、Ｌ₂：二次イン
ダクタンス、Ｔ₂：二次時定数（Ｌ₂／ｒ₂）、ω_r ：回
転子角周波数、ω_S ：すべり角周波数、また、変数（ベ
クトル値）Ｉ₁ ，φ₂ ，ｖ₁ を直交ｄ−ｑ軸座標系で表
わすと次式である。

【０１７４】

【数２４】

【０１７５】インバータにより、電動機一次電圧の各ｄ
−ｑ軸成分ｖ_1d，ｖ_1qが、指令値に比例して制御される
ことを仮定すると、ｖ_1d，ｖ_1qは

【０１７６】

【数２５】

【０１７７】であるから、数２５を数２３に代入し、さ
らに磁束φ_2dが一定に制御されると仮定すると、ｑ軸成
分に関しての状態方程式は次式となる。

【０１７８】

【数２６】

【０１７９】これより、ｐφ_2qをＩ_1qを用いて示せば

【０１８０】

【数２７】

【０１８１】となり、φ_2qはＩ_1qの漏れインダクタンス
降下相当分だけ変動する。そして、φ_2qの変動量Δφ_2q
をｄ−ｑ軸差標上における座標軸のずれ角Δθで表わす
と、

【０１８２】

【数２８】

【０１８３】となる。ここでΔφ_2q≪φ_2dであるから数
２８は

【０１８４】

【数２９】

【０１８５】となり、ΔθはΔＩ_1qの変化量から検出で
きることがわかる。

【０１８６】次に、以上の原理に基づく本発明の制御方
法の一実施例を図３０より説明する。積分器３により一
次角周波数指令ω*₁を積分して得られる位相基準信号θ
* を基準として、電流検出器４により電動機一次電流の
ｑ軸成分（トルク電流成分）を検出し、該Ｉ_1qに基づい
てすべり演算器５０ですべり角周波数ω_S を演算し、該
ω_S と速度指令ω*_rとの加算により一次角周波数ω*₁を
制御する。一方、電圧指令演算器６は磁束を発生させる
ためのｄ軸成分（励磁電流）指令値Ｉ*_1d と上記トルク
電流検出値Ｉ_1q及びω*₁を入力し、前述数３，数４に基
づいて電圧ベクトルの大きさＶ*_1a と内部相差角δ（一
次電圧と誘導起電力との位相差）を演算する。ここで電
圧の位相は、上記位相基準信号θと内部相差角δ* 、及
び、微分器６７にトルク電流検出値Ｉ*_1q を入力し、前
述数２９に基づいて演算した軸ずれ角Δθとの加算より
求める。得られた電圧位相信号（θ* ＋δ−Δθ）及び
電圧の大きさＶ*_1a は座標変換器７により３相電圧指令
値Ｖ*_u〜Ｖ*_wに変換され、該電圧指令値によりインバー
タ１を制御する。

【０１８７】上記制御により電流（トルク）の急変時に
おいて磁束変動φ_2qが生じ実際の座標値（ｍ−ｔ軸）が
ｄ−ｑ軸よりずれた場合でも、微分演算器６７の出力値
Δθでもって電圧位相が修正されｍ−ｔ軸にｄ−ｑ軸が
常に一致するように制御される。

【０１８８】この実施例の制御特性について、図３３を
用いで説明する。同図は、２.２ＫＷの誘導電動機を供
試機とし、インバータの速度指令ω*_rにステップ変化を
与えた際の、過渡時の制御特性を示す。同図（ａ）は従
来特性、（ｂ）は本実施例の特性である。

【０１８９】先ず、図３３（ａ）では、速度指令ω*_rの
変化に対して、実際の回転速度ω_rは追従せず、脈動す
る。これは、図から分るように、電圧指令Ｖ*₁，δ* と
電流Ｉ_1d，Ｉ_1q、及び磁束φ_2d，φ_2qの脈動による相乗
作用によるものである。最終的には発散まで至り、制御
困難となる。

【０１９０】これに対して本実施例では、図３３（ｂ）
に示すように、過渡時に微少のφ_2qが発生しているが、
このφ_2qの変化量に応じて電圧位相が補正されることか
ら、磁束φ_2dは略一定に制御させることになる。この
時、電流Ｉ_1d，Ｉ_1q、及び実速度ω_r の波形から明らか
なように、制御が安定に行われていることが判る。

【０１９１】従って、本実施例によれば、いかなる外乱
に対しても高速な制御応答が得られ、また、磁束が常に
一定に保たれることから、トルク及び速度が高精度に制
御できる。

【０１９２】図３４は図３０に適用した本発明の制御方
法の他の実施例を示す。図３０の実施例では速度検出器
を用いない構成で本発明を適用したため、磁束変動を防
止する微分器６７の入力に電流検出値を用いた。この
点、本実施例では、電動機２に取付けた速度検出器９３
によって回転速度ω_rを検出し、該ω_rとその指令値ω*_r
の偏差に応じて速度調節器(ＡＳＲ)４０より出力される
トルク電流指令値Ｉ*_1qを用い、この指令値Ｉ*_1q を基
に、微分器６７により軸ずれ角Δθを演算し、電圧位相
を修正している。

