JPH0787698B2 - 電力変換器の制御装置及びエレベーター装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、電力変換器の制御装置及び電力変換システム
に係り、特に、電流形インバータの出力における高調波
成分が負荷に影響を与えないようにでき、電力変換シス
テムに種々の新たな機能を付加することを可能とした電
力変換器の制御装置及び電力交換システムに関する。

［従来の技術］ 近年、その制御回路の構成が簡潔である、電動機の駆動
に用いて電動機騒音を低減できる等の特徴を有するPWM
電流形インバータが、例えば、特開昭62−163579号公報
等に記載されて提案されている。また、この種PWM電流
形インバータを、高信頼性と静粛さを要求されるエレベ
ーター制御に適用することが、昭和62年電気学会産業応
用全国大会No.15等において報告されている。

第18図はこの種電流形インバータシステムの基本的な回
路構成を示すブロック図である。第18図において、３は
コンバータ部、５はインバータ部、８は直流電流検出
器、10,11はマイコンである。

第18図において、インバータ部５は、端子13,14からの
周波数指令ω_１ ^＊、位相指令θ^＊を受ける制御装置であ
るマイコン10により制御され、負荷７となる誘導電動機
等に電力を供給する。一方、コンバータ部３を制御する
制御装置であるマイコン11は、端子12より入力される電
流指令i₁ ^＊に対して、直流電流検出器８から帰還される
直流電流の大きさを一致させるように電流制御系を構成
しながら、コンバータ部３をPWM制御している。この場
合、マイコン11は、電源１のゼロクロス信号15を受け取
つて、このゼロクロス信号15に基づいて同期処理を行つ
ている。なお、この種電源との同期処理については、例
えば、特開昭62−171470号公報，特開昭62−290359号公
報，特開昭63−7165号公報，特開昭63−7166号公報等に
記載されて提案された方式がある。

しかしながら、第18図に示す従来技術は、前述の電源同
期処理が精度良く行われなかつた場合、コンバータ部３
の直流出力電流側に、電源周波数の６倍,12倍等のリツ
プルが生じ、さらに、直流リアクトル４のインダクタン
スが小さい場合には、このリツプルがインバータ部５を
介して負荷７である誘導電動機に印加されることにな
り、電動機にトルクリツプルを発生させるという不具合
があつた。この点から、前記従来技術は、直流リアクト
ルのインダクタンスを充分に大きく設定して使用するこ
とにより、前述の問題を回避していたが、システム全体
が大容量化された場合には、直流リアクトルの容積及び
コストが大きくなつてしまうという問題を生じさせてし
まう。従つて、大容量化されたシステムにおいては、直
流リアクトルの容積を低減し、そのコストを引下げるこ
とが必要となつてきている。

このような点に関する改善を行う技術として、昭和63年
電気学会全国大会NO.1483として提案されたものがあ
る。この提案は、電流形インバータシステムの制御にお
いて、直流電力リツプルに応じてインバータパルス分配
を切り換えるというものであるが、インバータに対する
変調率の制御を行つているものではなく、インバータ部
の出力波形歪についての配慮がなされておらず、その出
力に多くの高周波成分が含まれるものである。

一方、特開昭62−163577号公報において、電流形インバ
ータシステムの出力の正弦波性と出力電流の有効活用と
の整合をとつた方式として、３相正弦波波高値に応じて
所定区間をパルス幅に按分する方式が提案されている
が、この従来技術においては、出力電流の高調波成分等
の特定のフアクタに対して、PWMパルス幅の算出をどの
ように行うべきか、また、インバータの出力に接続され
る誘導電動機の運転条件に応じて、PWMパルス幅をどの
ように設定すべきかという点について解決されていな
い。

［発明が解決しようとする課題］ 前記従来技術は、電流形インバータシステムにおいて、
そのインバータ部の制御について充分な配慮を行うこと
により、直流リアクトルのインダクタンスを小さくする
こと、出力の高調波成分を低減すること等に関する配慮
がなされておらず、直流リアクトルを小形化し、コスト
ダウンを図ることが困難であり、また、出力高調波成分
を低減することができないという問題点を有している。

