JPH08331837A - 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents
昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路Info
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- JPH08331837A JPH08331837A JP13799695A JP13799695A JPH08331837A JP H08331837 A JPH08331837 A JP H08331837A JP 13799695 A JP13799695 A JP 13799695A JP 13799695 A JP13799695 A JP 13799695A JP H08331837 A JPH08331837 A JP H08331837A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電圧のロスが少なく、安価な昇圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路を提供することである。 【構成】 パルス発生回路１は、動作モードにおいてＯ
Ｎ／ＯＦＦパルスを発生し、停止モードにおいて当該Ｏ
Ｎ／ＯＦＦパルスの発生を停止する。トランジスタＱ1
は、ＯＮ／ＯＦＦパルスに応答して導通・遮断し、ＯＮ
／ＯＦＦパルスの発生の停止に応答して遮断する。バイ
アス回路２は、コイルＬ1 の出力電圧を分圧することに
より、動作モードにおけるコイルＬ1 のエネルギ放出時
にはトランジスタＱ2 を導通させ、コイルＬ1 のエネル
ギ蓄積時にはトランジスタＱ2 を遮断させるようなバイ
アス電圧を発生する。また、バイアス回路２は、停止モ
ード時にはトランジスタＱ2 を遮断させるようなバイア
ス電圧を発生する。
Ｃコンバータ回路を提供することである。 【構成】 パルス発生回路１は、動作モードにおいてＯ
Ｎ／ＯＦＦパルスを発生し、停止モードにおいて当該Ｏ
Ｎ／ＯＦＦパルスの発生を停止する。トランジスタＱ1
は、ＯＮ／ＯＦＦパルスに応答して導通・遮断し、ＯＮ
／ＯＦＦパルスの発生の停止に応答して遮断する。バイ
アス回路２は、コイルＬ1 の出力電圧を分圧することに
より、動作モードにおけるコイルＬ1 のエネルギ放出時
にはトランジスタＱ2 を導通させ、コイルＬ1 のエネル
ギ蓄積時にはトランジスタＱ2 を遮断させるようなバイ
アス電圧を発生する。また、バイアス回路２は、停止モ
ード時にはトランジスタＱ2 を遮断させるようなバイア
ス電圧を発生する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、バッテリ、トランス等
の直流電源の入力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路に関し、より特定的には、動作モードと停止
モードとを有し、当該停止モード時は当該直流電源から
の入力電圧を出力しないようにした昇圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路に関する。
の直流電源の入力電圧を昇圧する昇圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路に関し、より特定的には、動作モードと停止
モードとを有し、当該停止モード時は当該直流電源から
の入力電圧を出力しないようにした昇圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路の構成を示す回路図である。図３において、昇
圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、入力端子Ｉと、出力
端子Ｏと、電源平滑用のコンデンサＣ100 およびＣ200
と、電圧昇圧用のコイルＬ100と、チョッパ用のトラン
ジスタＱ100 と、フライホイール用のダイオードＤ100
と、直流スイッチ用のトランジスタＱ200 と、パルス発
生回路１００と、リモート回路２００とを備える。この
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、直流電源Ｂからの
入力電圧Ｖinより高い出力電圧Ｖout を発生する動作モ
ードと、直流電源Ｂからの入力電圧Ｖinを出力しないよ
うにする停止モードとを備える。
ータ回路の構成を示す回路図である。図３において、昇
圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、入力端子Ｉと、出力
端子Ｏと、電源平滑用のコンデンサＣ100 およびＣ200
と、電圧昇圧用のコイルＬ100と、チョッパ用のトラン
ジスタＱ100 と、フライホイール用のダイオードＤ100
と、直流スイッチ用のトランジスタＱ200 と、パルス発
生回路１００と、リモート回路２００とを備える。この
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、直流電源Ｂからの
入力電圧Ｖinより高い出力電圧Ｖout を発生する動作モ
ードと、直流電源Ｂからの入力電圧Ｖinを出力しないよ
うにする停止モードとを備える。
【０００３】次いで、図３の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路の動作を説明する。まず、動作モードを説明す
る。動作モードにおいて、パルス発生回路１００は、Ｏ