【０１９３】本実施例によれば、電圧位相補正により磁
束一定制御できることに加えて、速度検出器及び速度調
節器により回転速度を安定に制御することができる。

【０１９４】図３０，図３４の実施例によれば、過渡的
な電流（トルク）変化に伴う磁束変動を抑制できるの
で、磁束を略一定に保持することができ、高精度及び高
応答な速度制御を実現することができる。

【０１９５】図３５は、図１の実施例に図１８，図２
１，図２４，図３０でそれぞれ示した定数同定器，定数
設定器，速度オーバシュート検出部，微分器を全て加え
た本発明による制御方法の実施例である。この実施例に
よれば、電流センサのみによる簡単なシステム構成で様
々な誘導電動機の回転速度，電流を高精度に制御できる
という効果が得られる。図３５の説明は省略する。

【０１９６】なお、図３５の実施例以外にも、今まで説
明して来た様な構成を組合わせることにより様々な制御
システムが可能であることは云うまでもなく、又、その
ような様々な制御システムも本発明のsprit から逸脱す
るものではない。

【０１９７】次に、前記した本発明の第２の目的を達成
するための制御原理を説明する。

【０１９８】まず、誘導電動機が負荷から要求されるト
ルクに対し、電動機で発生する全損失が常に最小の値と
なる励磁電流の決め方を説明する。

【０１９９】一般に、誘導電動機に対しては、図３に示
すように、励磁電流Ｉ_1dとトルク電流Ｉ_1qがべクトル的
に直交する等価回路により表わすことができるものと
し、説明を簡単化するために、誘導電動機には磁気飽和
が無いと仮定し、磁束Φと励磁電流Ｉ_1dは比例するもの
とする。図３１において、（ｌ₁＋ｌ₂）は漏れインダク
タンス、Ｍは励磁インダクタンス、ｒ₁は一次抵抗、ｒ₂
は二次抵抗、ｓはすべりである。

【０２００】この図３１に示す等価回路に対し、励磁電
流Ｉ_1d，一次電流Ｉ₁ ，一次換算トルク電流Ｉ_1q，トル
クＴ₁ の間には、次の数３０〜数３３で示す関係が成立
する。

【０２０１】

【数３０】 Ｉ_1dr ²＋Ｉ_1qr ²＝Ｉ_1r ² …（数３０）

【０２０２】

【数３１】 Ｉ_1d ²＋Ｉ_1q ²＝Ｉ₁ ² …（数３１）

【０２０３】

【数３２】 φ∝Ｉ_1q …（数３２）

【０２０４】

【数３３】

【０２０５】但し、前記上式において、添字ｒは定格運
転時の値を意味し、Ｉ_1rは一次定格電流、I_1qrは一次側
換算の二次定格トルク電流、Ｔ_r は定格トルク、Ｉ_1dは
定格励磁電流である。

【０２０６】誘導電動機が定格トルクで運転されている
ときのトルク電流Ｉ_1qrと一次定格電流Ｉ_1r との位相角
θ_rは、次に示す数３４より求めることができる。

【０２０７】

【数３４】

【０２０８】また、任意の運転状態における励磁電流Ｉ
_1dと定格励磁電流Ｉ_1drとの比をｍとおくことにする。

【０２０９】

【数３５】 ｍ＝Ｉ_1d／Ｉ_1dr …（数３５） 前記数３１，数３３，数３４，数３５からＩ_1q，
Ｉ_1qr，Ｉ_1d，Ｉ_1drを消去して、一次電流Ｉ₁ に対して
成立する式を算出すると、次に示す数３６得ることがで
きる。

【０２１０】

【数３６】

【０２１１】いま、評価関数として、誘導電動機で発生
する全損失をとることにする。

【０２１２】まず、電動機の巻線抵抗に発生する抵抗損
としての一次抵抗損Ｌ_r1は、前述の数３６を用いて次式
により求めることができる。

【０２１３】

【数３７】

【０２１４】誘導電動機の回転子銅バーで発生する二次
抵抗損Ｌ_r2は、前述の数３３，数３４を用いて次式によ
り求めることができる。

【０２１５】

【数３８】

【０２１６】また、電動機の固定子鉄心中で発生するヒ
ステリシス損Ｌ_h は、前述の数３４，数３５を用いてほ
ぼ次式により求めることができる。

【０２１７】

【数３９】 Ｌ_h＝Ｋ′_h・ω₁・Ｂ² _m ＝Ｋ_h・ω₁・ｍ²・Ｉ² _1r・sin²θ_r …（数３９） この数３９において、Ｂ_m は電動機の空隙における磁束
密度、Ｋ′_h，Ｋ_hは固定子鉄心の重量や材質，構造等に
よって決まる比例係数である。

【０２１８】この数３９から理解できるように、ヒステ
リシス損Ｌ_h は、励磁電流の２乗、いいかえるとｍの２
乗に比例し、駆動制御装置の出力周波数に比例してい
る。

【０２１９】さらに、固定子鉄心にはうず電流値Ｉ_e が
発生するが、このうず電流損Ｌ_e は、数３９と同様に、
前述の数３４，数３５とを用いて次式により求めること
ができる。

