JPH0824356B2 - デジタルテレビジョン受信機の音響チャンネル回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、市販の少なくとも１つのアナログ−デジ
タルコンバータと、少なくとも１つのデジタル−アナロ
グコンバータとで構成されるデジタルテレビジョン受信
機の音響チャンネル回路に関する。

世界中で使用されているテレビジョン音響伝送規格
は、種々異なる。従って、現在のテレビジョン音響規格
及び将来のテレビジョン音響規格を復調可能なユニバー
サル音響チャンネル回路が望まれている。将来期待され
るテレビジョン音響規格の中には、英国及びスカンジナ
ビア諸国に導入されようとしている、この発明に関連す
る方法に関心が持たれている。この方法は“NICAM"とい
う略称で呼ばれ、実用段階に入っている。この方法につ
いては、1986年９月にIBAおよびBBCにより出版された
「英国ステレオテレビジョン伝送の規格仕様書」（Spec
ification of a Standard for UK Stereo-with-Televis
ion Transmission）に記載されている。

従って、クレームされたこの発明の目的はデジタルテ
レビジョン受信機のユニバーサル音響受信機を提供する
ことである。

この発明の特徴の１つは、異なる音響伝送規格を取扱
うことのできるマルチスタンダードテレビジョン受信機
を単一の集積音響チャンネル回路で組立てることができ
る点にある。この音響チャンネル回路は、再生中に自動
的に異なる規格に適応できる。

この発明について、添附図面を参照して詳細に説明す
る。

図面の簡単な説明 第１図は、この発明による問題解決のための第１の実施
例のブロック図； 第２図は、この発明による問題解決のための第２の実施
例のブロック図； 第３図は、この発明による問題解決のための第３の実施
例のブロック図；および 第４図は、この発明に適用できる上述した“NICAM"のDQ
PSKデコーダのブロック図である。

各図面において、四角で囲まれた部分は、デジタルサブ
回路を示し、この回路では信号は並列処理される。詳細
は後述する。この並列信号処理は、いわゆるパイプライ
ン技術によっても行うことができる。入力および出力信
号は、バスを介して伝送される。図面では、このバス
は、帯状に接続されたラインにより示されている。この
バスは、クロックシステムにより制御される。この発明
による音響チャンネル回路は、特に絶縁ゲート型電解効
果トランジスタ集積回路、すなわち、CMOS集積回路を含
むMOS集積回路、言替えれば相補型電解効果トランジス
タで実現するのに適している。

図に示した実施例では、一般的なチューナおよびミク
サにより、所望のアナログ音声およびビデオ信号vaが、
アンテナを介してテレビジョン受信機に到達した信号か
らすでに分離され、一般的なデジタルテレビジョン受信
機において、行われるようにベースバンドに変換されて
いるものとする。

第１図ないし第３図に示す３つの実施例において、ア
ナロク音声ビデオ信号は、アナログ非エイリアシングロ
ーパスフィルタafに印加され、フィルタを通過した信号
は、単一アナログ−デジタルコンバータadの入力に供給
される。アナログ−デジタルコンバータのサンプリング
信号は、tsはクロミナンス−サブキャリア周波数の４倍
のオーダの周波数である。すなわち、サンプリング周波
数は、一般に15MHz乃至25MHzである。非エイリアシング
ローパスフィルタafは、アナログ信号からこれらの成分
を分離する。これらの成分がもし含まれていると、アナ
ログ−デジタル変換後に外乱を生じる。アナログ−デジ
タル変換器の出力adは、バンドパスフィルタにbpに供給
される。バンドパスフィルタbpの中心周波数とバンド幅
はそれぞれ、受信したテレビジョン規格に依存した音声
キャリア周波数および相関するバンド幅に等しい。以
下、上記バンド幅を“有効バンド幅”と呼ぶ。バンドパ
スフィルタbpの出力は、デシメーション段回路dzの入力
に供給される。デシメーション段回路dzのクロック信号
ftは、サンプリング信号tsを、有効バンドがデシメーシ
ョン段により影響を受けない整数で割ることにより得ら
れる。

デシメーション段dzの出力は、ローパスフィルタtpに
印加される。ローパスフィルタの周波数特性は上述した
ごとくであり、有効バンドの周波数特性にできるだけ相
似している。