本発明の目的は、前記従来技術の問題点を解決し、電流
形インバータに負荷へのパワー供給の制御機能を持たせ
ることにより、直流リアクトルの小形化を可能とし、か
つ、出力の高調波成分を低減することを可能とした電力
変換器の制御装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明によれば、前記目的は、インバータシステムにお
ける電流形インバータ部のPWM制御を行う系の中に、負
荷へのパワー供給の制御機能を持たせ、前記電流形イン
バータに入力される直流に含まれるリツプル成分に基づ
いてPWM制御の変調率を制御する要素を付加することに
より達成される。

［作用］ 電流形インバータ部のPWM制御系内に、電流形インバー
タに入力される直流に含まれるリツプル成分に応じた、
PWM制御の変調率制御を導入することにより、インバー
タ部の出力電流は、所定の指令に応じてより正確に制御
可能となり、インバータ部に与えられる直流に重畳され
るリツプル、出力電流の高調波成分による影響が負荷で
ある誘導電動機に伝わりにくくでき、負荷である誘導電
動機を指令に忠実に制御可能にできる。

［実施例］ 以下、本発明による電力変換器の実施例を図面により詳
細に説明する。

第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブロツク
図、第２図は第１図における出力ポート106に発生させ
るパルスパターンを求める事象算出処理を説明するフロ
ーチヤート、第３図はパルスパターンの一例を説明する
タイミングチヤート、第４図は第２図のステツプF1400
の動作を説明する図、第５図は算出された事象内容と事
象変化時刻を出力ポート制御用に連想メモリに設定する
処理を説明するフローチヤートである。

第１図に示す本発明の第１の実施例において、１は三相
交流電源、３は過電圧抑制用コンデンサ、３は電流形コ
ンバータ部で、31〜36はその主スイツチング素子を構成
するトランジスタ、４は直流リアクトル、５は電流形イ
ンバータ部で、51〜56はその主スイツチング素子を構成
するトランジスタ、６は過電圧抑制用のコンデンサ、７
は負荷の一例として示した誘導電動機、８は直流電流検
出器、９は一次電流指令i₁ ^＊とフイードバツク値i₁を比
較する比較器、10,11はパルスパターン（制御信号）を
トランジスタ31〜36,51〜56に供給するための、ワンチ
ツプマイコンである（なお、これらのワンチツプマイコ
ン10と11は同一のハード構成となつているので、その詳
細な説明は主として制御回路10について行う）。

12はコンバータ制御系に与えられる一次電流指令i₁ ^＊が
供給される端子、13,14はインバータ制御系に与えられ
る周波数指令ω_１ ^＊と位相指令θ^＊が供給される端子、
15は電源同期用の信号を入力するための信号線である。
さらに、一次電流指令信号i₁ ^＊は、電流制御系の応答遅
れに相当する遅れを生じさせる遅れ要素16を介して比較
器17に入力されるようにされている。一方、直流電流検
出器８により検出された直流電流i₁も、比較器17に入力
され、比較器17より得られる電流リツプル成分Δｉ
^＊が、インバータ部５を制御するワンチツプマイコン10
に入力される。

一方、ワンチツプマイコン10は、入力ポート101、内部
バス102、プログラムやパルス幅データテーブル等を格
納するROM103、一時記憶やレジスタとして用いられるRA
M104、演算等を実行するALU105、出力ポート106に所定
のパルスパターン（事象）からなる制御信号を出力する
ために必要な事象の設定を行う事象設定レジスタ107、
この事象をいつイネーブルにするかの時刻設定を行う時
刻設定レジスタ108、これら両設定レジスタ107,108の内
容を連結し保持する保持レジスタ109、この保持レジス
タ109に設定されたいく組かの設定データが順次、サイ
クリツクに格納される連想メモリ110、実際の時刻を出
力するタイマ111、このタイマ111による時刻と連想メモ
リ110内の設定時刻内容とを比較し、これらが一致した
ときに出力を発生する比較部112、この比較部112からの
トリガを受け設定された事象を出力ポート106に出力制
御する実行コントローラ113などで構成される。

次に、前述のように構成される本発明の第１の実施例に
おいて、出力ポート106に発生させる事象、すなわち、
インバータ部５の主スイツチング素子であるトランジス
タ51〜56に与えるパルスパターンを求める事象算出処理
プログラムF1000の処理フローを第２図により説明す
る。