【０２２０】

【数４０】 Ｌ_e＝Ｋ′_e・ω² ₁・Ｂ² _m ＝Ｋ_e・ω² ₁・ｍ²・Ｉ² _1r・sin²θ_r …（数４０） この数４０において、Ｋ′_e，Ｋ_eは、ヒステリシス損と
同様に、固定子鉄心の重量や材質，構造等によって決ま
る比例係数である。

【０２２１】前述した４種の損失が、誘導電動機の全損
失のうち、制御可能な主たる損失であり、これらの和が
最小となるように励磁電流を制御すれば、誘導電動機を
理想的に制御できることになる。この全損失Ｌ_T は、数
３７〜数４０をまとめて次のように表すことができる。

【０２２２】

【数４１】

【０２２３】この全損失Ｌ_T が最小となる条件を求める
ために、数４１を次のように変形する。

【０２２４】

【数４２】

【０２２５】この数４２において、全損失Ｌ_T が最小の
値となるのは、次に示す数４３が成り立つ場合であり、
そのときのｍの値をｍ_Oとすると、ｍ_Oが数４３の値を満
たすとき、電動機が必要とするトルクＴ₁ に対し、電動
機内で発生する全損失Ｌ_T が最小の値となる。

【０２２６】

【数４３】

【０２２７】そして、全損失の最小値Ｌ_TOは、次式で求
めることができる。

【０２２８】

【数４４】

【０２２９】本発明は、以上説明した数式に基づいて誘
導電動機の励磁電流の制御を行うものであり、これによ
り誘導電動機を最高効率で運転することが可能となる。

【０２３０】以下、本発明による誘導電動機駆動制御装
置の実施例を図面により詳細に説明する。図３６は本発
明の実施例の構成を示すブロック図である。同図におい
て、３０２は電圧型電力変換器、３０４は係数器、３０
６は電流検出器、３０９は加算器、３１０は一次遅れ
器、３１１は積分器、３１２は関数発生器、３１３は２
相−３相変換器、３１４,３１６,３１７は比較器、３１
５は速度調節器、３１８，３１９は演算器である。

【０２３１】図３６に示す実施例が前述した図１や図４
と大きく異なる点は、図３６に示す励磁電流指令演算器
３０８の構成であり、本発明の励磁電流指令演算器３０
８が、インバータ出力角周波数ω*₁と、負荷トルクに対
応したトルク電流値Ｉ_1qを取込み、これらのデータを用
いて最適な励磁電流の値を決定するようにした点であ
る。

【０２３２】図３６において、誘導電動機２は、電圧型
電力変換器３０２の出力可変周波電力によって制御され
る。回転速度検出器（ＰＧ）９３は、誘導電動機２の回
転速度を検出し、その出力信号は、回転子角周波数を極
対数であるＰ倍する係数乗算器３０４に伝えられる。誘
導電動機２のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の巻線には、各相
の一次電流を検出し、一次電流に対応した電流帰還信号
Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_w を出力する一次電流検出器３０５ａ，３
０５ｂ，３０５ｃが設けられている。この一次電流検出
器３０５ａ，３０５ｂ，３０５ｃの出力信号は、電流検
出器３０６に与えられる。この電流検出器３０６は、一
次電流検出器の出力信号を誘導電動機２の同期角周波数
（二次鎖交磁束ベクトルの角周波数）ω*₁で回転する、
互いに直交する回転座標系の２軸成分、すなわち、励磁
電流成分Ｉ_1dと、トルク電流成分Ｉ_1qに変換する。この
トルク電流成分Ｉ_1qは、すべり角周波数演算器３０７と
励磁電流指令値演算器３０８等に与えられる。すべり角
周波数演算器３０７は、励磁電流指令値演算器３０８か
ら出力される励磁電流指令値Ｉ*_1d とトルク電流成分Ｉ
_1qを用いて、すべり角周波数の指令値Ｐω*_Sを演算す
る。そして、このすべり角周波数指令値Ｐω*_Sは、加算
器３０９に送られ、そこで、前述した係数乗算器３０４
の出力Ｐω_r と加算される。この加算結果が、前述し
た、誘導電動機同期角周波数ω*₁として出力される。

【０２３３】励磁電流指令値演算器３０８は、絶対値信
号変換回路３０８ａと、指令値演算回路３０８ｂと、最
大値信号選択回路３０８ｃと、最大値保持レジスタ３０
８ｄとの４つの回路により構成されている。前述の電流
検出器３０６の出力信号であるトルク電流成分Ｉ_1qは、
この励磁電流指令値演算器３０８内の絶対値信号変換回
路３０８ａに入力され、絶対値信号変換回路３０８ａ
は、常に正の信号であるトルク電流成分Ｉ_1qの絶対値｜
Ｉ_1q｜を指令値演算回路３０８ｂに対して出力する。指
令値演算回路３０８ｂは、前述した原理に基づいて、誘
導電動機で発生する全損失が最小となるように励磁電流
Ｉ_1dを、

【０２３４】

【数４５】

【０２３５】として演算することにより求める。その
際、指令値演算回路３０８ｂは、加算器３０９が出力し
ている角周波数ω*₁を一次遅れ器３１０を通して取込
み、励磁電流Ｉ_1dの演算のために用いている。