Ｎ／ＯＦＦパルスを発生する。また、リモート回路２０
０は、その出力をローレベル「Ｌ」にする。トランジス
タＱ100 は、パルス発生回路１００からのＯＮ／ＯＦＦ
パルスに応答し、導通・遮断を繰り返す。トランジスタ
Ｑ200 は、リモート回路２００から出力されたローレベ
ル「Ｌ」に応答し、導通する。コイルＬ100 は、トラン
ジスタＱ100 と協働して直流電源Ｂの回りに閉ループを
形成しているため、トランジスタＱ100 の導通時に入力
端子ＩおよびコンデンサＣ100 を介する直流電源Ｂから
エネルギを蓄積し、トランジスタＱ100 の遮断時に蓄積
したエネルギを放出する。
タ回路の動作を説明する。まず、動作モードを説明す
る。動作モードにおいて、パルス発生回路１００は、Ｏ
Ｎ／ＯＦＦパルスを発生する。また、リモート回路２０
０は、その出力をローレベル「Ｌ」にする。トランジス
タＱ100 は、パルス発生回路１００からのＯＮ／ＯＦＦ
パルスに応答し、導通・遮断を繰り返す。トランジスタ
Ｑ200 は、リモート回路２００から出力されたローレベ
ル「Ｌ」に応答し、導通する。コイルＬ100 は、トラン
ジスタＱ100 と協働して直流電源Ｂの回りに閉ループを
形成しているため、トランジスタＱ100 の導通時に入力
端子ＩおよびコンデンサＣ100 を介する直流電源Ｂから
エネルギを蓄積し、トランジスタＱ100 の遮断時に蓄積
したエネルギを放出する。
【０００４】エネルギの放出時、コイル100 は、逆起電
圧ＶL を発生し、入力電圧Ｖinを加算することにより、
その出力電圧を（Ｖin＋ＶL ）にする。このとき、ダイ
オードＤ100 は、エネルギの放出によりその入出力間が
順方向電圧ＶD ≒０．７Ｖを超えるため、導通する。ま
た、トランジスタＱ200 は、導通している。このため、
コンデンサＣ200 は、入力電圧Ｖinと、コイル100 のエ
ネルギの放出とによって、充電される。一方、エネルギ
の蓄積時、コイル100 は、トランジスタＱ100が導通す
るため、その出力電圧が低下する。このとき、ダイオー
ドＤ100 は、その入出力間に逆方向電圧が印加されるた
め、遮断する。このため、コンデンサＣ200 の充電電圧
がトランジスタＱ100 に逆流することはない。このよう
な動作が繰り返され、コンデンサＣ200 の充電電圧が入
力電圧Ｖinより高いほぼ一定の出力電圧Ｖout になる。
したがって、負荷に対し、出力端子Ｏから出力電圧Ｖou
tの電力を供給することができる。
圧ＶL を発生し、入力電圧Ｖinを加算することにより、
その出力電圧を（Ｖin＋ＶL ）にする。このとき、ダイ
オードＤ100 は、エネルギの放出によりその入出力間が
順方向電圧ＶD ≒０．７Ｖを超えるため、導通する。ま
た、トランジスタＱ200 は、導通している。このため、
コンデンサＣ200 は、入力電圧Ｖinと、コイル100 のエ
ネルギの放出とによって、充電される。一方、エネルギ
の蓄積時、コイル100 は、トランジスタＱ100が導通す
るため、その出力電圧が低下する。このとき、ダイオー
ドＤ100 は、その入出力間に逆方向電圧が印加されるた
め、遮断する。このため、コンデンサＣ200 の充電電圧
がトランジスタＱ100 に逆流することはない。このよう
な動作が繰り返され、コンデンサＣ200 の充電電圧が入
力電圧Ｖinより高いほぼ一定の出力電圧Ｖout になる。
したがって、負荷に対し、出力端子Ｏから出力電圧Ｖou
tの電力を供給することができる。
【０００５】次いで、停止モードの動作を説明する。パ
ルス発生回路１００は、停止モードにおいてはＯＮ／Ｏ
ＦＦパルスの発生を停止し、その出力をローレベル
「Ｌ」にする。これにより、トランジスタＱ100 が遮断
するため、コイルＬ100 から入力電圧Ｖinが出力され
る。また、出力電圧Ｖout が「０」になる。ここで、ト
ランジスタＱ200 が遮断していなければ、ダイオードＤ
100 の入出力間に順方向に入力電圧Ｖinが印加され、ダ
イオードＤ100 が導通し、入力電圧Ｖinがそのまま出力
されることになる。このため、リモート回路２００は、
停止モードにおいては、その出力をハイレベル「Ｈ」に
し、トランジスタＱ200 を遮断させる。これにより、入
力電圧Ｖinがそのまま出力されるのが防止される。
ルス発生回路１００は、停止モードにおいてはＯＮ／Ｏ
ＦＦパルスの発生を停止し、その出力をローレベル
「Ｌ」にする。これにより、トランジスタＱ100 が遮断
するため、コイルＬ100 から入力電圧Ｖinが出力され
る。また、出力電圧Ｖout が「０」になる。ここで、ト
ランジスタＱ200 が遮断していなければ、ダイオードＤ
100 の入出力間に順方向に入力電圧Ｖinが印加され、ダ
イオードＤ100 が導通し、入力電圧Ｖinがそのまま出力
されることになる。このため、リモート回路２００は、
停止モードにおいては、その出力をハイレベル「Ｈ」に
し、トランジスタＱ200 を遮断させる。これにより、入
力電圧Ｖinがそのまま出力されるのが防止される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、ダイオードＤ10
0 の順方向電圧（ＶD ≒０．７Ｖ）による電圧ロスが大
きいため、変換効率が悪いという問題点があった。
昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、ダイオードＤ10
0 の順方向電圧（ＶD ≒０．７Ｖ）による電圧ロスが大
きいため、変換効率が悪いという問題点があった。
【０００７】また、停止モードにおいて、ダイオードＤ