（１）まず、周波数指令ω_１ ^＊、位相指令θ^＊及び変調
率制御を行う場合の調整項となるリツプル成分Δｉ^＊を
入力ポート101から読み取る。この場合、周波数指令ω
_１ ^＊及び位相指令θ^＊をワンチツプマイコン10の内部で
計算する場合には、この処理におけるポート読み取り
は、リツプル成分Δｉ^＊についてのみ行えばよく、他は
不要である（ステツプF1100）。

（２）次に、読み取つた周波数指令ω_１ ^＊を一定時間Δ
t₁毎に積分し、その結果に位相指令θ^＊を加算すること
により、総合位相θ_Ｔを求める（ステツプF1200）。

（３）次に、電気角360゜を60゜毎に分割した６個のモ
ードのうち、今回求めた総合位相θ_Ｔでは、どのモード
のパルスパターンを出力すればよいか、すなわち、総合
位相θ_Ｔに応じて決定される出力事象を求める。なお、
この総合位相θ_Ｔと６個のモードとの関係については、
本発明の本質とは直接関係しないので、その詳細な説明
を省略するが、例えば、特開昭62−163557号公報に開示
されている（ステツプ1300）。

（４）さらに、最後に、割り込みインターバルΔt₁間で
パルスパターンを変化させるまでの時間T_A,T_A＋T_Bを、
総合位相θ_Ｔによるデータテーブルを参照することによ
つて求め、さらに、取り込んだ電流リツプルΔｉ^＊と基
準変調率γとから決まる変調率に基づいて、前述で検索
した時間データT_A,T_A＋T_Bを次のように修正する。

T_A′←（γ−Δｉ^＊）・T_A ……（１） （T_A′＋T_B′）←（γ−Δｉ^＊）・（T_A＋T_B） ……
（２） この修正は、例えば、リツプル成分Δｉ^＊が零の場合、
検索した時間データT_A,T_A＋T_Bをそれぞれ、基準の変調
率データγに応じてγ・T_A、γ・（T_A＋T_B）に書き替え
て行われる。また、リツプル成分Δｉ^＊が正のある値の
場合、すなわち、直流電流検出器８により検出された直
流電流i₁が電流指令i₁ ^＊よりもやや大きい場合、調整項
を考慮した変調率指令は、（γ−Δｉ^＊）となり基準値
γよりもΔｉ^＊だけ小さな値となり、これを用いて検索
された時間データT_A,T_A＋T_Bを修飾すれば、修正後の時
間データT_A′,T_A′＋T_B′は、検索された時間データT_A,
T_A＋T_Bよりその時間幅がリツプル成分Δｉ^＊の分だけ短
くなる。なお、前述の基準変調率γは、リツプル成分に
より正方向には修正されることがあるので、１より小さ
な値、例えば、0.9,0.95等に設定される。この点は、後
述する他の実施例の場合も同様である。

第３図は、この場合に、インバータ部５のトラジスタ51
〜56に与えられるON,OFF用のパルスパターンの一部、す
なわち、トランジスタの１スイツチング周期Δt₁の各パ
ルスパターンS51〜S56の例を示したものである。

前述によつて、パルス値データは、第３図に示すよう
に、短絡相の幅がΔｉ^＊に相当する分だけ広がり、短絡
電流が増加し、インバータ部５への入力直流電流が、リ
ツプル成分Δｉ^＊だけ、電流指令i₁ ^＊よりも多くなるに
もかかわらず、インバータ部５の出力電流は、電流指令
i₁ ^＊に一致するように制御されることになる（ステツプ
F1400）。

前述のステツプF1400の処理において、基準変調率γを
定め、この変調率を中心としてインバータ部５を変調率
制御するようにしたのは、検出されたリツプル成分Δｉ
^＊が正負両極性であり、前述した場合とは逆に変調率を
大きくする方向に修正しなければならない場合も生じる
からである。従つて、例えば、基準変調率γを0.95とし
た場合を考えると、インバータ部５における電流利用率
は、平均的に５％だけ低下することになる。