【０２３６】ここで、一次遅れ器３１０の役割について
簡単に説明する。もし、この一次遅れ器３１０が無いと
すると、次のような現象が起こり得る。すなわち、角周
波数ω*₁が、何らかの原因で急に変動し、その値が大き
くなった場合、前述の式で決まる励磁電流Ｉ_1dの値が小
さくなり、この励磁電流Ｉ_1dをもとにして演算されるす
べり角周波数Ｐω*_Sが大きくなるので、結果として角周
波数ω*₁がさらに大きくなるというポジティブな制御が
行われる現象が生じる。従って、場合によっては、角周
波数ω*₁が発散してしまうことになる。一次遅れ器３１
０は、このような角周波数ω*₁の急激な変化を抑えるた
めに有効に作用する。

【０２３７】指令値演算回路３０８ｂにより前述のよう
にして求められた最適な励磁電流Ｉ_1dOは、最大値信号
選択回路３０８ｃに送られる。最大値信号選択回路３０
８cは、指令値演算回路３０８ｂからの入力信号Ｉ_1dOと
最大値保持レジスタ３０８dからの入力信号Ｉ_1drとの値
を比較し、Ｉ_1dOがI_1drより小さいときにＩ_1dO の値
を、Ｉ_1dOがＩ_1drより大きいときにＩ_1dr の値を、励磁
電流指令値Ｉ*_1d として、すべり角周波数演算器３０７
等に対して出力する。

【０２３８】積分器３１１は、前述の角周波数ω*₁を積
分して、二次鎖交磁束ベクトルの位相角指令θ* を出力
し、その出力信号を関数発生器３１２に送る。関数発生
器３１２は、この位相角指令θ* に対応した正弦波信号
sinθ*及び余弦波信号cosθ*を発生し、これらの信号を
電流検出器３０６及び２相−３相変換器３１３に送る。

【０２３９】回転速度検出器９３により検出された回転
子角周波数ω_r は、比較器３１４にも送られ、比較器３
１４により、回転子角周波数指令値ω*_rと比較される。
速度調節器３１５は、この比較器３１４からの回転子角
周波数の偏差を増幅し、トルク電流の指令値Ｉ*_1q を演
算して出力する。

【０２４０】比較器３１７は、このトルク電流の指令値
Ｉ*_1q と、電流検出器３０６の出力であるトルク電流成
分Ｉ_1qとを比較してその偏差を出力する。また、比較器
316は、電流検出器３０６の出力である励磁電流成分Ｉ
_1dと、励磁電流指令値演算器３０８の出力である励磁電
流指令値Ｉ*_1d とを比較してその偏差を出力する。

【０２４１】演算器３１８，３１９は、夫々、比較器３
１６及び３１７により検出された励磁電流偏差(Ｉ*_1d−
Ｉ_1d）とトルク電流偏差（Ｉ*_1q−Ｉ_1q)を増幅し、誘導
電動機１の励磁電流成分Ｉ_1d及びトルク電流成分Ｉ_1qが
常に所定の前記励磁電流指令値Ｉ*_1d及び前記トルク電
流指令値Ｉ*_1qに等しくなるように、一次電圧指令の励
磁電流軸の電圧成分Ｖ*_1d 及び、一次電圧指令のトルク
電流軸の電圧成分Ｖ*_1qを制御する。

【０２４２】２相−３相変換器３１３は、前記演算器３
１８，３１９から出力される励磁電流軸の電圧成分V*_1d
とトルク電流軸の電圧成分Ｖ*_1qを、３相の電圧指令値
Ｖ*_u,Ｖ*_v，Ｖ*_wに変換して、電圧型電力変換器３０２
に与える。

【０２４３】誘導電動機駆動制御回路において、最適な
励磁電流を決定する指令値演算回路３０８ｂで用いられ
る演算式では、トルクの代りにトルク電流が用いられて
いる。本発明の実施例のように、励磁電流を変化させる
場合には、誘導電動機が必要とする負荷トルクと、トル
ク電流とは、必ずしも比例関係にはなく、図３６内に示
す演算式で求めた励磁電流は、必ずしも最適値とは成ら
ない。しかし、例えば、誘導電動機の電流値が小さく、
出力トルクが小さい場合には、誘導電動機の回転数が下
がり、角周波数ω_r が小さくなるので、角周波数ω*₁も
小さくなる。この角周波数ω*₁が小さくなると、電流値
が大きくなり、負荷トルクに対応したトルクを出し得る
値まで、速やかに、トルク電流Ｉ_1qも増加する。従っ
て、トルクの代りにトルク電流Ｉ_1qを用いて励磁電流を
算出しても実用上さしつかえない。以上説明したよう
に、本実施例によれば、誘導電動機の必要なトルクに対
し、低周波数領域から高周波数領域の全領域にわたっ
て、電動機で発生する一次抵抗損，二次抵抗損，ヒステ
リシス損，うず電流損を合わせた全損失を最小にするこ
とができるので、電源容量を小さくすることができ、設
備のイニシャルコストの低減を図ることができる他、消
費エネルギーを節約できるという効果を奏する。また、
電動機内部の損失が少ないので、電動機内部で発生する
熱も少なく、温度上昇も抑えられるので、電動機の寿命
を延ばすことができ、信頼性の向上を図ることができる
という効果を奏する。

