JP3527636B2 - 自励型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
自励型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Prostheses (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自励型ＤＣ−ＤＣ
コンバータに関するものである。
コンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の自励型ＤＣ−ＤＣコンバータと
しては図５に示すような回路構成のものがあった。この
自励型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端子ｔ１，ｔ２間
に接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ１、一次巻線Ｌ
１、及びコンデンサＣ２からなる直列回路と、トランジ
スタＱ１および一次巻線Ｌ１の接続点にカソードが接続
されると共にコンデンサＣ２および入力端子ｔ２の接続
点（グランド）にアノードが接続されたダイオードＤ１
とで構成される降圧チョッパ回路を有し、トランジスタ
Ｑ１のベース・エミッタ間にはコンデンサＣ１を介して
一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰還巻線Ｌ２が接続され
ている。また、コンデンサＣ２の両端間には抵抗Ｒ５，
Ｒ６からなる直列回路が接続され、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接
続点にはＮＰＮ形トランジスタＱ７のベースが接続され
ている。トランジスタＱ７のコレクタはトランジスタＱ
６のベースに接続されると共に抵抗Ｒ１０を介してトラ
ンジスタＱ１のエミッタに接続され、トランジスタＱ７
のエミッタはグランドに接続される。また、ＮＰＮ形ト
ランジスタＱ６のコレクタは抵抗Ｒ９を介してトランジ
スタＱ１のベースに接続されると共に、トランジスタＱ
６のエミッタはグランドに接続される。
しては図５に示すような回路構成のものがあった。この
自励型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端子ｔ１，ｔ２間
に接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ１、一次巻線Ｌ
１、及びコンデンサＣ２からなる直列回路と、トランジ
スタＱ１および一次巻線Ｌ１の接続点にカソードが接続
されると共にコンデンサＣ２および入力端子ｔ２の接続
点（グランド）にアノードが接続されたダイオードＤ１
とで構成される降圧チョッパ回路を有し、トランジスタ
Ｑ１のベース・エミッタ間にはコンデンサＣ１を介して
一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰還巻線Ｌ２が接続され
ている。また、コンデンサＣ２の両端間には抵抗Ｒ５，
Ｒ６からなる直列回路が接続され、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接
続点にはＮＰＮ形トランジスタＱ７のベースが接続され
ている。トランジスタＱ７のコレクタはトランジスタＱ
６のベースに接続されると共に抵抗Ｒ１０を介してトラ
ンジスタＱ１のエミッタに接続され、トランジスタＱ７
のエミッタはグランドに接続される。また、ＮＰＮ形ト
ランジスタＱ６のコレクタは抵抗Ｒ９を介してトランジ
スタＱ１のベースに接続されると共に、トランジスタＱ
６のエミッタはグランドに接続される。
【０００３】以下にこの自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１
の動作を説明する。なお、図６（ａ）〜（ｄ）に本回路
の各部の波形図を示す。入力端子ｔ１，ｔ２間に直流の
入力電源Ｅが投入されると、抵抗Ｒ１０を介してトラン
ジスタＱ６にベース電流が流れ、トランジスタＱ６がオ
ンする。トランジスタＱ６がオンすると、抵抗Ｒ９を介
してトランジスタＱ１にベース電流Ｉ４（＝Ｉ２−Ｉ
５）が流れ、トランジスタＱ１がオンする。トランジス
タＱ１がオンすると、トランジスタＱ１にコレクタ電流
Ｉ１が流れ、一次巻線Ｌ１の両端間に電位差が発生す
る。この時、一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰還巻線Ｌ
２にも電位差が発生し、この電位差によってトランジス
タＱ１がバイアスされ、トランジスタＱ１が急速にオン
に至る。この時、入力電源Ｅ→トランジスタＱ１→一次
巻線Ｌ１→コンデンサＣ２→入力電源Ｅの経路でコンデ
ンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２および出力端子ｔ
３，ｔ４間に接続される負荷回路（図示せず）にエネル
ギが供給される。
の動作を説明する。なお、図６（ａ）〜（ｄ）に本回路
の各部の波形図を示す。入力端子ｔ１，ｔ２間に直流の
入力電源Ｅが投入されると、抵抗Ｒ１０を介してトラン
ジスタＱ６にベース電流が流れ、トランジスタＱ６がオ
ンする。トランジスタＱ６がオンすると、抵抗Ｒ９を介
してトランジスタＱ１にベース電流Ｉ４（＝Ｉ２−Ｉ
５）が流れ、トランジスタＱ１がオンする。トランジス
タＱ１がオンすると、トランジスタＱ１にコレクタ電流
Ｉ１が流れ、一次巻線Ｌ１の両端間に電位差が発生す
る。この時、一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰還巻線Ｌ
２にも電位差が発生し、この電位差によってトランジス
タＱ１がバイアスされ、トランジスタＱ１が急速にオン
に至る。この時、入力電源Ｅ→トランジスタＱ１→一次
巻線Ｌ１→コンデンサＣ２→入力電源Ｅの経路でコンデ
ンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２および出力端子ｔ
３，ｔ４間に接続される負荷回路（図示せず）にエネル
ギが供給される。
【０００４】ここで、トランジスタＱ１に流れるコレク
タ電流Ｉ１は一次巻線Ｌ１のインダクタンスで決定され
る傾きで増加するが、トランジスタＱ１のベース電流Ｉ
４は抵抗Ｒ９とトランジスタＱ６とで決定されるため、
電流Ｉ１が（Ｉ４×ｈFE）よりも大きくなると、ベース
電流Ｉ４がトランジスタＱ１の飽和を保つことができ
ず、トランジスタＱ１は非飽和領域で動作し、電圧Ｖ１
（トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧）が増
加する。ここで、電圧Ｖ１が増加すると、一次巻線Ｌ１
の両端電圧が低下し、一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰
還巻線Ｌ２の両端電圧も低下する。したがって、トラン
ジスタＱ１のベース電流Ｉ４が減少し、トランジスタＱ
１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１が更に増加して、ト
ランジスタＱ１が急速にオフに至る。この時、トランジ
スタＱ１のオン時に一次巻線Ｌ１に蓄積されたエネルギ
が一次巻線Ｌ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１→一
次巻線Ｌ１の経路で放出され、コンデンサＣ２および負
荷回路にエネルギが供給される。その後、一次巻線Ｌ１
に蓄積されたエネルギが全て放出されると、再びトラン