また、リツプル成分Δｉ^＊を求めるために、電流指令i₁
^＊に対して遅れ要素16を挿入したのは、単純に電流指令
i₁ ^＊と検出電流i₁とを比較したのでは、電流指令i₁ ^＊が
急変したような場合に、本来検出したリツプル成分だけ
でなく、過渡偏差が混入することになり、コンバータ部
３とインバータ部５の制御系が干渉する現象が生じてし
まうので、これを防止するためである。本発明の実施例
における遅れ要素は、電流制御系の動作遅れを模擬した
ものとした。但し、電流リツプル成分Δｉ^＊に対する変
調率の調整項に制限を設ける等の手段を講じた場合に
は、前述したような干渉現象を防止することができる。

前述したステツプF1400の処理において、総合位相θ_Ｔ
に応じて、パルス幅T_A,T_Bを求めるためにテーブルの検
索を行うが、この検索は、具体的には、第４図に示すよ
うな、位相θ_Ｔ（電気角０゜〜60゜）に対して２本の正
弦波曲線を、所定の電気角毎に持つテーブルを、位相θ
_Ｔで検索することにより行われる。短絡相のパルス幅に
ついては、（Δt₁−T_A−T_B）として求めることができる
ので、特にテーブルを持つ必要はない。なお、これらの
正弦波波高値分配方式によるパルス幅の算出方法につい
ては、前述した特開昭62−163577号公報に詳細に説明さ
れている。

前述したような処理によつて、事象設定レジスタ107と
時刻設定レジスタ108とに設定する事象内容と事象変化
時刻の２つのデータ項目が求まつたことになり、これら
の項目は、出力ポート106を介してインバータ部５のト
ランジスタ51〜56を制御するために、出力ポート制御用
の連想メモリ110に設定する必要がある。

第５図は、この設定を行う処理F2000を示すフローであ
り、以下、これについて説明する。

（１）まず、インバータ部５の６個のトランジスタに、
必要な事象設定と時間設定とが完了したか否か判断し、
YESであれば処理を終了する（ステツプF2100）。

（２）ステツプF2100の判断がNOであれば、事象設定レ
ジスタ107に該当する事象の設定を行い、次に、時刻設
定レジスタ108に事象変化の時間設定を行つて処理を終
了する（ステツプF2200,F2300）。

前述した事象設定処理F2000と事象算出処理F1000とは、
それぞれ、インバータ部５の主スイツチング素子を構成
するトランジスタ51〜56のスイツチングインターバル時
間Δt₁毎、すなわち、スイツチング周波数の逆数である
時間毎に起動されればよい。つまり、Δt₁毎に事象の算
出及び事象の設定が行われていれば、常に最新パルスパ
ターンが、インバータ部５の制御を行うマイコン10の出
力ポート106から出力されることになる。

前述した本発明の第１の実施例によれば、インバータに
入力される直流電流のリップル成分に応じてインバータ
の変調率を制御することにより、インバータ部に入力さ
れる直流電流のリツプル成分を打ち消すように、インバ
ータ部に対する変調率制御を行うことができるので、こ
のリツプル成分があつても、すなわち、コンバータ部と
インバータ部との間に接続される直流リアクトルのイン
ダクタンスが小さくてもよく、直流リアクトルを大幅に
小形化することができる。

第６図は本発明の第２の実施例の構成を示すブロツク
図、第７図はこの実施例における事象算出処理を説明す
るフローチヤート、第８図（ａ），（ｂ）は直流電流の
リツプル成分と変調率データの修正を説明する図であ
る。

第６図に示す本発明の第２の実施例は、三相交流電源１
が入力されるコンバータ部３の整流リツプルを推測し、
このリツプル分をインバータ部５側の変調率制御により
打ち消すようにしたものであり、リツプルの開始点を検
出するための電源同期信号15をインバータ部５の制御を
行うマイコンに入力するように構成されている点で、第
１図に示す本発明の第１の実施例と相違し、その他の点
では第１の実施例と同様に構成されている。

この本発明の第２の実施例の動作を第７図に示す事象算
出処理F1000及び第８図により説明する。

（１）第２図により説明した第１の実施例の場合の処理
と同様にして、周波数指令ω_１ ^＊、位相指令θ^＊及び電
気同期信号15を読み取り、総合位相θ_Ｔを算出して、６
個のトランジスタに与えるパルスパターン（事象）を決
定する（ステツプF1100〜F1300）。