【０２４４】次に、インバータ回路のデッドタイム補償
の発明について説明する。

【０２４５】前述したように、電圧指令信号に従いイン
バータの出力電圧が制御されるが、以下に述べる原因で
出力電圧は指令値に対して制御誤差を生じる。その結
果、電動機の回転速度やトルクの制御特性の劣化が起こ
る。

【０２４６】一般に、図３７に示すように、トランジス
タＴＲ１−ＴＲ６とフライホイール（or回生）ダイオー
ドＤ₁−Ｄ₆の並列回路をブリッジ接続したインバータ主
回路１を持つものにおいて、例えば、トランジスタＴＲ
１とＴＲ２の上下アームの転流時に両トランジスタが同
時に点弧状態になる期間が生じると、その期間短絡状態
となるため、片方のトランジスタがターンオフしてから
わずかに遅れてもう一方をターンオンする制御がなされ
る。

【０２４７】これらの関係を図３８を使ってもう少し詳
しく説明する。電流ｉ_u が図３７において矢印の方向に
流れる場合に、制御電圧信号Ａと三角波Ｂとの比較によ
って得られるＰＷＭ波形に従ってトランジスタＴＲ１と
ＴＲ２を交互にオン・オフするのに際し、図３７のトラ
ンジスタＴＲ１とＴＲ２の接続点Ｘ（エックス）が負の
電位から正の電位に変化するのは、トランジスタＴＲ１
の点弧遅れ時間（デッドタイム）Ｔ_Dだけ遅れる。逆
に、電流ｉ_u が図３７において矢印と反対の方向に流れ
る場合には、接続点Ｘの電位が正から負に変化するの
が、トランジスタＴＲ２の点弧遅れ時間（デッドタイ
ム）Ｔ_Dだけ遅れる。この結果、図３８(ｄ)の太い実線
で示すような、希望の波形に対し斜線部の部分がなくな
り（一部加わり）、（ｆ）に示す波形となってしまう。
このことは、（ｅ）に示すような幅Ｔ_D のパルス状電圧
が逆極性に加わったものと等価である。従って、インバ
ータ出力電圧は、このパルス状電圧によって低下する。

【０２４８】これらのパルス状電圧は、（ａ）に示す回
転磁界より角度θ_i だけ位相が進んだ電流ｉ_u の極性と
関係がある。この角度θ_i は図３９に示すｄ軸電流とｑ
軸電流のなす角であるが、電流ｉ_u が正の時はパルス状
電圧が負、ｉ_u が負の時はパルス状電圧は正である。そ
こで、この電流ｉ_u の極性を見て、デッドタイム補償を
する。

【０２４９】デッドタイムによる出力電圧低下などの影
響を補償する回路構成を図４０に示す。電流検出器４′
では回転磁界座標の位相角θ* を使って電動機電流の、
ｄ軸電流成分Ｉ_1dとｑ軸電流成分Ｉ_1qを検出する。この
検出値を使って電流Ｉ₁ とｄ軸とのなす角θ_i を電流位
相演算器６００で演算する。加算器６７０では、この電
流位相θ_iと回転磁界の位相θ* とが加算され、その出
力信号（θ*＋θ_i)は関数発生器６８０に送られる。関
数発生器６８０では、角度(θ*＋θ_i)の余弦が計算さ
れ、cos(θ*＋θ_i）が正の時には＋Ｔ_D を出力し、負の
時には−Ｔ_D を出力する。ＰＷＭ波形発生器６９０は、
関数発生器６８０の出力に基づいてデッドタイム補償を
する。補償の状況を図４１を使って簡単に説明する。

【０２５０】まず、補償をしない場合について見る。制
御電圧信号Ａと三角波信号Ｂが交鎖する図のｔ₃ 時点に
着目する。補償しない場合には、得たい波形（ｂ）に対
しデッドタイムＴ_D だけ時間が遅れて電圧がｔ₄ 時点で
変化し、波形（ｃ）となってしまう。デッドタイム補償
をする場合、例えば、関数発生器６８０から＋Ｔ_D の信
号がＰＷＭ波形発生器６９０に入力された時には、制御
電圧信号Ａと三角波信号Ｂが交鎖するｔ₃ 時点より時間
的にＴ_D だけ早めにパルスが立上るようにする。このよ
うにすると、デッドタイムＴ_D だけ進んでＰＷＭ信号が
変化する。このときインバータ出力電圧は（ｄ）に示す
ように、ＰＷＭへ信号の立上りからＴ_Dだけ遅れで変化
するのでｔ₃ 時点で電圧が負から正に変わる。この結果
理想的なＰＷＭ波形（ｂ）が得られることになる。

【０２５１】この原理に基づいて、図４０のＰＷＭ波形
発生器６９０は次のように処理を行う。図４３に示すよ
うに、マイコンのタイマーによってサンプル周期Ｔ_C ご
とにＰＷＭ割込処理を行う。その処理ごとに、電圧指令
例えば、Ｖ*_uを取り込み、ＰＷＭ波形のパルス幅を次式
から演算する。