第１図乃至第３図において、アナログ−デジタル変換
器adの出力は、デジタルテレビジョン受信機のビデオ信
号処理サブ回路にも供給される。ローパスフィルタtpの
出力は、所望のデジタルオーディオ信号dsを表す。この
信号は、位相分離回路psに供給される。位相分離回路ps
は、０°出力a0および90°出力a9を有する。この位相分
離回路は、例えば、Hilbertフィルタで構成できる。あ
るいは、入力信号を90°位相シフトする、すなわち入力
信号に対して直交する信号を出力するような回路で構成
出来る。

位相分離回路の０°出力a0および90°出力a9はそれぞ
れ位相弁別器pdの２つの入力の１つに供給される。位相
弁別器は絶対値出力aaと位相角出力apを有する。位相角
出力apは上述した“NICAM"規格のデコーダndのDQPSK部
および差分段dtに供給される。以上によりデジタル周波
数変調回路が構成される。絶対値出力aaは、振幅変調さ
れた入力信号があると、対応するデジタル振幅変調され
た信号をあらわす。この絶対値出力aa,デコーダdnの出
力dn,および差分段dtの出力はデジタル−アナログ変換
器にそれぞれ供給される。各アナログ−デジタル変換器
の出力はラウドスピーカを有した代表的なアナログ音声
チャンネル増幅器に供給される（各出力側の矢印で示さ
れている）。

第２図に示すこの発明の第２実施例は、第１の実施例
と異なり、アナログ−デジタル変換器adの出力がミクサ
ｍの入力に供給される。ミクサｍは入力信号を音声信号
のベースバンドに変換する。ミクサｍの出力は第１ロー
パスフィルタtp1に供給される。第１ローパスフィルタt
pの周波数応答は、受信したテレビジョン規格依存信号
に含まれる音声信号のバンド幅により減少されたサンプ
リング周波数の1/2以下の零点を有している。第１ロー
パスフィルタtp1の出力はデシメーション段dzに供給さ
れる。デシメーション段dzのクロック信号ftは例えばサ
ンプリング信号tsの1/4の周波数を有する。デシメーシ
ョン段の出力は、第２ローパスフィルタtp2に供給され
る。第２ローパスフィルタtp2の周波数応答は上記有効
バンドより多少高いところに零点を有しており、上記有
効バンドの周波数特性にできるだけ、相似して動作す
る。

第２図の他の部分は、第１図の部分と同一であり、同
じ参照符号を付し、説明を省略する。

第３図に示される第３図の実施例は、第１および第２
の実施例と異なり、アナログ−デジタル交換器adの出力
が２つのクアドラチュアミクサqmに供給される。ミクサ
qmは入力信号を音声信号のベースバンドに変換する。ク
アドラチュアミクサqmにはデジタルサイン波キャリア信
号snおよびデジタルコサイン波信号cnがそれぞれ、供給
される。

クアドラチュアミクサのサイン波およびコサイン波部
の出力は第１ローパスフィルタtp1および第２ローパス
フィルタtp2にそれぞれ供給される。第２ローパスフィ
ルタtp2の周波数応答は受信したテレビジョン規格依存
信号に含まれる音声信号のバンド幅により減少されるサ
ンプリング周波数の1/2より多少低いところに零点を有
する。第１および第２ローパスフィルタtp1およびtp2の
出力は、第１および第２デシメーション段dz1およびdz2
にそれぞれ供給される。第１および第２デシメーション
段dz1およびdz2のコモンクロック信号ftはサンプリング
信号tsの、例えば1/4の周波数を有している。第１およ
び第２のデシメーション段dz1およびdz2はそれぞれ、第
３および第４のローパスフィルタtp3およびtp4に接続さ
れている。これらローパスフィルタの周波数応答は、有
効バンドよりも上に零点を有しており、有効バンドの周
波数特性にできるだけ相似して動作する。

第３および第４のローパスフィルタtp3およびtp4は位
相弁別器pdの第１および第２入力にそれぞれ接続されて
いる。位相弁別器pdは絶対値出力aaと位相角出力apを有
する。残りの回路については、第１図および第２図の回
路と同じである。

この発明の音響チャンネル回路のユニバーサルな応用
性は、位相スプリッタpsにより相互に直交する信号をま
ず作り、位相弁別器pdをそれを使って、絶対値信号と角
度信号を出力する点にある。音声キャリアが振幅変調さ
れると、絶対値信号は、復調された音声情報を表す。周
波数変調あるいは異なるクアドラチュア位相シフトキー
イング変調がある場合には、音声信号は位相信号から得
られる。上述した“NICAM"規格では、音声信号は角度信
号から直接得られるのに対し、周波数変調がある場合に
は、差分段dtを介して角度信号から得られる。西独のテ
レビジョンステレオサウンド規格では、両方の立体音響
チャンネルの復調は位相弁別器と時分割多重の両方によ
り得られる。