（２）次に、電源同期信号15の入力時刻からの経過時間
に応じて変調率データγ′を検索する。

一般に、コンバータ部３の出力直流I_dは、重畳されるリ
ツプル分によつて、第８図（ａ）に示すような波形を有
している。前述の修正用の変調率データγ′は、第８図
（ｂ）にその例を示すように、直流電流I_dのリツプルを
打ち消すようなデータであり、平均的には、基準となる
変調率データγをはさんで上下するようなデータであ
る。従つて、第８図（ｂ）に示すようなデータをテーブ
ルとして持ち、電源同期信号15の入力時刻からの時間
により前記テーブルを参照すれば、修正用の変調率デー
タγ′を得ることができる（ステツプF1500）。

（３）次に、ステツプF1200で算出した総合位相θ_Ｔに
応じてパルスパターンを変化させるまでの時間データ
T_A,T_A＋T_Bを、前述した第４図により求め、さらに、ス
テツプF1500で求めた修正用の変調率γ′をこれらの時
間データに乗算することにより、修正された時間データ
T_A′,T_A′＋T_B′（T_A′＝T_A・γ′,T_A′＋T_B′＝T_A・
γ′＋T_B・γ′）を算出し、これらの値をパルスパター
ン設定用データとして用いる（ステツプF1600）。

前述したような本発明の第２の実施例によれば、電源同
期信号を取り込むだけで、インバータ部の制御によつて
直流電流のリツプルを打ち消すことができるので、第１
の実施例の場合と同様に、直流リアクトルを小形化で
き、しかも、制御装置外部に特別な比較回路等を設ける
必要を無くすることができるので、回路を簡潔にするこ
とができる。

なお、この実施例においても、第１の実施例と同様に、
リツプル電流成分Δｉ^＊を考慮したものとするため、Δ
ｉ^＊をマイコン10に入力することが可能である。

第９図は本発明の第３の実施例の構成を示すブロツク
図、第10図はこの実施例における事象算出処理を説明す
るフローチヤートである。

第９図に示す本発明の第３の実施例は、インバータ部５
を制御しているマイコン10に、直流電流検出部８で検出
された直流電流i₁、電流指令i₁ ^＊を入力するように構成
されている。

この第３の実施例における事象算出処理F1000は、第10
図に示すフローにしたがつて行われる。

（１）まず、周波数指令ω_１ ^＊、位相指令θ^＊の外、直
流電流i₁、電流指令i₁ ^＊を取り込む（ステツプF110
0）。

（２）ステツプF1100で取り込んだ電流指令i₁ ^＊に電流
制御系の遅れに相当する遅れ補償を施し、補償値I₁ ^＊を
算出し、直流電流i₁よりこの補償値I₁ ^＊を減算して電流
偏差Δｉ^＊すなわち変調率の調整項を求める（ステツプ
F1700,F1800）。

（３）前述した第２図の場合と同様に、総合位相θ_Ｔを
求め、総合位相θ_Ｔに応じて６個のトランジスタに与え
るパルスパターン（事象）を決定する（ステツプF1200,
F1300）。

（４）次に、ステツプF1200で算出した総合位相θ_Ｔに
応じてパルスパターンを変化させるまでの時間データ
T_A,T_A＋T_Bを、前述した第４図により求め、さらに、ス
テツプF1800で求めた調整項Δｉ^＊を考慮して、前記時
間データ、すなわち、パルス幅データを修正算出し、事
象設定に用いるパルスパターンを作成する（ステツプF1
400）。

前述したような本発明の第３の実施例によれば、前述し
た本発明の第１及び第２の実施例と同様に直流リアクト
ルの小形化を行うことができるという効果の他に、外部
に比較回路，遅れ要素等を設ける必要がなくなるという
効果を奏することができる。

第11図は本発明の第４の実施例の構成を示すブロツク
図、第12図はこの実施例における事象算出処理を説明す
るフローチヤート、第13図は変調率指令の決定を説明す
る図である。

第11図に示す本発明の第４の実施例は、インバータ出力
に含まれる高調波成分を最小にする実施例であり、イン
バータ部５の制御用マイコン10に、インバータ出力電流
の周波数指令ω_１ ^＊、位相指令θ^＊及び変調率指令γ^＊
を入力するように構成されている。そして、このような
構成における事象算出処理は第12図に示すようなフロー
にしたがつて行われる。