【０２５２】

【数４６】

【０２５３】ここに、Ｖ_umax：三角波信号の最大値 上式で求まるＴ_u に、関数発生器６８０からの信号を加
算し、新しいパルス幅Ｔ_u′ を次式で演算すれば、デッ
ドタイム補償ができる。

【０２５４】

【数４７】 Ｔ_u′＝Ｔ_u±Ｔ_D …（数４７） 以上により、インバータ回路のデッドタイムを補償で
き、制御装置の制御精度の劣化を防ぐことができる。

【０２５５】なお、ここまで説明して来た様々な構成を
組合わせることにより様々な制御システムが可能である
ことは言うまでもなく、又、そのような様々な制御シス
テムも本発明のsprit から逸脱するものではない。

【０２５６】次に前述した各実施例の制御システムをデ
ータ処理装置の一つであるマイクロプロセッサを使って
ディジタル制御する実施例を図４３より説明する。同図
で１７０は単一の半導体基板に形成されたシングルチッ
プマイクロプロセッサである。例えば日立ＨＤ647008マ
イクロプロセッサでは単一の半導体基体にプロセッサＣ
ＰＵ７０１，タイマ７０２，ＲＡＭ７０３，ＲＯＭ７０
４，Ａ／Ｄ変換器７０５，Ｉ／Ｏポート７０６等が装備
され、各々はアドレスバスＡＢ，データバスＤＢで接続
されている。そしてＲＯＭ７０４のメモリ空間は３２Ｋ
バイトあり、またＡ／Ｄ変換器７０５は８チヤンネル、
Ｉ／Ｏポート７０６は９ポートである。

【０２５７】これにより、上記マイクロプロセッサ７０
の１チップに発振器７１０を接続するのみのハード構成
で前記した本発明のベクトル制御が実施できる。すなわ
ち、Ａ／Ｄ変換器７０５に速度指令信号ω*_r及び電動機
一次電流の検出信号ｉ₁ を入力するだけで、Ｉ／Ｏポー
ト７０６からＰＷＭ信号を出力し、該ＰＷＭ信号によっ
てインバータ装置をＰＷＭ制御できる。

【０２５８】次にマイクロプロセッサ１７０による動作
を簡単に説明する。ＲＯＭ７０４にはあらかじめ前記し
た周波数及び電圧指令演算並びにＰＷＭ演算プログラム
が組込まれ、タイマによって管理される。先ず、ＣＰＵ
７０１のリセツト端子ＲＥＳに接続された運転スタート
信号をハイレベルにすると、Ａ／Ｄ変換器７０５へのω
*_r,ｉ₁を読込む命令によって、各入力のアナログ信号は
ディジタル信号に変換される。そして該信号に基づいて
ＲＯＭに記憶されている周波数及び電圧指令演算プログ
ラムに従って３相電圧指令ｖ*₁を演算し、さらに図４２
に示したＰＷＭ制御演算によりＰＷＭ信号をＩ／Ｏポー
トから出力する。ここで、各演算処理における割込の優
先度は図４４に示すようにサンプリングＴ_C 毎に行うＰ
ＷＭ制御演算が第１番で、ベクトル制御演算はその次に
サンプリングＴ_S で行い、ＰＷＭ演算のあき時間で演算
処理を行う。

【０２５９】ここで応答特性を向上するには上記ベクト
ルに制演算のサンプリングＴ_S を小さくするのが望まし
い。その点、本発明では、前記した周波数及び電圧指令
演算の簡素化を行ったこと、また、これにより、小さい
容量のメモリのＲＯＭでよいことから、１チップマイク
ロプロセッサでベクトル制御が実現できる。

【０２６０】以上、本発明の実施例によれば、１チップ
マイコンに、速度指令信号及び一次電流検出信号を入力
するのみでＰＷＭ制御信号が得られることから、ハード
構成が簡単化できるという効果がある。

【０２６１】

【発明の効果】本発明によれば、速度センサ及び電圧セ
ンサを用いず、電流センサのみによる簡単なシステム構
成で、しかも、ＡＳＲ，ＡＣＲを不要として、制御構成
及び演算の簡素化を図り、取扱いが簡単で回転速度，電
流を安定かつ、高精度に制御することのできる電動機の
速度制御方法及び装置を得ることができる。

【０２６２】更に、本発明によれば電動機の低速運転領
域から高速運転領域にわたって、電動機内で発生する全
損失が最小となるような理想的な誘導電動機駆動制御方
法及び装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例である制御システムの基本構
成を示すブロツク図である。

【図２】本発明の原理を説明する図である。

【図３】本発明の原理を説明する図である。

【図４】本発明の原理を説明する図である。

【図５】本発明の一実施例の制御特性を説明する図であ
る。

【図６】本発明の一実施例の制御特性を説明する図であ
る。

【図７】本発明の原理を説明する図である。

【図８】本発明の原理を説明する図である。

【図９】本発明の一実施例の制御特性を説明する図であ
る。

【図１０】図１の制御システムの一部分の変形例を示す
図である。

【図１１】電動機の電流特性を説明する図である。

【図１２】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図１３】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図１４】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図１５】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図１６】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図１７】図１６における同定器の構成を示すブロック
図である。