ジスタＱ１にベース電流が流れ、上述の動作を繰り返し
て発振を継続する。
タ電流Ｉ１は一次巻線Ｌ１のインダクタンスで決定され
る傾きで増加するが、トランジスタＱ１のベース電流Ｉ
４は抵抗Ｒ９とトランジスタＱ６とで決定されるため、
電流Ｉ１が（Ｉ４×ｈFE）よりも大きくなると、ベース
電流Ｉ４がトランジスタＱ１の飽和を保つことができ
ず、トランジスタＱ１は非飽和領域で動作し、電圧Ｖ１
（トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧）が増
加する。ここで、電圧Ｖ１が増加すると、一次巻線Ｌ１
の両端電圧が低下し、一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰
還巻線Ｌ２の両端電圧も低下する。したがって、トラン
ジスタＱ１のベース電流Ｉ４が減少し、トランジスタＱ
１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１が更に増加して、ト
ランジスタＱ１が急速にオフに至る。この時、トランジ
スタＱ１のオン時に一次巻線Ｌ１に蓄積されたエネルギ
が一次巻線Ｌ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１→一
次巻線Ｌ１の経路で放出され、コンデンサＣ２および負
荷回路にエネルギが供給される。その後、一次巻線Ｌ１
に蓄積されたエネルギが全て放出されると、再びトラン
ジスタＱ１にベース電流が流れ、上述の動作を繰り返し
て発振を継続する。
【０００５】ところで、本回路では抵抗Ｒ５，Ｒ６およ
びトランジスタＱ７からなる回路が出力電圧に応じてト
ランジスタＱ６のベース電流を制御し、トランジスタＱ
１のベース電流Ｉ４を制御している。例えば、負荷が軽
くなって出力電圧が増加すると、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続
点の電位が上昇して、トランジスタＱ７を流れる電流が
増加し、トランジスタＱ６のベース電位が低下し、トラ
ンジスタＱ６のベース電流が低下する。したがって、ト
ランジスタＱ１のベース電流Ｉ４が低下し、トランジス
タＱ１のオフするタイミングが早まり、電流Ｉ１のピー
ク値が低下して、出力電圧の増加を抑制する。一方、負
荷が重くなって出力電圧が低下すると、抵抗Ｒ５，Ｒ６
の接続点の電位が低下して、トランジスタＱ７を流れる
電流が低下し、トランジスタＱ６のベース電位が上昇
し、トランジスタＱ６のベース電流が増加する。したが
って、トランジスタＱ１のベース電流Ｉ４が増加し、ト
ランジスタＱ１のオフするタイミングが遅れ、電流Ｉ１
のピーク値が増加して、出力電圧の低下を抑制する。こ
のように、本回路では抵抗Ｒ５，Ｒ６およびトランジス
タＱ７からなる回路が出力電圧に応じてトランジスタＱ
６のベース電流を制御し、トランジスタＱ１のベース電
流Ｉ４を制御して、出力電圧を略一定に制御している
（例えば、実開平５−２５８５号公報参照）。
びトランジスタＱ７からなる回路が出力電圧に応じてト
ランジスタＱ６のベース電流を制御し、トランジスタＱ
１のベース電流Ｉ４を制御している。例えば、負荷が軽
くなって出力電圧が増加すると、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続
点の電位が上昇して、トランジスタＱ７を流れる電流が
増加し、トランジスタＱ６のベース電位が低下し、トラ
ンジスタＱ６のベース電流が低下する。したがって、ト
ランジスタＱ１のベース電流Ｉ４が低下し、トランジス
タＱ１のオフするタイミングが早まり、電流Ｉ１のピー
ク値が低下して、出力電圧の増加を抑制する。一方、負
荷が重くなって出力電圧が低下すると、抵抗Ｒ５，Ｒ６
の接続点の電位が低下して、トランジスタＱ７を流れる
電流が低下し、トランジスタＱ６のベース電位が上昇
し、トランジスタＱ６のベース電流が増加する。したが
って、トランジスタＱ１のベース電流Ｉ４が増加し、ト
ランジスタＱ１のオフするタイミングが遅れ、電流Ｉ１
のピーク値が増加して、出力電圧の低下を抑制する。こ
のように、本回路では抵抗Ｒ５，Ｒ６およびトランジス
タＱ７からなる回路が出力電圧に応じてトランジスタＱ
６のベース電流を制御し、トランジスタＱ１のベース電
流Ｉ４を制御して、出力電圧を略一定に制御している
（例えば、実開平５−２５８５号公報参照）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記構成のＤＣ−ＤＣ
コンバータでは簡単な回路構成で定電圧出力を得ること
ができるが、例えば入力電源Ｅとして商用電源（例えば
ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４０Ｖ）を整流平滑した電源を用
いる場合、トランジスタＱ１のベース電流Ｉ４を制御す
る抵抗Ｒ９およびトランジスタＱ６に非常に高い電圧が
印加され、数ｍＡ〜数十ｍＡのベース電流が流れるた
め、トランジスタＱ６の発熱が大きくなって損失が増加
し、しかも高耐圧の素子を用いるため、素子の形状が大
きくなるという問題があった。また、入力電源Ｅの電源
電圧に応じてトランジスタＱ７を流れる電流が変化する
ため、トランジスタＱ７により定電圧フィードバックす
ることができないという問題もあった。
コンバータでは簡単な回路構成で定電圧出力を得ること
ができるが、例えば入力電源Ｅとして商用電源（例えば
ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４０Ｖ）を整流平滑した電源を用
いる場合、トランジスタＱ１のベース電流Ｉ４を制御す
る抵抗Ｒ９およびトランジスタＱ６に非常に高い電圧が
印加され、数ｍＡ〜数十ｍＡのベース電流が流れるた
め、トランジスタＱ６の発熱が大きくなって損失が増加
し、しかも高耐圧の素子を用いるため、素子の形状が大
きくなるという問題があった。また、入力電源Ｅの電源
電圧に応じてトランジスタＱ７を流れる電流が変化する
ため、トランジスタＱ７により定電圧フィードバックす
ることができないという問題もあった。
【０００７】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、その目的とするところは、入力電源の電源電圧
が大きく変動する場合にも使用できる小型で低損失の自
励型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
であり、その目的とするところは、入力電源の電源電圧
が大きく変動する場合にも使用できる小型で低損失の自
励型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、直流の入力電圧をスイッチン
グする第１のトランジスタと、第１のトランジスタのコ
レクタに一端が接続された一次巻線と、カソードが第１
のトランジスタおよび一次巻線の接続点に接続されると
共にアノードがグランドに接続されたダイオードと、一
次巻線の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサ
と、一次巻線に磁気結合され第１のトランジスタのベー
ス・エミッタ間に接続された帰還巻線とを備え、入力電
圧を第１のトランジスタでスイッチングして降圧した直
流の出力電圧を負荷回路に供給し、第１のトランジスタ
のベース・エミッタ間に第１のトランジスタのベース電
流をバイパスすると共に出力電圧に応じてベース電流の
バイパス量を変化させる第２のトランジスタを設けた自