100 から入力電圧Ｖinが出力するのを防止するため、ト
ランジスタＱ200 と、動作モードと停止モードとに合わ
せてトランジスタＱ200 を導通・遮断させるリモート回
路２００とを設けるようにしていた。このため、トラン
ジスタＱ200 での電圧ロス（０．２Ｖ）がさらに加算さ
れ、出力電圧Ｖout の低下がさらに大きくなるととも
に、比較的高価な部品（ダイオードＤ100 、トランジス
タＱ200 ）やリモート回路２００の増加のため高価にな
るという問題点があった。
100 から入力電圧Ｖinが出力するのを防止するため、ト
ランジスタＱ200 と、動作モードと停止モードとに合わ
せてトランジスタＱ200 を導通・遮断させるリモート回
路２００とを設けるようにしていた。このため、トラン
ジスタＱ200 での電圧ロス（０．２Ｖ）がさらに加算さ
れ、出力電圧Ｖout の低下がさらに大きくなるととも
に、比較的高価な部品（ダイオードＤ100 、トランジス
タＱ200 ）やリモート回路２００の増加のため高価にな
るという問題点があった。
【０００８】それゆえに、本発明は、電圧のロスが少な
く、安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する
ことを目的とする。
く、安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する
ことを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
動作モードと停止モードとを有し、当該動作モード時は
直流電源からの入力電圧より高い出力電圧を発生し、当
該停止モード時は当該直流電源からの入力電圧を出力し
ないようにした昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路であっ
て、動作モードにおいてＯＮ／ＯＦＦパルスを発生し、
停止モードにおいて当該ＯＮ／ＯＦＦパルスの発生を停
止するパルス発生回路、パルス発生回路から出力された
ＯＮ／ＯＦＦパルスに応答して導通／遮断動作し、パル
ス発生回路のＯＮ／ＯＦＦパルスの発生の停止に応答し
て遮断動作を維持する第１のトランジスタ、第１のトラ
ンジスタと協働して直流電源の回りに昇圧のための閉ル
ープを形成し、動作モードにおいて、第１のトランジス
タの導通時は直流電源からエネルギを蓄積し、遮断時は
蓄積したエネルギを放出するとともに入力電圧に当該エ
ネルギの放出に伴う電圧を加算して出力するコイル、コ
イルの出力電圧を上記出力電圧として出力するか否かを
切り換えるための第２のトランジスタ、およびコイルの
出力電圧を分圧することにより、動作モードにおけるコ
イルのエネルギ放出時には第２のトランジスタを導通さ
せ、コイルのエネルギ蓄積時には第２のトランジスタを
遮断させ、かつ停止モード時には第２のトランジスタを
遮断させるようなバイアス電圧を発生し、第２のトラン
ジスタに印加するバイアス回路を備える。
動作モードと停止モードとを有し、当該動作モード時は
直流電源からの入力電圧より高い出力電圧を発生し、当
該停止モード時は当該直流電源からの入力電圧を出力し
ないようにした昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路であっ
て、動作モードにおいてＯＮ／ＯＦＦパルスを発生し、
停止モードにおいて当該ＯＮ／ＯＦＦパルスの発生を停
止するパルス発生回路、パルス発生回路から出力された
ＯＮ／ＯＦＦパルスに応答して導通／遮断動作し、パル
ス発生回路のＯＮ／ＯＦＦパルスの発生の停止に応答し
て遮断動作を維持する第１のトランジスタ、第１のトラ
ンジスタと協働して直流電源の回りに昇圧のための閉ル
ープを形成し、動作モードにおいて、第１のトランジス
タの導通時は直流電源からエネルギを蓄積し、遮断時は
蓄積したエネルギを放出するとともに入力電圧に当該エ
ネルギの放出に伴う電圧を加算して出力するコイル、コ
イルの出力電圧を上記出力電圧として出力するか否かを
切り換えるための第２のトランジスタ、およびコイルの
出力電圧を分圧することにより、動作モードにおけるコ
イルのエネルギ放出時には第２のトランジスタを導通さ
せ、コイルのエネルギ蓄積時には第２のトランジスタを
遮断させ、かつ停止モード時には第２のトランジスタを
遮断させるようなバイアス電圧を発生し、第２のトラン
ジスタに印加するバイアス回路を備える。
【００１０】請求項２に係る発明は、請求項１の発明に
おいて、バイアス回路が第２のトランジスタの導通時に
発生するバイアス電圧と、遮断時に発生するバイアス電
圧との差を拡大増幅させるための拡大増幅手段をさらに
備えることを特徴とする。
おいて、バイアス回路が第２のトランジスタの導通時に
発生するバイアス電圧と、遮断時に発生するバイアス電
圧との差を拡大増幅させるための拡大増幅手段をさらに
備えることを特徴とする。
【００１１】
【作用】請求項１に係る発明においては、コイルの出力
電圧を分圧することにより、動作モードにおけるコイル
のエネルギ放出時には第２のトランジスタを導通させ、
コイルのエネルギ蓄積時には第２のトランジスタを遮断
させ、かつ停止モード時には第２のトランジスタを遮断
させるようなバイアス電圧を発生し、第２のトランジス
タに印加するようにしている。これにより、従来のダイ
オードＤ100 、トランジスタＱ200 の役割を第２のトラ
ンジスタが果たし、従来のリモート回路２００の役割を
バイアス回路が果たす。この結果、従来のように、ダイ
オードＤ100 、トランジスタＱ200 やリモート回路２０
０が必要なくなり、比較的高価な部品の点数が第２のト