（１）まず、周波数指令ω_１ ^＊、位相指令θ^＊及び変調
率指令γ^＊を取り込み、すでに説明した他の実施例の場
合と同様にして、総合位相θ_Ｔを求め、その総合位相θ
_Ｔの値に応じて６個のトランジスタに与えるパルスパタ
ーン（事象）を決定する（ステツプF1100〜F1300）。

（２）次に、パルスパターンを変化させるまでの時間
T_A,T_A＋T_Bを、他の実施例の場合と同様にテーブルを参
照して求め、さらに、ステツプF1100で取り込んだ変調
率指令γ^＊に応じて前記時間データT_A,T_A＋T_Bを、γ^＊
・T_A,γ^＊・（T_A＋T_B）に修正して、インバータ部５の
トランジスタ51〜55に対するパルスパターンを作成する
（ステツプF1900）。

本発明の第４の実施例は、マイコン10に与える変調率指
令値γ^＊をどのように決定するかが重要な要因となる。

第13図は、本発明の第４の実施例の構成において、横軸
に変調率指令γ^＊の値を、縦軸にインバータ部５の出力
に含まれる高調波成分の大きさを、各高調波次数に応じ
て示した実験結果の一例を示したものである。

この結果により、例えば、第５次高調波成分を主に着目
し、この第５次高調波成分をインバータ部５の出力から
除去することを重要な課題とする場合には、インバータ
制御装置であるマイコン10に与える変調率指令γ^＊を、
第13図のＣ点に設定すればよいことがわかる。同様に、
前述以外の特定の高調波を集中的に、インバータ部５の
出力から除去したい場合には、対応する高調波成分の特
性における高調波成分の大きさが最小となる変調率指令
を設定すればよい。また、インバータ部５の出力の高調
波成分の総合的な値に着目し、総合的に高調波成分を低
くしたい場合には、変調率指令γ^＊を、高調波成分が総
合的に低くなる第13図のＢ点付近に設定すればよい。

前述したように、本発明の第４の実施例によれば、第13
図のB,C点における変調率指令を設定し、第12図に示す
手順にしたがつて、インバータ部５側の変調率制御を行
うことにより、インバータ部５の出力から高調波成分を
除去できるという効果を奏する。

ただし、前記本発明の第４の実施例の場合には、変調率
の設定値が、通常のＡ点で指示される設定値、例えば、
前述した基準変調率、あるいは、インバータを最大出力
運転できる変調率１に対して低く設定されることになる
ので、このままでは、負荷７となる電動機等に対して供
給される電流値が過渡的に小さくなるという問題が生じ
る。しかし、この点は、図示しないメジヤーループであ
る速度フイードバツクの動作を待てば、ある程度改善さ
れる。また、この問題点をさらに積極的に改善するため
に、変調率指令値γ^＊をコンバータ部３の制御用のマイ
コン11に伝え、インバータ側で目減りする電流をコンバ
ータ側で増加補償するように協調制御することも可能で
ある。

第14図はこのような場合の本発明の第４の実施例の変形
例の構成を示すブロツク図である。

この例では、変調率指令γ^＊がコンバータ部３の制御用
マイコン11にも入力されており、マイコン11は、この変
調率指令γ^＊に基づいてコンバータ部３の制御を行うこ
とにより、インバータ側で目減りする電流を、予めコン
バータ側で増加補償することができる。

前述した第11図及び第14図に示す本発明の第４の実施例
は、変調率指令γ^＊をインバータ制御用マイコン10の外
部からマイコン10に入力するとして説明したが、この変
調率指令γ^＊は、マイコン10内のROM103のプログラム中
に設定しておいてもよく、この場合にも同様な効果を得
ることができる。

前述した第11図及び第14図に示す本発明の第４の実施例
において、本発明の第１の実施例の場合と同様に、さら
に、リツプル成分に対する補償を行うため、リツプル成
分Δｉ^＊をマイコン10に入力するようにしてもよい。