励型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷回路は、直流
電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより
所望の電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源
からなり、当該スイッチング電源は温度が上昇すると出
力が低下するような温度特性を有しており、出力電圧の
温度特性にスイッチング電源の温度特性を打ち消すよう
な正の温度特性を持たせるよう、温度上昇とともに第２
のトランジスタによるバイパス量を小さくする温度補償
手段を設けて成ることを特徴とし、第１のトランジスタ
のベース電流を制御する第２のトランジスタは第１のト
ランジスタのベース・エミッタ間に接続されているの
で、第２のトランジスタに過大な電圧が印加されること
がなく、第２のトランジスタの発熱を低減して損失を低
減することができ、第２のトランジスタに低損失の素子
を用いることができるから、自励型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの小型化を図ることもできる。そのうえ、第２のトラ
ンジスタは第１のトランジスタのベース電流のバイパス
量を変化させることによって、第１のトランジスタのベ
ース電流を制御しているので、直流入力電圧が大きく変
動する場合でも、第１のトランジスタのベース電流を制
御して、出力電圧を略一定に制御することができ、且つ
温度補償手段で出力の温度特性を補償することにより、
スイッチング電源の温度特性を打ち消すことができる。
に、請求項１の発明では、直流の入力電圧をスイッチン
グする第１のトランジスタと、第１のトランジスタのコ
レクタに一端が接続された一次巻線と、カソードが第１
のトランジスタおよび一次巻線の接続点に接続されると
共にアノードがグランドに接続されたダイオードと、一
次巻線の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサ
と、一次巻線に磁気結合され第１のトランジスタのベー
ス・エミッタ間に接続された帰還巻線とを備え、入力電
圧を第１のトランジスタでスイッチングして降圧した直
流の出力電圧を負荷回路に供給し、第１のトランジスタ
のベース・エミッタ間に第１のトランジスタのベース電
流をバイパスすると共に出力電圧に応じてベース電流の
バイパス量を変化させる第２のトランジスタを設けた自
励型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷回路は、直流
電圧をスイッチング素子でスイッチングすることにより
所望の電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源
からなり、当該スイッチング電源は温度が上昇すると出
力が低下するような温度特性を有しており、出力電圧の
温度特性にスイッチング電源の温度特性を打ち消すよう
な正の温度特性を持たせるよう、温度上昇とともに第２
のトランジスタによるバイパス量を小さくする温度補償
手段を設けて成ることを特徴とし、第１のトランジスタ
のベース電流を制御する第２のトランジスタは第１のト
ランジスタのベース・エミッタ間に接続されているの
で、第２のトランジスタに過大な電圧が印加されること
がなく、第２のトランジスタの発熱を低減して損失を低
減することができ、第２のトランジスタに低損失の素子
を用いることができるから、自励型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの小型化を図ることもできる。そのうえ、第２のトラ
ンジスタは第１のトランジスタのベース電流のバイパス
量を変化させることによって、第１のトランジスタのベ
ース電流を制御しているので、直流入力電圧が大きく変
動する場合でも、第１のトランジスタのベース電流を制
御して、出力電圧を略一定に制御することができ、且つ
温度補償手段で出力の温度特性を補償することにより、
スイッチング電源の温度特性を打ち消すことができる。
【０００９】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記第１及び第２のトランジスタはＰＮＰ形トラ
ンジスタからなることを特徴とし、本願発明の望ましい
実施態様である。
いて、上記第１及び第２のトランジスタはＰＮＰ形トラ
ンジスタからなることを特徴とし、本願発明の望ましい
実施態様である。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面を参照
して説明する。
して説明する。
【００１１】（基本構成）
自励型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成の回路図を図１
に、各部の波形図を図２（ａ）〜（ｃ）に示す。
に、各部の波形図を図２（ａ）〜（ｃ）に示す。
【００１２】この自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、入
力端子ｔ１，ｔ２間に接続された第１のトランジスタた
るＰＮＰ形トランジスタＱ１、一次巻線Ｌ１、及び電解
コンデンサＣ２からなる直列回路と、トランジスタＱ１
および一次巻線Ｌ１の接続点にカソードが接続されると
共にコンデンサＣ２および入力端子ｔ２の接続点（グラ
ンド）にアノードが接続されたダイオードＤ１とで構成
される降圧チョッパ回路を有し、トランジスタＱ１のベ
ース・エミッタ間にはコンデンサＣ１と一次巻線Ｌ１に
磁気結合された帰還巻線Ｌ２と抵抗Ｒ３との直列回路が
接続されている。
力端子ｔ１，ｔ２間に接続された第１のトランジスタた
るＰＮＰ形トランジスタＱ１、一次巻線Ｌ１、及び電解
コンデンサＣ２からなる直列回路と、トランジスタＱ１
および一次巻線Ｌ１の接続点にカソードが接続されると
共にコンデンサＣ２および入力端子ｔ２の接続点（グラ
ンド）にアノードが接続されたダイオードＤ１とで構成
される降圧チョッパ回路を有し、トランジスタＱ１のベ
ース・エミッタ間にはコンデンサＣ１と一次巻線Ｌ１に
磁気結合された帰還巻線Ｌ２と抵抗Ｒ３との直列回路が
接続されている。
【００１３】ここで、トランジスタＱ１のベースは抵抗
Ｒ４を介してグランドに接続されている。また、コンデ
ンサＣ２の両端間には抵抗Ｒ５，Ｒ６からなる直列回路
が接続され、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点にはＮＰＮ形トラ
ンジスタＱ３のベースが接続されている。トランジスタ
Ｑ３のエミッタはグランドに接続され、コレクタは抵抗
Ｒ１，Ｒ２よりなる直列回路を介してトランジスタＱ１
のエミッタに接続される。また、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続
点には第２のトランジスタたるＰＮＰ形トランジスタＱ
２のベースが接続され、トランジスタＱ２のエミッタは
トランジスタＱ１のエミッタに、コレクタはトランジス
タＱ１のベースに夫々接続されている。
Ｒ４を介してグランドに接続されている。また、コンデ
ンサＣ２の両端間には抵抗Ｒ５，Ｒ６からなる直列回路
が接続され、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点にはＮＰＮ形トラ
ンジスタＱ３のベースが接続されている。トランジスタ
Ｑ３のエミッタはグランドに接続され、コレクタは抵抗
Ｒ１，Ｒ２よりなる直列回路を介してトランジスタＱ１