ランジスタだけに減少する。また、出力ロスも第２のト
ランジスタ（ＶCE≒０．２Ｖ）だけに減少する。
電圧を分圧することにより、動作モードにおけるコイル
のエネルギ放出時には第２のトランジスタを導通させ、
コイルのエネルギ蓄積時には第２のトランジスタを遮断
させ、かつ停止モード時には第２のトランジスタを遮断
させるようなバイアス電圧を発生し、第２のトランジス
タに印加するようにしている。これにより、従来のダイ
オードＤ100 、トランジスタＱ200 の役割を第２のトラ
ンジスタが果たし、従来のリモート回路２００の役割を
バイアス回路が果たす。この結果、従来のように、ダイ
オードＤ100 、トランジスタＱ200 やリモート回路２０
０が必要なくなり、比較的高価な部品の点数が第２のト
ランジスタだけに減少する。また、出力ロスも第２のト
ランジスタ（ＶCE≒０．２Ｖ）だけに減少する。
【００１２】請求項２に係る発明においては、バイアス
回路が第２のトランジスタの導通時に発生するバイアス
電圧と、遮断時に発生するバイアス電圧との差を拡大増
幅させるようにしている。この結果、入力電圧と出力電
圧との差を小さくした場合においても、導通と遮断を区
別できる。
回路が第２のトランジスタの導通時に発生するバイアス
電圧と、遮断時に発生するバイアス電圧との差を拡大増
幅させるようにしている。この結果、入力電圧と出力電
圧との差を小さくした場合においても、導通と遮断を区
別できる。
【００１３】
【実施例】図１は、本発明の一実施例の昇圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路の構成を示す回路図である。図１にお
いて、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、入力端子Ｉ
と、出力端子Ｏと、電源平滑用のコンデンサＣ1 および
Ｃ2 と、電圧昇圧用のコイルＬ1 と、チョッパ用のトラ
ンジスタＱ1 と、フライホイール用のダイオードおよび
直流スイッチ用のトランジスタとしての機能を果たすト
ランジスタＱ2 と、パルス発生回路１と、リモート回路
の機能を果たすバイアス回路２とを備える。バイアス回
路２は、分圧用の抵抗Ｒ1 と、分圧および電流制限用の
抵抗Ｒ2 とを含む。この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路は、直流電源Ｂからの入力電圧Ｖin（例えば、５Ｖ）
より高い出力電圧Ｖout （例えば、１０Ｖ）を発生する
動作モードと、直流電源Ｂからの入力電圧Ｖinを出力し
ないようにする停止モードとを備える。また、パルス発
生回路１は、出力電圧Ｖout を監視し、出力電圧Ｖout
を一定に保持するように、その発振周期およびデューテ
ィ比を変えるようにしている。
Ｃコンバータ回路の構成を示す回路図である。図１にお
いて、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、入力端子Ｉ
と、出力端子Ｏと、電源平滑用のコンデンサＣ1 および
Ｃ2 と、電圧昇圧用のコイルＬ1 と、チョッパ用のトラ
ンジスタＱ1 と、フライホイール用のダイオードおよび
直流スイッチ用のトランジスタとしての機能を果たすト
ランジスタＱ2 と、パルス発生回路１と、リモート回路
の機能を果たすバイアス回路２とを備える。バイアス回
路２は、分圧用の抵抗Ｒ1 と、分圧および電流制限用の
抵抗Ｒ2 とを含む。この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路は、直流電源Ｂからの入力電圧Ｖin（例えば、５Ｖ）
より高い出力電圧Ｖout （例えば、１０Ｖ）を発生する
動作モードと、直流電源Ｂからの入力電圧Ｖinを出力し
ないようにする停止モードとを備える。また、パルス発
生回路１は、出力電圧Ｖout を監視し、出力電圧Ｖout
を一定に保持するように、その発振周期およびデューテ
ィ比を変えるようにしている。
【００１４】なお、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の抵抗値は、トラン
ジスタＱ2 の動作電圧以下のエミッタ−ベース間電圧を
ＶBE1(OFF)（例えば、０．５Ｖ）、トランジスタＱ2 の
動作電圧以上のエミッタ−ベース間電圧をＶBE1(ON)
（例えば、１．０Ｖ）とした場合、式（１）および式
（２）を満たすように定められている。 Ｖin×｛Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）｝≦ＶBE1(OFF) …（１） Ｖout ×｛Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）｝≧ＶBE1(ON) …（２）
ジスタＱ2 の動作電圧以下のエミッタ−ベース間電圧を
ＶBE1(OFF)（例えば、０．５Ｖ）、トランジスタＱ2 の
動作電圧以上のエミッタ−ベース間電圧をＶBE1(ON)
（例えば、１．０Ｖ）とした場合、式（１）および式
（２）を満たすように定められている。 Ｖin×｛Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）｝≦ＶBE1(OFF) …（１） Ｖout ×｛Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）｝≧ＶBE1(ON) …（２）
【００１５】次いで、図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路の動作を説明する。まず、動作モードを説明す