第４図は、位相弁別器pdの位相角出力apに現れる信号
から“タイミングリカバリ”による一般的な手法で得ら
れる位相角あるいは差分データからDPSKデータ対を分離
するデコーダのDQPSK部の好適実施例のブロック図であ
る。（1986年５月出版のIEEE Transactions on Communi
cationsのページ423乃至429を参照） 下記記述を容易に理解するために、差分クアドラチュア
あるいは、1/4位相シフトキーイング変調技術、すなわ
ちDQPSKと略称される技術について最初に述べる。帯域
に制限のあるチャンネル上にバイナリデータをシリアル
にクロック伝送するには、バイナリデータ列を最初に
“シンボル”と呼ばれる２ビットデータ対のックロック
シーケンスにグループ分けする。この結果、４つのデジ
タルワード00,01,10、11が作られる。バイナリデータ列
のクロック周波数は“データレート”と呼ばれ、シンボ
ルレートはデータレートの1/2に等しい。

これらの（２ビット）ワードは直角座標系の座標とし
て解読され、２の補数で表されたバイナリナンバと見な
される。これらのワードは座標軸と単位円との４つの交
点、すなわち４つの角度０°、90°、180°、および270
°を表すのに使用することができる。差分クアドラチュ
ア位相シフトキーイングでは、このデジタルワードはDP
SKデータ対として使用され、先行する位相値との差を表
す。この場合、DPSKデータ対00,10、11、および01は例
えば位相差０°、90°、−270°、＋／−180°および27
0°あるいは−90°にそれぞれ等しい。

伝送する場合、DPSKデータ対はアナログあるいはデジ
タルデバイスによりフィルタにかけられる。デジタルデ
バイスの場合、２つのデジタルフィルタのクロック信号
の周波数は上述したクロック周波数よりも一般に高い。

フィルタにかけた後、出力信号は、クアドラチュア振
幅変調にかけられる。すなわち、アナログフィルタにか
けた後、アナログクアドラチュア変調し、デジタルフィ
ルタにかけた後、デジタルクアドラチュア変調を行う。
すなわち、キャリアは連続信号ではなく、サンプリング
理論にもとずいてキャリア信号のサンプリングされた振
幅（のみ）で構成される。

このクアドラチュア変調のつぎに、２つの“チャンネ
ル”の相互に直交する信号が加えられデジタルからアナ
ログに変換される。アナログに変換された信号は伝送路
に送られる。

受信側では、アナログ−デジタル変換が高速サンプリ
ングレートで行われる。次に、（デジタル）クアドラチ
ュア振幅変調が行われ、変調器の２つの出力はデジタル
直交信号対の列となる。つぎに、２つのチャンネルの出
力をローパスフィルタにかけることにより信号対を得
る。この信号対から、シンボルレート（データレートの
２倍）を周波数および位相に対して再生する。この手法
については、例えば、1986年５月に出版された“IEEE T
ransactions on Communications"のページ423乃至429に
記載されている。

タイミングリカバリを含む第１図乃至第３図を参照し
て述べた信号処理技術はテレビジョンレシーバで行われ
る。位相弁別器pdの出力apの位相データddは上述した位
相差分情報を含んでおり、多重ビットのデジタルワード
である。このデジタルワードから、位相差分データを分
離する必要がある。これは第４図により行われる。

位相データddは第１の定数加算器k1に供給される。さ
らに加算器k1には、位相角45°に対応する“45°”が供
給される。この出力は加算器smの第１入力に供給され
る。加算器smの出力は第１減算器s1の減数入力に供給さ
れる。

さらに、第１定数加算器と同様の第２定数加算器k2が
設けられ、位相角45°に対応するデジタルワード“45
°”が供給される。第２定数加算器の出力は、第１減算
器s1の被減数入力に供給される。加算器smの出力の最上
位ビットmbとサインビットsbは２ビット信号として定数
加算器k2の第２入力、遅延素子ｖの入力、および第２減
算器s2の被減数入力に供給される。第２減算器s2の出力
は位相差データdpを供給する。遅延素子ｖにより得られ
る遅延量は、DPSKデータ対のオリジナルデータレートの
期間に等しい。