のエミッタに接続される。また、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続
点には第２のトランジスタたるＰＮＰ形トランジスタＱ
２のベースが接続され、トランジスタＱ２のエミッタは
トランジスタＱ１のエミッタに、コレクタはトランジス
タＱ１のベースに夫々接続されている。
【００１４】以下にこの自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１
の動作を説明する。
の動作を説明する。
【００１５】入力端子ｔ１，ｔ２間に、直流の入力電源
Ｅを投入すると、抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ１に
ベース電流が流れ、トランジスタＱ１がオンする。トラ
ンジスタＱ１がオンすると、トランジスタＱ１にコレク
タ電流Ｉ１が流れ、一次巻線Ｌ１の両端間に電位差が発
生する。この時、一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰還巻
線Ｌ２にも電位差が発生し、この電位差によってトラン
ジスタＱ１がバイアスされ、トランジスタＱ１が急速に
オンに至る。この時、入力電源Ｅ→トランジスタＱ１→
一次巻線Ｌ１→コンデンサＣ２→入力電源Ｅの経路でコ
ンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２および出力端
子ｔ３，ｔ４間に接続される負荷回路にエネルギが供給
される。
Ｅを投入すると、抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ１に
ベース電流が流れ、トランジスタＱ１がオンする。トラ
ンジスタＱ１がオンすると、トランジスタＱ１にコレク
タ電流Ｉ１が流れ、一次巻線Ｌ１の両端間に電位差が発
生する。この時、一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰還巻
線Ｌ２にも電位差が発生し、この電位差によってトラン
ジスタＱ１がバイアスされ、トランジスタＱ１が急速に
オンに至る。この時、入力電源Ｅ→トランジスタＱ１→
一次巻線Ｌ１→コンデンサＣ２→入力電源Ｅの経路でコ
ンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２および出力端
子ｔ３，ｔ４間に接続される負荷回路にエネルギが供給
される。
【００１６】ここで、トランジスタＱ１のコレクタ電流
Ｉ１は一次巻線Ｌ１のインダクタンスで決定される傾き
で増加するが、コレクタ電流Ｉ１が（ベース電流）×ｈ
FEよりも大きくなると、ベース電流がトランジスタＱ１
の飽和状態を保つことができなくなり、トランジスタＱ
１が非飽和領域で動作し、電圧Ｖ１（すなわち、トラン
ジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧）が増加する。
電圧Ｖ１が増加すると、一次巻線Ｌ１の両端電圧が低下
し、一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰還巻線Ｌ２の両端
電圧も低下する。したがって、トランジスタＱ１のベー
ス電流が減少し、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッ
タ間電圧Ｖ１が更に増加して、トランジスタＱ１が急速
にオフに至る。トランジスタＱ１がオフすると、トラン
ジスタＱ１のオン時に一次巻線Ｌ１に蓄積されたエネル
ギが一次巻線Ｌ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１→
一次巻線Ｌ１の経路で放出され、コンデンサＣ２および
負荷回路にエネルギが供給される。そして、一次巻線Ｌ
１に蓄積されたエネルギが全て放出されると、再びトラ
ンジスタＱ１にベース電流が流れて、トランジスタＱ１
がオンし、上述の動作を繰り返して発振を継続する。
Ｉ１は一次巻線Ｌ１のインダクタンスで決定される傾き
で増加するが、コレクタ電流Ｉ１が（ベース電流）×ｈ
FEよりも大きくなると、ベース電流がトランジスタＱ１
の飽和状態を保つことができなくなり、トランジスタＱ
１が非飽和領域で動作し、電圧Ｖ１（すなわち、トラン
ジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧）が増加する。
電圧Ｖ１が増加すると、一次巻線Ｌ１の両端電圧が低下
し、一次巻線Ｌ１に磁気結合された帰還巻線Ｌ２の両端
電圧も低下する。したがって、トランジスタＱ１のベー
ス電流が減少し、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッ
タ間電圧Ｖ１が更に増加して、トランジスタＱ１が急速
にオフに至る。トランジスタＱ１がオフすると、トラン
ジスタＱ１のオン時に一次巻線Ｌ１に蓄積されたエネル
ギが一次巻線Ｌ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１→
一次巻線Ｌ１の経路で放出され、コンデンサＣ２および
負荷回路にエネルギが供給される。そして、一次巻線Ｌ
１に蓄積されたエネルギが全て放出されると、再びトラ
ンジスタＱ１にベース電流が流れて、トランジスタＱ１
がオンし、上述の動作を繰り返して発振を継続する。
【００１７】ところで、本回路では抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ
５，Ｒ６およびトランジスタＱ２，Ｑ３からなる回路が
出力電圧に応じてトランジスタＱ１のベース電流を制御
している。例えば、入力電源Ｅの電圧変動や負荷変動な
どによって、出力電圧が増加すると（図２の期間Ｔ
ｂ）、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点の電位が上昇して、トラ
ンジスタＱ３のベース電流が増加し、トランジスタＱ３
のコレクタ電流が増加する。この時、抵抗Ｒ１の両端間
に発生する電位差が増加してトランジスタＱ２のベース
電流が増加する。ここで、トランジスタＱ１のベース電
流の一部はトランジスタＱ２を介してバイパスされてい
るので、トランジスタＱ２のベース電流が増加すると、
トランジスタＱ１のベース電流のバイパス量が増加し
て、トランジスタＱ１のベース電流が減少し、トランジ
スタＱ１のオフするタイミングが早まり、出力電圧が低
下する。
５，Ｒ６およびトランジスタＱ２，Ｑ３からなる回路が
出力電圧に応じてトランジスタＱ１のベース電流を制御
している。例えば、入力電源Ｅの電圧変動や負荷変動な
どによって、出力電圧が増加すると（図２の期間Ｔ
ｂ）、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点の電位が上昇して、トラ
ンジスタＱ３のベース電流が増加し、トランジスタＱ３
のコレクタ電流が増加する。この時、抵抗Ｒ１の両端間
に発生する電位差が増加してトランジスタＱ２のベース
電流が増加する。ここで、トランジスタＱ１のベース電
流の一部はトランジスタＱ２を介してバイパスされてい
るので、トランジスタＱ２のベース電流が増加すると、
トランジスタＱ１のベース電流のバイパス量が増加し
て、トランジスタＱ１のベース電流が減少し、トランジ
スタＱ１のオフするタイミングが早まり、出力電圧が低
下する。
【００１８】一方、入力電源Ｅの電圧変動や負荷変動な
どによって、出力電圧が低下すると（図２の期間Ｔ
ａ）、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点の電位が低下して、トラ