る。動作モードにおいて、パルス発生回路１は、ＯＮ／
ＯＦＦパルスを発生する。トランジスタＱ1 は、パルス
発生回路１からのＯＮ／ＯＦＦパルスに応答し、導通・
遮断を繰り返す。コイルＬ1 は、トランジスタＱ1 と協
働して直流電源Ｂの回りに昇圧のための閉ループを形成
しているため、トランジスタＱ1 の導通時に入力端子Ｉ
およびコンデンサＣ1 を介する直流電源Ｂからエネルギ
を蓄積し、トランジスタＱ1 の遮断時に蓄積したエネル
ギを放出する。
タ回路の動作を説明する。まず、動作モードを説明す
る。動作モードにおいて、パルス発生回路１は、ＯＮ／
ＯＦＦパルスを発生する。トランジスタＱ1 は、パルス
発生回路１からのＯＮ／ＯＦＦパルスに応答し、導通・
遮断を繰り返す。コイルＬ1 は、トランジスタＱ1 と協
働して直流電源Ｂの回りに昇圧のための閉ループを形成
しているため、トランジスタＱ1 の導通時に入力端子Ｉ
およびコンデンサＣ1 を介する直流電源Ｂからエネルギ
を蓄積し、トランジスタＱ1 の遮断時に蓄積したエネル
ギを放出する。
【００１６】エネルギの放出時、コイル100 は、逆起電
圧ＶL を発生し、入力電圧Ｖinを加算し、その出力電圧
を（Ｖin＋ＶL ）にする。このとき、バイアス回路２
は、この電圧の上昇を検出して、バイアス電圧、すなわ
ちトランジスタＱ2 のベース−エミッタ間電圧ＶBE1を
ＶBE1(ON)以上にする。これにより、トランジスタＱ2
は、導通する。このため、コンデンサＣ2 は、入力電圧
Ｖinと、コイル100 のエネルギの放出とによって、充電
される。一方、エネルギの蓄積時、コイル1 は、トラン
ジスタＱ1 が導通するため、その出力電圧が低下する。
このとき、バイアス回路２は、この電圧の低下を検出し
て、バイアス電圧、すなわちトランジスタＱ2 のベース
−エミッタ間電圧ＶBE1 をＶBE1(OFF)以下にする。これ
により、トランジスタＱ2 が遮断する。このため、コン
デンサＣ2 の充電電圧がトランジスタＱ1 に逆流するこ
とはない。このような動作が繰り返され、コンデンサＣ
2 の充電電圧が入力電圧Ｖinより高いほぼ一定の出力電
圧Ｖout になる。したがって、負荷に対し、出力端子Ｏ
から出力電圧Ｖout の電力を供給することができる。
圧ＶL を発生し、入力電圧Ｖinを加算し、その出力電圧
を（Ｖin＋ＶL ）にする。このとき、バイアス回路２
は、この電圧の上昇を検出して、バイアス電圧、すなわ
ちトランジスタＱ2 のベース−エミッタ間電圧ＶBE1を
ＶBE1(ON)以上にする。これにより、トランジスタＱ2
は、導通する。このため、コンデンサＣ2 は、入力電圧
Ｖinと、コイル100 のエネルギの放出とによって、充電
される。一方、エネルギの蓄積時、コイル1 は、トラン
ジスタＱ1 が導通するため、その出力電圧が低下する。
このとき、バイアス回路２は、この電圧の低下を検出し
て、バイアス電圧、すなわちトランジスタＱ2 のベース
−エミッタ間電圧ＶBE1 をＶBE1(OFF)以下にする。これ
により、トランジスタＱ2 が遮断する。このため、コン
デンサＣ2 の充電電圧がトランジスタＱ1 に逆流するこ
とはない。このような動作が繰り返され、コンデンサＣ
2 の充電電圧が入力電圧Ｖinより高いほぼ一定の出力電
圧Ｖout になる。したがって、負荷に対し、出力端子Ｏ
から出力電圧Ｖout の電力を供給することができる。
【００１７】次いで、停止モードの動作を説明する。パ
ルス発生回路１は、停止モードにおいてはＯＮ／ＯＦＦ
パルスの発生を停止し、その出力をローレベル「Ｌ」に
する。これにより、トランジスタＱ1 が遮断するため、
コイルＬ1 から入力電圧Ｖinが出力される。また、出力
電圧Ｖout が「０」になる。ここで、トランジスタＱ2
が遮断していなければ、入力電圧Ｖinがそのまま出力さ
れることになる。しかしながら、バイアス回路２は、電
圧の低下を検出して、式（１）に示すように、バイアス
電圧、すなわちトランジスタＱ2 のベース−エミッタ間
電圧ＶBE1 をＶBE1(OFF)以下にし、トランジスタＱ2 を
遮断させている。これにより、入力電圧Ｖinがそのまま
出力されるのが防止される。
ルス発生回路１は、停止モードにおいてはＯＮ／ＯＦＦ
パルスの発生を停止し、その出力をローレベル「Ｌ」に
する。これにより、トランジスタＱ1 が遮断するため、
コイルＬ1 から入力電圧Ｖinが出力される。また、出力
電圧Ｖout が「０」になる。ここで、トランジスタＱ2
が遮断していなければ、入力電圧Ｖinがそのまま出力さ
れることになる。しかしながら、バイアス回路２は、電
圧の低下を検出して、式（１）に示すように、バイアス
電圧、すなわちトランジスタＱ2 のベース−エミッタ間
電圧ＶBE1 をＶBE1(OFF)以下にし、トランジスタＱ2 を
遮断させている。これにより、入力電圧Ｖinがそのまま
出力されるのが防止される。
【００１８】以上のように、図１の実施例によれば、従
来のダイオードＤ100 、トランジスタＱ200 の役割をト
ランジスタＱ2 が果たし、従来のリモート回路２００の
役割をバイアス回路２が果たす。この結果、従来のよう
に、ダイオードＤ100 、トランジスタＱ200 やリモート
回路２００が必要なくなり、比較的高価な部品の点数が
トランジスタＱ2 だけに減少する。また、出力ロスもト
ランジスタＱ2 （０．２Ｖ）だけに減少する。したがっ
て、出力電圧の低下が少なく、安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路を提供することができる。