【図１８】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図１９】図１８における同定器の構成を示すブロック
図である。

【図２０】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図２１】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図２２】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図２３】本発明の制御法と他の制御法および本発明の
制御定数自動設定方式と他の手動設定方式を選択可能な
実施例の選択系統を示す系統図である。

【図２４】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図２５】図２４の実施例の動作説明図である。

【図２６】図２４の実施例の動作説明図である。

【図２７】図２４における一部分の別な実施例を示す具
体的構成図である。

【図２８】図２４における一部分の別な実施例を示す具
体的構成図である。

【図２９】図２４における一部分の別な実施例を示す具
体的構成図である。

【図３０】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図３１】図３０の実施例の原理説明図である。

【図３２】図３０の実施例の原理説明図である。

【図３３】図３０の実施例の制御特性図である。

【図３４】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図３５】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図３６】本発明の他の実施例を示す制御システムのブ
ロック図である。

【図３７】一般的インバータの回路図を示す図である。

【図３８】図３７に示したインバータ回路の動作を説明
するに用いる図である。

【図３９】図３７に示したインバータ回路の動作を説明
するに用いる図である。

【図４０】本発明によるデッドタイムによるインバータ
出力電圧低下の影響を補償する回路構成図である。

【図４１】図４０の回路動作を説明するに用いる図であ
る。

【図４２】本発明を実施する上での説明図である。

【図４３】本発明の実施例に用いるワンチップマイクロ
プロセッサの構成図である。

【図４４】図４３のタイミングチャートである。

【符号の説明】

１…電圧形ＰＷＭインバ−タ、２…誘導電動機、３…積
分器、４…電流検出器、５…周波数制御部、６…電圧指
令演算部、７…３相電圧指令部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松井 孝行 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 久保田 譲 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内