ンジスタＱ３のベース電流が低下し、トランジスタＱ３
のコレクタ電流が低下する。この時、抵抗Ｒ１の両端間
に発生する電位差が小さくなりトランジスタＱ２のベー
ス電流が低下するので、トランジスタＱ２を介してバイ
パスされるトランジスタＱ１のベース電流のバイパス量
が減少し、トランジスタＱ１のベース電流が増加して、
トランジスタＱ１がオフするタイミングが遅くなり、出
力電圧が増加する。
どによって、出力電圧が低下すると（図２の期間Ｔ
ａ）、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点の電位が低下して、トラ
ンジスタＱ３のベース電流が低下し、トランジスタＱ３
のコレクタ電流が低下する。この時、抵抗Ｒ１の両端間
に発生する電位差が小さくなりトランジスタＱ２のベー
ス電流が低下するので、トランジスタＱ２を介してバイ
パスされるトランジスタＱ１のベース電流のバイパス量
が減少し、トランジスタＱ１のベース電流が増加して、
トランジスタＱ１がオフするタイミングが遅くなり、出
力電圧が増加する。
【００１９】この自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、
トランジスタＱ１のベース・エミッタ間に接続されたト
ランジスタＱ２によりトランジスタＱ１のベース電流の
一部をバイパスしており、出力電圧に応じてトランジス
タＱ２がベース電流のバイパス量を変化させることによ
って、トランジスタＱ１のオフするタイミングが変化
し、出力電圧が略一定に制御される。したがって、起動
用の抵抗Ｒ４は、トランジスタＱ１を起動するのに必要
な小さいベース電流を流せれば良いので、抵抗Ｒ４の抵
抗値を大きくすることができ、抵抗Ｒ４に発生する損失
を低減することができる。また、トランジスタＱ１のベ
ース電流を制御するトランジスタＱ２は、トランジスタ
Ｑ１のベース・エミッタ間に接続されており、入力電源
Ｅの電源電圧に比べて比較的小さい電位差で動作するた
め、トランジスタＱ２の発熱を小さくして損失を低減す
ることができ、しかもトランジスタＱ２に耐圧の低い小
型の素子を用いることができ、自励型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１を小型化することができる。
トランジスタＱ１のベース・エミッタ間に接続されたト
ランジスタＱ２によりトランジスタＱ１のベース電流の
一部をバイパスしており、出力電圧に応じてトランジス
タＱ２がベース電流のバイパス量を変化させることによ
って、トランジスタＱ１のオフするタイミングが変化
し、出力電圧が略一定に制御される。したがって、起動
用の抵抗Ｒ４は、トランジスタＱ１を起動するのに必要
な小さいベース電流を流せれば良いので、抵抗Ｒ４の抵
抗値を大きくすることができ、抵抗Ｒ４に発生する損失
を低減することができる。また、トランジスタＱ１のベ
ース電流を制御するトランジスタＱ２は、トランジスタ
Ｑ１のベース・エミッタ間に接続されており、入力電源
Ｅの電源電圧に比べて比較的小さい電位差で動作するた
め、トランジスタＱ２の発熱を小さくして損失を低減す
ることができ、しかもトランジスタＱ２に耐圧の低い小
型の素子を用いることができ、自励型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１を小型化することができる。
【００２０】（実施形態１）
本実施形態の自励型ＤＣ−ＤＣコンバータおよびそれを
用いる電源装置の回路図を図３に示す。尚、自励型ＤＣ
−ＤＣコンバータの回路構成は基本構成と略同様である
ので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明
を省略する。
用いる電源装置の回路図を図３に示す。尚、自励型ＤＣ
−ＤＣコンバータの回路構成は基本構成と略同様である
ので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明
を省略する。
【００２１】本実施形態の電源装置は自励型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ１と自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電
圧をスイッチング素子でスイッチングして所望の電圧に
変換するスイッチング電源３とで構成される。
コンバータ１と自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電
圧をスイッチング素子でスイッチングして所望の電圧に
変換するスイッチング電源３とで構成される。
【００２２】自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、上述し
た図１の回路と略同様の構成を有しており、図１の回路
において抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点にカソードが接続され
ると共にトランジスタＱ３のベースにアノードが接続さ
れたツェナダイオードＺＤ１を設けている。
た図１の回路と略同様の構成を有しており、図１の回路
において抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点にカソードが接続され
ると共にトランジスタＱ３のベースにアノードが接続さ
れたツェナダイオードＺＤ１を設けている。
【００２３】自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力端子
ｔ３，ｔ４間にはスイッチング電源３が接続されてい
る。スイッチング電源３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の
出力端子ｔ３，ｔ４間に接続されたトランスＴ２の一次
巻線Ｌ３およびコンデンサＣ４からなる共振回路、スイ
ッチング素子たる電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳ
ＦＥＴと略す）Ｑ４、及び抵抗Ｒ８からなる直列回路
と、ベースがＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインに接続されコ
レクタがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに接続されると共に
ソースがグランドに接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ
５と、出力端子ｔ３，ｔ４間に接続された抵抗Ｒ７およ
びコンデンサＣ３からなる直列回路とから構成され、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ４のゲートはトランスＴ２の帰還巻線Ｌ５
を介して抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ３の接続点に接続
されている。また、トランスＴ２の二次巻線Ｌ４にはダ
イオードＤ２を介して負荷４が接続される。ここで、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ４のオンオフにより自励型ＤＣ−ＤＣコン
バータ１から一次巻線Ｌ３に流入する電流がスイッチン
グされ、トランスＴ２の二次巻線Ｌ４および帰還巻線Ｌ
５に電圧が誘起されるようになっている。ここに、スイ