来のダイオードＤ100 、トランジスタＱ200 の役割をト
ランジスタＱ2 が果たし、従来のリモート回路２００の
役割をバイアス回路２が果たす。この結果、従来のよう
に、ダイオードＤ100 、トランジスタＱ200 やリモート
回路２００が必要なくなり、比較的高価な部品の点数が
トランジスタＱ2 だけに減少する。また、出力ロスもト
ランジスタＱ2 （０．２Ｖ）だけに減少する。したがっ
て、出力電圧の低下が少なく、安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路を提供することができる。
【００１９】図２は、本発明の他の実施例の昇圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の構成を示す回路図である。な
お、図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と対応する
部分に同一番号を付し説明を省略する。この実施例で注
目すべきは、バイアス回路２がトランジスタＱ2 の導通
時に発生するバイアス電圧すなわちベース−エミッタ間
電圧ＶBE1(ON) とトランジスタＱ2 の遮断時に発生する
バイアス電圧すなわちベース−エミッタ間電圧ＶBE1(OF
F)との差を拡大増幅させる増幅回路３を設けたことであ
る。増幅回路３は、トランジスタＱ3 と、分圧用の抵抗
Ｒ3 と、分圧および電流制限用の抵抗Ｒ4 とを含む。
−ＤＣコンバータ回路の構成を示す回路図である。な
お、図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と対応する
部分に同一番号を付し説明を省略する。この実施例で注
目すべきは、バイアス回路２がトランジスタＱ2 の導通
時に発生するバイアス電圧すなわちベース−エミッタ間
電圧ＶBE1(ON) とトランジスタＱ2 の遮断時に発生する
バイアス電圧すなわちベース−エミッタ間電圧ＶBE1(OF
F)との差を拡大増幅させる増幅回路３を設けたことであ
る。増幅回路３は、トランジスタＱ3 と、分圧用の抵抗
Ｒ3 と、分圧および電流制限用の抵抗Ｒ4 とを含む。
【００２０】ところで、図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路では、昇圧比Ｖout ／Ｖinが２以下（Ｖout ／
Ｖin≦２）になった場合、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の分圧比を調
整しても、昇圧比が小さくなるにしたがって、トランジ
スタＱ2 の導通時におけるベース−エミッタ間電圧ＶBE
1(ON) とトランジスタＱ2 の遮断時におけるベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE1(OFF)とが、０．７Ｖと０．６Ｖとの
ように近接する。このように近接すると、トランジスタ
Ｑ2 は、導通時における飽和領域と遮断時における遮断
領域のほかに、飽和領域でも遮断領域でもない中途半端
な領域に入る。このような場合には、安定した昇圧を行
えなくなる。しかしながら、昇圧比が小さい場合でも、
増幅回路３によって、安定した昇圧を行えるようにして
いる。
ータ回路では、昇圧比Ｖout ／Ｖinが２以下（Ｖout ／
Ｖin≦２）になった場合、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の分圧比を調
整しても、昇圧比が小さくなるにしたがって、トランジ
スタＱ2 の導通時におけるベース−エミッタ間電圧ＶBE
1(ON) とトランジスタＱ2 の遮断時におけるベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE1(OFF)とが、０．７Ｖと０．６Ｖとの
ように近接する。このように近接すると、トランジスタ
Ｑ2 は、導通時における飽和領域と遮断時における遮断
領域のほかに、飽和領域でも遮断領域でもない中途半端
な領域に入る。このような場合には、安定した昇圧を行
えなくなる。しかしながら、昇圧比が小さい場合でも、
増幅回路３によって、安定した昇圧を行えるようにして
いる。
【００２１】なお、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 の抵抗値は、トラン
ジスタＱ3 の動作電圧以下のエミッタ−ベース間電圧を
ＶBE2(OFF)（例えば、０．５Ｖ）、トランジスタＱ3 の
動作電圧以上のエミッタ−ベース間電圧をＶBE1(ON)
（例えば、１．０Ｖ）とした場合、式（３）および式
（４）を満たすように定められている。 Ｖin×｛Ｒ4 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）｝≦ＶBE2 …（３） Ｖout ×｛Ｒ4 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）｝≧ＶBE2 …（４）
ジスタＱ3 の動作電圧以下のエミッタ−ベース間電圧を
ＶBE2(OFF)（例えば、０．５Ｖ）、トランジスタＱ3 の
動作電圧以上のエミッタ−ベース間電圧をＶBE1(ON)
（例えば、１．０Ｖ）とした場合、式（３）および式
（４）を満たすように定められている。 Ｖin×｛Ｒ4 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）｝≦ＶBE2 …（３） Ｖout ×｛Ｒ4 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）｝≧ＶBE2 …（４）