Claims (21)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】周波数変換器を用いる電動機の速度制御方
   法において、電動機の一次電圧の振幅値及び該一次電圧
   と誘導起電力との位相差（内部相差角）の指令値を、少
   なくとも周波数指令値及び一次電流成分値に基づいて演
   算し、これらの指令値信号に基づいて一次電圧の瞬時値
   指令を演算し、該一次電圧の瞬時値指令に応じて周波数
   変換器の出力電圧を制御することを特徴とする電動機の
   制御方法。
2. 【請求項２】周波数変換器を用いる電動機の速度制御方
   法において、速度指令信号と電動機の一次電流成分値と
   に基づいて周波数指令値を演算し、さらに、電動機の一
   次電圧の振幅値及び該一次電圧と誘導起電力との位相差
   （内部相差角）の指令値を、少なくとも前記周波数指令
   値及び一次電流成分値に基づいて演算し、これらの指令
   値信号に基づいて一次電圧の瞬時値指令を演算し、該一
   次電圧の瞬時値指令に応じて周波数変換器の出力電圧を
   制御することを特徴とする電動機の制御方法。
3. 【請求項３】請求項１または請求項２に於いて、上記一
   次電流成分値は、一次電流のトルク電流成分検出値であ
   ることを特徴とする電動機の制御方法。
4. 【請求項４】前記一次電圧の振幅値及び内部相差角の指
   令値の演算は、電動機の一次抵抗降下による相差角成分
   と漏れインダクタンス降下による相差角成分の夫々を、
   少なくとも前記周波数指令値及び一次電流成分値に基づ
   いて演算し、前記一次抵抗降下による相差角成分と漏れ
   インダクタンス降下による相差角成分との差により前記
   内部相差角の指令値を演算することによって行われるこ
   とを特徴とする請求項１または請求項２記載の電動機の
   制御方法。
5. 【請求項５】前記一次電圧の振幅値及び内部相差角の指
   令値の演算は、電動機の一次抵抗降下による相差角成分
   と漏れインダクタンス降下による相差角成分の夫々を、
   少なくとも前記周波数指令値及び一次電流成分値に基づ
   いて演算し、前記一次抵抗降下による相差角成分と漏れ
   インダクタンス降下による相差角成分との差により前記
   内部相差角の指令値を演算し、さらに、この内部相差角
   の指令値により前記一次電圧の振幅値の指令値を演算す
   ることにより行われることを特徴とする請求項１または
   請求項２記載の電動機の制御方法。
6. 【請求項６】前記内部相差角の指令値は、少なくとも前
   記周波数指令値と電動機一次電流検出値とに基づいて演
   算されることを特徴とする請求項１または請求項２記載
   の電動機の制御方法。
7. 【請求項７】電圧指令信号に応じて出力電圧の大きさと
   出力周波数とが制御されるインバータにより誘導電動機
   を制御するものにおいて、前記電動機の一次電流成分を
   検出し、一次電流成分の基準値からの変動に応じて、電
   圧指令信号の演算定数の少なくとも一つを変動させるこ
   とを特徴とする電動機の制御方法。
8. 【請求項８】前記演算定数は抵抗値であることを特徴と
   する請求項７記載の電動機の制御方法。
9. 【請求項９】前記電圧指令信号の演算定数の少なくとも
   一つは、特定の周波数領域のみ変動させることを特徴と
   する請求項７記載の電動機の制御方法。
10. 【請求項１０】前記電圧指令信号の演算定数の少なくと
    も一つは、特定の一次電流成分値の領域のみ変動させる
    ことを特徴とする請求項７記載の電動機の制御方法。
11. 【請求項１１】電圧指令信号に応じて出力電圧の大きさ
    と出力周波数とが制御されるインバータにより誘導電動
    機を制御するものにおいて、前記電動機の前記一次電流
    のｄ軸成分（励磁電流相当）とｑ軸成分（トルク電流相
    当）を検出し、該ｑ軸成分に応じて前記インバータの出
    力周波数及び出力電圧の大きさと位相を制御し、さら
    に、前記電動機の前記一次電流のｄ軸成分の基準値から
    の変動に応じて、電動機の漏れインピーダンス降下を同
    定し、この同定結果に基づいて前記インバータの出力電
    圧の大きさと位相とを修正することを特徴とする電動機
    の速度制御方法。
12. 【請求項１２】前記漏れインピーダンス降下の同定は、
    周波数指令あるいはｑ軸電流成分の少なくとも一方が所
    定値以下の場合に一次抵抗降下を同定し、前記周波数指
    令及びｑ軸電流成分がともに所定値以上の場合にリアク
    タンス降下を同定し、これらの同定信号に基づいて行わ
    れることを特徴とする請求項１１記載の誘導電動機の速
    度制御方法。
13. 【請求項１３】前記電動機の前記一次電流のｄ軸成分
    （励磁電流相当）とｑ軸成分（トルク電流相当）を検出
    し、該ｄ軸成分とｑ軸成分に応じて前記インバータの出
    力周波数及び出力電圧の大きさと位相を制御し、さら
    に、周波数指令が所定値以下の場合に前記電動機の前記
    一次電流のｄ軸成分の基準値からの変動に応じて一次抵
    抗降下を同定し、この同定結果に基づいて前記インバー
    タの出力電圧の大きさと位相とを修正することを特徴と
    する請求項１１記載の電動機の制御方法。
14. 【請求項１４】前記同定結果に基づいて、前記インバー
    タの出力電圧の大きさと位相を修正する際に使うすべり
    周波数を演算する際にも、前記同定結果に基づいて修正
    することを特徴とする請求項１３記載の電動機の制御方
    法。
15. 【請求項１５】電動機を可変速制御するための制御定数
    を前記電動機の電気定数に基づいて予め設定しておく電
    動機の制御装置において、 接続候補となる種々の電動機を特定する情報をパラメー
    タとして各電動機の制御定数を予め記憶する記憶手段
    と、 実際に接続される電動機を特定する情報を入力し、当該
    電動機に対応する制御定数を前記記憶手段から読み出し
    設定する手段と、 を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
16. 【請求項１６】前記特定する情報は、電動機容量と極数
    とを含む情報であることを特徴とする請求項１５記載の
    電動機の制御装置。
17. 【請求項１７】前記制御定数のうち電動機の漏れインダ
    クタンスに関する定数を一次インダクタンスに対する比
    により設定することを特徴とする請求項１５記載の電動
    機の制御装置。
18. 【請求項１８】電動機を可変速制御するための制御定数
    を前記電動機の電気定数に基づいて予め設定しておく電
    動機の制御装置において、 ベクトル制御法と他の制御法とを切換える手段と、 前記ベクトル制御法を選択したときに、接続候補となる
    種々の電動機を特定する情報をパラメータとして各電動
    機の前記制御定数を予め記憶する記憶手段と、 実際に接続される電動機を特定する情報を入力し、当該
    モータに対応する制御定数を前記記憶手段から呼び出し
    設定し、前記他の制御方法を選択したとき、他の設定手
    段による前記制御定数の設定を行う手段と、 を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
19. 【請求項１９】前記特定する情報は、電動機容量と極数
    とを含む情報であることを特徴とする請求項１８記載の
    電動機の制御装置。
20. 【請求項２０】誘導電動機を可変周波電圧源により制御
    する駆動制御方法において、誘導電動機の一次電流の検
    出値から算出した二次電流成分と、励磁電流の指令値あ
    るいは誘導電動機の一次電流の検出値から算出した励磁
    電流成分と、出力周波数指令値とに基づいて、誘導電動
    機の固定子巻線と回転子巻線で発生する抵抗損及び鉄心
    中で発生するヒステリシス損とうず電流損を合わせた全
    損失が最小の値となるように、誘導電動機に鎖交磁束を
    作る励磁電流成分を制御することを特徴とする電動機の
    制御方法。
21. 【請求項２１】電誘機の一次電流のｄ軸成分とｑ軸成分
    とに基づいて電流位相演算し、さらに、これに基づいて
    一次側電流極性を求め、ＰＷＭ出力信号のパルス幅を修
    正し、該修正されたＰＷＭ出力信号によって電動機が制
    御されることを特徴とする電動機の制御方法。