ッチング電源３及び負荷４から自励型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１の負荷回路２が構成される。
ｔ３，ｔ４間にはスイッチング電源３が接続されてい
る。スイッチング電源３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の
出力端子ｔ３，ｔ４間に接続されたトランスＴ２の一次
巻線Ｌ３およびコンデンサＣ４からなる共振回路、スイ
ッチング素子たる電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳ
ＦＥＴと略す）Ｑ４、及び抵抗Ｒ８からなる直列回路
と、ベースがＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインに接続されコ
レクタがＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに接続されると共に
ソースがグランドに接続されたＮＰＮ形トランジスタＱ
５と、出力端子ｔ３，ｔ４間に接続された抵抗Ｒ７およ
びコンデンサＣ３からなる直列回路とから構成され、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ４のゲートはトランスＴ２の帰還巻線Ｌ５
を介して抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ３の接続点に接続
されている。また、トランスＴ２の二次巻線Ｌ４にはダ
イオードＤ２を介して負荷４が接続される。ここで、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ４のオンオフにより自励型ＤＣ−ＤＣコン
バータ１から一次巻線Ｌ３に流入する電流がスイッチン
グされ、トランスＴ２の二次巻線Ｌ４および帰還巻線Ｌ
５に電圧が誘起されるようになっている。ここに、スイ
ッチング電源３及び負荷４から自励型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１の負荷回路２が構成される。
【００２４】以下にスイッチング電源３の動作を説明す
る。
る。
【００２５】ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧がスイ
ッチング電源３に供給されると、抵抗Ｒ７を介してコン
デンサＣ３が充電され、コンデンサＣ３の両端電圧がＭ
ＯＳＦＥＴＱ４のしきい値電圧に達すると、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ４がオン状態になる。ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状態
になると、ＭＯＳＦＥＴＱ４を介してトランスＴ２の一
次巻線Ｌ３に電流が流れ、帰還巻線Ｌ５に一次巻線Ｌ３
からの誘起電圧が発生するので、ＭＯＳＦＥＴＱ４に流
れる電流が大きくなる。
ッチング電源３に供給されると、抵抗Ｒ７を介してコン
デンサＣ３が充電され、コンデンサＣ３の両端電圧がＭ
ＯＳＦＥＴＱ４のしきい値電圧に達すると、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ４がオン状態になる。ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状態
になると、ＭＯＳＦＥＴＱ４を介してトランスＴ２の一
次巻線Ｌ３に電流が流れ、帰還巻線Ｌ５に一次巻線Ｌ３
からの誘起電圧が発生するので、ＭＯＳＦＥＴＱ４に流
れる電流が大きくなる。
【００２６】この時、ＭＯＳＦＥＴＱ４に流れる電流は
略直線的に増加し、ＭＯＳＦＥＴＱ４に流れる電流によ
って抵抗Ｒ８の両端間に電位差が発生し、この電位差が
トランジスタＱ５のしきい値電圧を超えると、トランジ
スタＱ５がオンしてＭＯＳＦＥＴＱ４のゲート電荷が放
電され、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオフ状態となって、一次巻
線Ｌ３とコンデンサＣ４よりなる共振回路が共振を開始
する。この共振回路による共振の１周期が終了する時点
では、帰還巻線Ｌ５に誘起する電圧がＭＯＳＦＥＴＱ４
のゲートをオンにする電位に達するので、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ４が再びオンする。以後上述の動作を継続し安定発振
に移行する。ここで、温度が上昇すると、トランジスタ
Ｑ５のベース・エミッタ間電圧が低下し、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ４がオフするタイミングが早くなるので、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ４に流れる電流が低下して、負荷４に供給される出
力電圧が減少する虞がある。このような温度変化を補償
するためには、トランジスタＱ５と逆の温度特性を有す
るツェナダイオードをトランジスタＱ５のベースに接続
すれば良いが、その場合抵抗Ｒ８の両端電圧が大きくな
り、抵抗Ｒ８の定格電力が小さい場合は、抵抗Ｒ８の定
格電力を超える虞があるから、抵抗Ｒ８に定格電力の大
きい大型の抵抗を用いる必要がある。
略直線的に増加し、ＭＯＳＦＥＴＱ４に流れる電流によ
って抵抗Ｒ８の両端間に電位差が発生し、この電位差が
トランジスタＱ５のしきい値電圧を超えると、トランジ
スタＱ５がオンしてＭＯＳＦＥＴＱ４のゲート電荷が放
電され、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオフ状態となって、一次巻
線Ｌ３とコンデンサＣ４よりなる共振回路が共振を開始
する。この共振回路による共振の１周期が終了する時点
では、帰還巻線Ｌ５に誘起する電圧がＭＯＳＦＥＴＱ４
のゲートをオンにする電位に達するので、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ４が再びオンする。以後上述の動作を継続し安定発振
に移行する。ここで、温度が上昇すると、トランジスタ
Ｑ５のベース・エミッタ間電圧が低下し、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ４がオフするタイミングが早くなるので、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ４に流れる電流が低下して、負荷４に供給される出
力電圧が減少する虞がある。このような温度変化を補償
するためには、トランジスタＱ５と逆の温度特性を有す
るツェナダイオードをトランジスタＱ５のベースに接続
すれば良いが、その場合抵抗Ｒ８の両端電圧が大きくな
り、抵抗Ｒ８の定格電力が小さい場合は、抵抗Ｒ８の定
格電力を超える虞があるから、抵抗Ｒ８に定格電力の大
きい大型の抵抗を用いる必要がある。
【００２７】そこで、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバー
タではトランジスタＱ３のベースと抵抗Ｒ５，Ｒ６の接
続点との間に正の温度特性を有する温度補償手段たるツ
ェナダイオードＺＤ１を接続している。したがって、周
囲温度が高くなると、ツェナダイオードＺＤ１のツェナ
電圧が高くなり、その分だけトランジスタＱ３のベース
電位が低下するので、トランジスタＱ３に流れる電流が
低下して、抵抗Ｒ１の両端電圧が低下する。抵抗Ｒ１の
両端電圧が低下すると、トランジスタＱ２に流れるバイ
パス電流が低下し、トランジスタＱ１のベース電流が増