【００２２】次いで、動作を説明する。上述したよう
に、トランジスタＱ2 の導通時におけるベース−エミッ
タ間電圧ＶBE1(ON) と、トランジスタＱ2 の遮断時にお
けるベース−エミッタ間電圧ＶBE1(OFF)とは、増幅回路
３がない場合には、０．７Ｖと０．６Ｖとのように近接
する。
に、トランジスタＱ2 の導通時におけるベース−エミッ
タ間電圧ＶBE1(ON) と、トランジスタＱ2 の遮断時にお
けるベース−エミッタ間電圧ＶBE1(OFF)とは、増幅回路
３がない場合には、０．７Ｖと０．６Ｖとのように近接
する。
【００２３】しかしながら、増幅回路３においては、動
作モードのコイル1 のエネルギの放出時においては、そ
の出力電圧が（Ｖin＋ＶL ）に増加するため、トランジ
スタＱ3 のベース−エミッタ間電圧ＶBE2 をＶBE2(ON)
以上に上昇させる。これにより、トランジスタＱ3 は、
導通する。このため、トランジスタＱ2 のベース電圧が
引き下げられる。したがって、トランジスタＱ2 ベース
−エミッタ間電圧ＶBE1 （例えば、１Ｖ）が大きくな
り、ベース−エミッタ間電圧ＶBE1(ON) 以上になる。こ
れにより、トランジスタＱ2 が飽和領域に入り、確実に
導通する。
作モードのコイル1 のエネルギの放出時においては、そ
の出力電圧が（Ｖin＋ＶL ）に増加するため、トランジ
スタＱ3 のベース−エミッタ間電圧ＶBE2 をＶBE2(ON)
以上に上昇させる。これにより、トランジスタＱ3 は、
導通する。このため、トランジスタＱ2 のベース電圧が
引き下げられる。したがって、トランジスタＱ2 ベース
−エミッタ間電圧ＶBE1 （例えば、１Ｖ）が大きくな
り、ベース−エミッタ間電圧ＶBE1(ON) 以上になる。こ
れにより、トランジスタＱ2 が飽和領域に入り、確実に
導通する。
【００２４】一方、動作モードのコイル1 のエネルギの
蓄積時および停止モードにおいては、その出力電圧が低
下し、トランジスタＱ1 が導通するため、トランジスタ
Ｑ3のベース−エミッタ間電圧ＶBE2 をＶBE2(OFF)以下
に低下させる。これにより、トランジスタＱ3 は、遮断
する。このため、トランジスタＱ2 のベース電圧が引き
上げられる。したがって、したがって、トランジスタＱ
2 ベース−エミッタ間電圧ＶBE1 （例えば、０．５Ｖ）
が小さくなり、ベース−エミッタ間電圧ＶBE1(OFF)以下
になる。これにより、トランジスタＱ2 が遮断領域に入
り、確実に遮断する。
蓄積時および停止モードにおいては、その出力電圧が低
下し、トランジスタＱ1 が導通するため、トランジスタ
Ｑ3のベース−エミッタ間電圧ＶBE2 をＶBE2(OFF)以下
に低下させる。これにより、トランジスタＱ3 は、遮断
する。このため、トランジスタＱ2 のベース電圧が引き
上げられる。したがって、したがって、トランジスタＱ
2 ベース−エミッタ間電圧ＶBE1 （例えば、０．５Ｖ）
が小さくなり、ベース−エミッタ間電圧ＶBE1(OFF)以下
になる。これにより、トランジスタＱ2 が遮断領域に入
り、確実に遮断する。
【００２５】以上のように、図２の昇圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路によれば、増幅回路３によって、バイアス
回路２がトランジスタＱ2 の導通時に発生するベース−
エミッタ間電圧ＶBE1(ON) とトランジスタＱ2 の遮断時
に発生するベース−エミッタ間電圧ＶBE1(OFF)との差が
拡大増幅されるので、安定した昇圧が行える。
ンバータ回路によれば、増幅回路３によって、バイアス
回路２がトランジスタＱ2 の導通時に発生するベース−
エミッタ間電圧ＶBE1(ON) とトランジスタＱ2 の遮断時
に発生するベース−エミッタ間電圧ＶBE1(OFF)との差が
拡大増幅されるので、安定した昇圧が行える。
【００２６】
【発明の効果】請求項１に係る発明によれば、コイルの
出力電圧を分圧することにより、動作モードにおけるコ
イルのエネルギ放出時には第２のトランジスタを導通さ
せ、コイルのエネルギ蓄積時には第２のトランジスタを
遮断させ、かつ停止モード時には第２のトランジスタを
遮断させるようなバイアス電圧を発生し、第２のトラン
ジスタに印加するようにしているので、電圧のロスが少
なく、安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供す
ることができる。
出力電圧を分圧することにより、動作モードにおけるコ
イルのエネルギ放出時には第２のトランジスタを導通さ
せ、コイルのエネルギ蓄積時には第２のトランジスタを
遮断させ、かつ停止モード時には第２のトランジスタを
遮断させるようなバイアス電圧を発生し、第２のトラン
ジスタに印加するようにしているので、電圧のロスが少
なく、安価な昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供す
ることができる。
【００２７】請求項２に係る発明によれば、バイアス回
路が第２のトランジスタの導通時に発生するバイアス電
圧と、遮断時に発生するバイアス電圧との差を拡大増幅
させるようにしているので、入力電圧と出力電圧との差
を小さくした場合においても、導通と遮断を区別でき
る。
路が第２のトランジスタの導通時に発生するバイアス電
圧と、遮断時に発生するバイアス電圧との差を拡大増幅
させるようにしているので、入力電圧と出力電圧との差
を小さくした場合においても、導通と遮断を区別でき
る。