第１減算器s1の出力は、PLLフィルタとして作用する
ローパスフイルタtpを介して加算器smの第２入力に供給
される。45°デジタルワードを位相データdd、サインビ
ット、および加算器smの最上位ビットに加算することに
より、信頼性のある位相差データの再生が可能である。

フロントページの続き (72)発明者 ヒルペルト，トーマス ドイツ連邦共和国 デイ‐7803，グンデル フィンゲン，ベルグシュトラーセ 21

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも１つのアナログ−デジタルコン
   バータと、少なくとも１つのデジタル−アナログコンバ
   ータとから成るデジタルテレビジョン受信機の音響チャ
   ンネル回路において、ベースバンドのアナログ音声およ
   びビデオ信号（va）が、アナログ非エイリアシングロー
   パスフィルタ（af）を介して、クロミナンスサブキャリ
   ア周波数の４倍のオーダの周波数のサンプリング信号
   （ts）の単一アナログ−デジタルコンバータ（ad）に供
   給し、前記アナログ−デジタルコンバータ（ad）の出力
   は、中心周波数とバンド幅が、受信したテレビジョン規
   格に依存する音声キャリア周波数および相関するバンド
   幅に等しいデジタルバンドパスフィルタ（bp）に接続さ
   れ、前記バンドパスフィルタ（bp）の出力は、有効バン
   ドがデシメーションにより影響を受けない整数によりサ
   ンプリング信号の周波数を分割することによりクロック
   信号（ft）が得られる、デシメーション段（dz）の入力
   に接続され、デシメーション段（dz）の出力が、有効バ
   ンドの周波数特性よりも高い周波数でかつできるだけ相
   似した周波数特性のデジタルローパスフィルタ（tp）に
   引加され、ローパスフィルタ（tp）の出力（ds）は位相
   スプッリタ（ps）に供給され、位相スプリッタ（ps）の
   ０°出力（a0）および90°出力（a9）は、絶対値出力
   （aa）および位相角（ap）を出力する位相弁別器（pd）
   の２つの入力の１つに供給され、前記位相角出力（ap）
   は“NICAM"規格のデコーダのDQPSK部（td）、および少
   なくとも１つの差分段（dt）に供給され、前記絶対値出
   力（aa），デコーダ（nd）および差分段（dt）の各後段
   にデジタル−アナログコンバータ（mw,nw,fw）を設けた
   ことを特徴とする音響チャンネル回路。
2. 【請求項２】少なくとも１つのアナログ−デジタルコン
   バータと、少なくとも１つのデジタル−アナログコンバ
   ータとから成るデジタルテレビジョン受信機の音響チャ
   ンネル回路において、ベースバンドのアナログ音声およ
   びビデオ信号（va）が、アナログ非エイリアシングロー
   パスフィルタ（af）を介して，クロミナンス−サブキャ
   リア周波数の４倍のオーダの周波数を有するサンプリン
   グ信号（ts）の単一のアナログ−デジタルコンバータ
   （ad）に供給され、アナログ−デジタルコンバータ（a
   d）の出力が、受信した信号を音声信号のベースバンド
   （有効バンド）に変換するミクサ（ｍ）の入力に供給さ
   れ、ミクサ（ｍ）の出力が第１デジタルローパスフイル
   タ（tp1）に供給され、前記フィルタ（tp1）の周波数特
   性は受信したテレビジョン規格に依存する信号に含まれ
   る音声信号のバンド幅だけ減少したサンプリング周波数
   の1/2より低いところに零点を有し、前記第１ローパス
   フィルタ（tp1）の出力はサンプリング信号（ts）の周
   波数の1/4の周波数に等しいクロック信号（ft）を有す
   るデシメーション段（dz）に供給され、デシメーション
   段（dz）の出力は第２デジタルローパスフィルタ（tp
   2）に供給され、前記第２ローパスフィルタ（tp2）の周
   波数特性は、有効バンドより高いところに零点を有し、
   有効バンドの周波数特性にできるだけ相似して動作し、
   前記第２ローパスフィルタ（tp2）の後に位相スプリッ
   タ（ps）を設け、前記位相スプリッタ（ps）の０°出力
   （a0）および90°出力（a9）は各々絶対値出力（aa）お
   よび位相角出力（ap）を有する位相弁別器（pd）の２つ
   の入力の１つに供給され、前記位相角出力（ap）は“NI