加するので、トランジスタＱ１のオフするタイミングが
遅くなって、自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧
が増加する。したがって、温度上昇によるスイッチング
電源３の出力低下を自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出
力を増加させることによって補償することができ、負荷
回路２の温度特性を補償して、負荷４に略一定の電圧を
供給することができる。
タではトランジスタＱ３のベースと抵抗Ｒ５，Ｒ６の接
続点との間に正の温度特性を有する温度補償手段たるツ
ェナダイオードＺＤ１を接続している。したがって、周
囲温度が高くなると、ツェナダイオードＺＤ１のツェナ
電圧が高くなり、その分だけトランジスタＱ３のベース
電位が低下するので、トランジスタＱ３に流れる電流が
低下して、抵抗Ｒ１の両端電圧が低下する。抵抗Ｒ１の
両端電圧が低下すると、トランジスタＱ２に流れるバイ
パス電流が低下し、トランジスタＱ１のベース電流が増
加するので、トランジスタＱ１のオフするタイミングが
遅くなって、自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧
が増加する。したがって、温度上昇によるスイッチング
電源３の出力低下を自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出
力を増加させることによって補償することができ、負荷
回路２の温度特性を補償して、負荷４に略一定の電圧を
供給することができる。
【００２８】（参考例）本発明の参考例の
回路図を図４に示す。尚、基本的な回
路構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素
には同一の符号を付してその説明を省略する。
路構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素
には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００２９】実施形態１の電源装置では、自励型ＤＣ−
ＤＣコンバータ１に入力電源Ｅが投入されると、上述の
動作によりコンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２
の両端電圧が上昇する。一方、スイッチング電源３で
は、抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ３に充電電流が流
れ、コンデンサＣ３の両端電圧がＭＯＳＦＥＴＱ４のし
きい値電圧を越えると、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状態に
なり、一次巻線Ｌ３およびコンデンサＣ４からなる共振
回路が動作を開始する。この時、自励型ＤＣ−ＤＣコン
バータ１では負荷電流が急激に増加するためコンデンサ
Ｃ２に充電された電荷がスイッチング電源３に供給さ
れ、コンデンサＣ２の両端電圧が低下する。そのため、
コンデンサＣ２に充電される電流量とコンデンサＣ２か
らスイッチング電源３に供給される電流量とが均衡する
と、コンデンサＣ２の両端電圧がそれ以上昇圧せず、コ
ンデンサＣ２の両端電圧、すなわちＤＣ−ＤＣコンバー
タ１の出力電圧が低い電圧値となる虞がある。
ＤＣコンバータ１に入力電源Ｅが投入されると、上述の
動作によりコンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２
の両端電圧が上昇する。一方、スイッチング電源３で
は、抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ３に充電電流が流
れ、コンデンサＣ３の両端電圧がＭＯＳＦＥＴＱ４のし
きい値電圧を越えると、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状態に
なり、一次巻線Ｌ３およびコンデンサＣ４からなる共振
回路が動作を開始する。この時、自励型ＤＣ−ＤＣコン
バータ１では負荷電流が急激に増加するためコンデンサ
Ｃ２に充電された電荷がスイッチング電源３に供給さ
れ、コンデンサＣ２の両端電圧が低下する。そのため、
コンデンサＣ２に充電される電流量とコンデンサＣ２か
らスイッチング電源３に供給される電流量とが均衡する
と、コンデンサＣ２の両端電圧がそれ以上昇圧せず、コ
ンデンサＣ２の両端電圧、すなわちＤＣ−ＤＣコンバー
タ１の出力電圧が低い電圧値となる虞がある。
【００３０】そこで、本参考例ではスイッチング電源３
のコンデンサＣ３と並列に抵抗Ｒ１１を接続しており、
抵抗Ｒ７，Ｒ１１およびコンデンサＣ３から動作開始時
にＭＯＳＦＥＴＱ４のスイッチング動作を停止させる動
作停止手段が構成される。動作開始時、コンデンサＣ２
の両端電圧が、ＭＯＳＦＥＴＱ４のしきい値電圧と抵抗
Ｒ７，Ｒ１１の分圧比とで決定される所定の電圧値以上
に昇圧するまで、コンデンサＣ３の両端電圧がＭＯＳＦ
ＥＴＱ４のしきい値電圧に達しないので、スイッチング
電源３の発振動作を停止させることができ、コンデンサ
Ｃ２の両端電圧、すなわち自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１の出力電圧を所定の電圧値以上に昇圧させることがで
きるから、自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧の
低下によって、スイッチング電源３の出力電圧が低下す
るのを防止することができる。
のコンデンサＣ３と並列に抵抗Ｒ１１を接続しており、
抵抗Ｒ７，Ｒ１１およびコンデンサＣ３から動作開始時
にＭＯＳＦＥＴＱ４のスイッチング動作を停止させる動
作停止手段が構成される。動作開始時、コンデンサＣ２
の両端電圧が、ＭＯＳＦＥＴＱ４のしきい値電圧と抵抗
Ｒ７，Ｒ１１の分圧比とで決定される所定の電圧値以上
に昇圧するまで、コンデンサＣ３の両端電圧がＭＯＳＦ
ＥＴＱ４のしきい値電圧に達しないので、スイッチング
電源３の発振動作を停止させることができ、コンデンサ
Ｃ２の両端電圧、すなわち自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１の出力電圧を所定の電圧値以上に昇圧させることがで
きるから、自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧の
低下によって、スイッチング電源３の出力電圧が低下す
るのを防止することができる。
【００３１】
【発明の効果】上述のように、請求項１の発明は、直流
の入力電圧をスイッチングする第１のトランジスタと、
第１のトランジスタのコレクタに一端が接続された一次
巻線と、カソードが第１のトランジスタおよび一次巻線
の接続点に接続されると共にアノードがグランドに接続
されたダイオードと、一次巻線の他端とグランドとの間
に接続されたコンデンサと、一次巻線に磁気結合され第
１のトランジスタのベース・エミッタ間に接続された帰
還巻線とを備え、入力電圧を第１のトランジスタでスイ
ッチングして降圧した直流の出力電圧を負荷回路に供給
し、第１のトランジスタのベース・エミッタ間に第１の
トランジスタのベース電流をバイパスすると共に出力電
圧に応じてベース電流のバイパス量を変化させる第２の
トランジスタを設けた自励型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、負荷回路は、直流電圧をスイッチング素子でスイ