【図１】本発明の一実施例の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路の構成を示す回路図である。
タ回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の他の実施例の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路の構成を示す回路図である。
ータ回路の構成を示す回路図である。
【図３】従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
１…パルス発生回路 ２…バイアス回路 ３…増幅回路 Ｌ1 …コイル Ｑ1 ，Ｑ2 …トランジスタ Ｂ…直流電源 Ｖin…入力電圧 Ｖout …出力電圧
Claims (2)
- 【請求項１】 動作モードと停止モードとを有し、当該
動作モード時は直流電源からの入力電圧より高い出力電
圧を発生し、当該停止モード時は当該直流電源からの入
力電圧を出力しないようにした昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路であって、 前記動作モードにおいてＯＮ／ＯＦＦパルスを発生し、
前記停止モードにおいて当該ＯＮ／ＯＦＦパルスの発生
を停止するパルス発生回路、 前記パルス発生回路から出力されたＯＮ／ＯＦＦパルス
に応答して導通／遮断動作し、前記パルス発生回路のＯ
Ｎ／ＯＦＦパルスの発生の停止に応答して遮断動作を維
持する第１のトランジスタ、 前記第１のトランジスタと協働して前記直流電源の回り
に昇圧のための閉ループを形成し、前記動作モードにお
いて、前記第１のトランジスタの導通時は前記直流電源
からエネルギを蓄積し、遮断時は蓄積したエネルギを放
出するとともに前記入力電圧に当該エネルギの放出に伴
う電圧を加算して出力するコイル、 前記コイルの出力電圧を前記出力電圧として出力するか
否かを切り換えるための第２のトランジスタ、および前
記コイルの出力電圧を分圧することにより、前記動作モ
ードにおける前記コイルのエネルギ放出時には前記第２
のトランジスタを導通させ、前記コイルのエネルギ蓄積
時には前記第２のトランジスタを遮断させ、かつ前記停
止モード時には前記第２のトランジスタを遮断させるよ
うなバイアス電圧を発生し、前記第２のトランジスタに
印加するバイアス回路を備える昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路。 - 【請求項２】 前記バイアス回路が前記第２のトランジ
スタの導通時に発生するバイアス電圧と、遮断時に発生
するバイアス電圧との差を拡大増幅させるための拡大増
幅手段をさらに備える、請求項１に記載の昇圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13799695A JPH08331837A (ja) | 1995-06-05 | 1995-06-05 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13799695A JPH08331837A (ja) | 1995-06-05 | 1995-06-05 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08331837A true JPH08331837A (ja) | 1996-12-13 |
Family
ID=15211633
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13799695A Pending JPH08331837A (ja) | 1995-06-05 | 1995-06-05 | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08331837A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102223073A (zh) * | 2011-06-11 | 2011-10-19 | 深圳市华星光电技术有限公司 | 具高升压比的自激式同步整流升压变换器 |
| US8643350B2 (en) | 2011-06-11 | 2014-02-04 | Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd. | Self-driven synchronous rectification boost converter having high step-up ratio |
-
1995
- 1995-06-05 JP JP13799695A patent/JPH08331837A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102223073A (zh) * | 2011-06-11 | 2011-10-19 | 深圳市华星光电技术有限公司 | 具高升压比的自激式同步整流升压变换器 |
| US8643350B2 (en) | 2011-06-11 | 2014-02-04 | Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd. | Self-driven synchronous rectification boost converter having high step-up ratio |
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