   CAM"規格のデコーダ（nd）のDQPSK部（td）および少な
   くとも１つの差分段（dt）に供給され、前記絶対値出力
   （aa），デコーダ（nd）および差分段（dt）の後におの
   おのデジタル−アナログコンバータ（mw,nw,fw）が設け
   られていることを特徴とする音響チャンネル回路。
3. 【請求項３】少なくとも１つのアナログ−デジタルコン
   バータと、少なくとも１つのデジタル−アナログコンバ
   ータとから成るデジタルテレビジョン受信機の音響チャ
   ンネル回路において、ベースバンドのアナログ音声およ
   びビデオ信号（va）が、アナログ非エイリアシングロー
   パスフィルタ（af）を介して，クロミナンス−サブキャ
   リア周波数の４倍のオーダの周波数を有するサンプリン
   グ信号（ts）の単一のアナログ−デジタルコンバータ
   （ad）に供給され、アナログ−デジタルコンバータ（a
   d）の出力が、受信した信号を音声信号のベースバンド
   （有効バンド）に変換するクアドラチュアミクサ（qm）
   の入力に供給され、前記クアドラチュアミクサ（qm）は
   第１および第２ローパスフィルタ（tp1）および（tp2）
   にそれぞれ接続されたサイン部およびコサイン部から成
   り、前記第１および第２のローパスフィルタ（tp1）お
   よび（tp2）の周波数特性は、受信したテレビジョン規
   格に依存する信号に含まれる音声信号のバンド幅だけ減
   少したサンプリング周波数の1/2より低いところに零点
   を有し、第１および第２のローパスフィルタ（tp1,tp
   2）の出力は第１デシメーション段（dz1）および第２デ
   シメーション段（dz2）に供給され、前記第１および第
   ２デシメーション段（dz1）および（dz2）の共通クロッ
   ク信号（ft）はサンプリング信号（ts）の周波数の1/4
   の周波数を有し、前記第１および第２デシメーション段
   （dz1,dz2）の出力は第３デジタルローパスフィルタ（t
   p3）および第４デジタルローパスフィルタ（tp4）にそ
   れぞれ供給され、前記第３および第４デジタルローパス
   フィルタ（tp3,tp4）の周波数特性は有効バンドより高
   いところに零点を有し、前記有効バンドの周波数特性に
   できるだけ相似して動作し、前記第３および第４ローパ
   スフィルタ（tp3,tp4）の出力は、絶対値出力（aa）お
   よび位相角出力（ap）を有する位相弁別器（pd）の第１
   および第２入力にそれぞれ供給され、前記位相角出力
   （ap）は“NICAM"規格のデコーダ（nd）のDQPSK部、お
   よび少なくとも１つの差分段（dt）に供給され、前記絶
   対値出力（aa），デコーダ（nd）および差分段（dt）の
   各後段にデジタル−アナログコンバータ（mw,nw,fw）を
   設けたことを特徴とする音響チャネル回路。
4. 【請求項４】前記DQPSKデコーダ部がDPSKデータ対のオ
   リジナルデータレートに現れる多重ビット位相データか
   ら位相差データ（dp）を再生するように作動し、位相角
   45°に対応するデジタルワード（“45°”）および位相
   データ（dd）が印加される第１定数加算器（k1）と、前
   記第１定数加算器（k1）の出力に第１入力が接続される
   加算器（sm）と、前記加算器（sm）の出力に減数入力が
   接続される第１減算器（s1）と、“NICAM"デコーダの前
   段に設けられたDPSKデコーダに接続され、位相差分デー
   タ（dp）を出力する第２減算器（s2）と、データレート
   の期間に等しい遅延量を出力し、前記第２減算器（s2）
   の減数入力に出力する遅延素子（ｖ）と、位相角45°に
   対応するデジタルワード（“45°”）が印加される第２
   定数加算器（k2）とを備え、前記第２減算器（s2）の被
   減数入力、前記遅延素子（ｖ）および第２定数加算器
   （k2）には前記加算器（sm）のサインビット（sb）およ
   び最上位ビット（mb）が供給され、さらに前記第１減算
   器（s1）の出力と、前記加算器（sm）の第２入力との間
   に設けられPLLフィルタとして作用するローパスフィル
   タ（tp）を備えていることを特徴とする前記請求の範囲
   １ないし３のいずれかに記載の音響チャンネル回路。