ッチングすることにより所望の電圧に変換して負荷に供
給するスイッチング電源からなり、当該スイッチング電
源は温度が上昇すると出力が低下するような温度特性を
有しており、出力電圧の温度特性にスイッチング電源の
温度特性を打ち消すような正の温度特性を持たせるよ
う、温度上昇とともに第２のトランジスタによるバイパ
ス量を小さくする温度補償手段を特徴とし、第１のトラ
ンジスタのベース電流を制御する第２のトランジスタは
第１のトランジスタのベース・エミッタ間に接続されて
いるので、第２のトランジスタに過大な電圧が印加され
ることがなく、第２のトランジスタの発熱を低減し、損
失を低減することができ、第２のトランジスタに低損失
の素子を用いることができるから、自励型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの小型化を図ることもできる。そのうえ、第２
のトランジスタは第１のトランジスタのベース電流のバ
イパス量を変化させることによって、第１のトランジス
タのベース電流を制御しているので、直流入力電圧が大
きく変動する場合でも、第１のトランジスタのベース電
流を制御して、直流出力電圧を制御することができ、且
つ温度補償手段で出力の温度特性を補償することによ
り、スイッチング電源の温度特性を打ち消すことができ
るという効果がある。
の入力電圧をスイッチングする第１のトランジスタと、
第１のトランジスタのコレクタに一端が接続された一次
巻線と、カソードが第１のトランジスタおよび一次巻線
の接続点に接続されると共にアノードがグランドに接続
されたダイオードと、一次巻線の他端とグランドとの間
に接続されたコンデンサと、一次巻線に磁気結合され第
１のトランジスタのベース・エミッタ間に接続された帰
還巻線とを備え、入力電圧を第１のトランジスタでスイ
ッチングして降圧した直流の出力電圧を負荷回路に供給
し、第１のトランジスタのベース・エミッタ間に第１の
トランジスタのベース電流をバイパスすると共に出力電
圧に応じてベース電流のバイパス量を変化させる第２の
トランジスタを設けた自励型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、負荷回路は、直流電圧をスイッチング素子でスイ
ッチングすることにより所望の電圧に変換して負荷に供
給するスイッチング電源からなり、当該スイッチング電
源は温度が上昇すると出力が低下するような温度特性を
有しており、出力電圧の温度特性にスイッチング電源の
温度特性を打ち消すような正の温度特性を持たせるよ
う、温度上昇とともに第２のトランジスタによるバイパ
ス量を小さくする温度補償手段を特徴とし、第１のトラ
ンジスタのベース電流を制御する第２のトランジスタは
第１のトランジスタのベース・エミッタ間に接続されて
いるので、第２のトランジスタに過大な電圧が印加され
ることがなく、第２のトランジスタの発熱を低減し、損
失を低減することができ、第２のトランジスタに低損失
の素子を用いることができるから、自励型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの小型化を図ることもできる。そのうえ、第２
のトランジスタは第１のトランジスタのベース電流のバ
イパス量を変化させることによって、第１のトランジス
タのベース電流を制御しているので、直流入力電圧が大
きく変動する場合でも、第１のトランジスタのベース電
流を制御して、直流出力電圧を制御することができ、且
つ温度補償手段で出力の温度特性を補償することによ
り、スイッチング電源の温度特性を打ち消すことができ
るという効果がある。
【００３２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記第１及び第２のトランジスタはＰＮＰ形トラン
ジスタからなることを特徴とし、本願発明の望ましい実
施態様である。
て、上記第１及び第２のトランジスタはＰＮＰ形トラン
ジスタからなることを特徴とし、本願発明の望ましい実
施態様である。
【図１】自励型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｃ）は上の動作を示す波形図であ
る。
る。
【図３】実施形態１の電源装置を示す回路図である。
【図４】参考例の電源装置を示す回路図である。
【図５】従来の自励型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路
図である。
図である。
【図６】（ａ）〜（ｄ）は同上の動作を示す波形図であ
る。
る。
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｌ１ 一次巻線
Ｌ２ 帰還巻線
Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ
Ｒ３ 抵抗
ｔ１，ｔ２ 入力端子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 桂 嘉志記
大阪府門真市大字門真1048番地松下電工
株式会社内
(56)参考文献 特開 昭60−28770（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−154277（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−80042（ＪＰ，Ａ)
特開 昭51−118059（ＪＰ，Ａ)
実開 平４−76186（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】直流の入力電圧をスイッチングする第１の
トランジスタと、第１のトランジスタのコレクタに一端
が接続された一次巻線と、カソードが第１のトランジス
タおよび一次巻線の接続点に接続されると共にアノード
がグランドに接続されたダイオードと、一次巻線の他端
とグランドとの間に接続されたコンデンサと、一次巻線
に磁気結合され第１のトランジスタのベース・エミッタ
間に接続された帰還巻線とを備え、入力電圧を第１のト
ランジスタでスイッチングして降圧した直流の出力電圧
を負荷回路に供給し、第１のトランジスタのベース・エ
ミッタ間に第１のトランジスタのベース電流をバイパス
すると共に出力電圧に応じてベース電流のバイパス量を
変化させる第２のトランジスタを設けた自励型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、前記負荷回路は、直流電圧をス
イッチング素子でスイッチングすることにより所望の電
圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源からな
り、当該スイッチング電源は温度が上昇すると出力が低
下するような温度特性を有しており、出力電圧の温度特
性に前記スイッチング電源の温度特性を打ち消すような
正の温度特性を持たせるよう、温度上昇とともに前記第
２のトランジスタによるバイパス量を小さくする温度補
償手段を設けて成ることを特徴とする自励型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ。 - 【請求項２】上記第１及び第２のトランジスタはＰＮＰ
形トランジスタからなることを特徴とする請求項１記載
の自励型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
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