第15図は前述した本発明のいくつかの実施例を応用した
本発明の第５の実施例の構成を示すブロツク図である。

この本発明の第５の実施例は、第１図により説明した本
発明の第１の実施例において、負荷７である電動機によ
つて、エレベーター乗りかご60、つり合い重り61を駆動
するようにしたものであり、直流リアクトル４のインダ
クタンスを6mH以下としたシステムが構成されている。

一般に、エレベーター装置は、コンバータ部３、直流リ
アクトル４、インバータ部５等に構成される電力変換器
や、制御用のマイコン10,11等が収納された制御盤が、
電力変換器の負荷７となつている巻上用モータ等ととも
に、エレベーター装置建屋の最上階にある機械室に設置
される。そして、この機械室は、極力狭いスペースであ
ることが建屋内スペースの有効活用という点から望まれ
ている。

一方、前記制御盤内に設けられる機器のうち、直流リア
クトルは、従来技術の場合、数百Kgの重さのものが用い
られており、この直流リアクトルの重さ，大きさが、機
械室設置スペースに占める割合を大きくするという点
で、エレベーター装置における特有の問題点であつた。

第15図に示す本発明の第５の実施例は、前述した第１図
に示す本発明の第１の実施例を現在国内で使用できる最
大級のエレベーター装置の巻上用モータの駆動に適用し
ているので、インバータ部３の制御により、インバータ
部３に入力される直流に重畳される電流リツプルに影響
されることなく、インバータ部３の出力を最適に制御す
ることが可能である。これにより、この実施例において
は、直流リアクトルのインダクタンスを従来技術に比較
して充分に小さく、6mH以下とすることができる。

すなわち、第15図に示す本発明の実施例は、マイコン11
が、コンバータ部３に対する電流制御系として働き、コ
ンバータ部３の出力電流を制御しており、また、マイコ
ン10が、インバータ部５に対する周波数制御系及び変調
率制御系として働いている。これにより、エレベーター
駆動用電動機７は、その速度及び出力トルクが最適に制
御されることになる。

第16図は本発明は第６の実施例の構成を示すブロツク
図、第17図はこの実施例における事象算出処理を説明す
るフローチヤートである。

第16図に示す本発明の第６の実施例は、コンバータ部３
の制御用マイコン11及びインバータ部５の制御用マイコ
ン10のそれぞれに、インバータ部３の制御用の変調率指
令γ^＊及び要求パワー指令Ｐ^＊が入力されるように構成
されている。前述の要求パワー指令Ｐ^＊は、多くのイン
バータ出力が要求される場合、例えば、エレベーター制
御に本発明の実施例を適用したような場合、全負荷上昇
運転あるいは無負荷下降運転のとき“1"、それ以外のと
き“0"というような指示を行う指令であり、また、変調
率指令γ^＊は、前述したようなインバータ出力の高調波
成分を最小にするようなインバータ変調率制御用の指令
である。

この本発明の第６の実施例における事象算出処理の動作
を第17図を参照して説明する。

（１）まず、周波数指令ω_１ ^＊、位相指令θ^＊、要求パ
ワー指令Ｐ^＊及び変調率指令γ^＊を取り込み、すでに説
明した他の実施例の場合と同様にして、総合位相θ_Ｔを
求め、この総合位相θ_Ｔの値に応じて６個のトランジス
タに与えるパルスパターン（事象）を決定する（ステツ
プF1100〜F1300）。

（２）次に、パルスパターンを変化させるまでの時間
T_A,T_A＋T_Bを、他の実施例の場合と同様にテーブルを参
照して求める。この求められた時間データの値は、変調
率が１すなわちインバータの出力ピークパワーを、イン
バータ制御系として最も高く取り出せる状態のデータで
ある（ステツプF1400）。

（３）次に、現在フルパワーを出力すべきかどうかを要
求パワー指令Ｐ^＊の値に基づいて判定する（ステツプF3
000）。

（４）ステツプF3000の判定がYESであれば、入力されて
いる変調率指令を無視し、パワー出力を最重点として、
前記パルス幅データとしての時間データT_A,T_A＋T_Bを無
修正のままとする。この場合、インバータ部５の制御用
マイコン10は、変調率に関して特別な制御を行つていな
いので、コンバータ部３の制御用マイコン11も、要求パ
ワー指令Ｐ^＊によりこれを認識し、協調的な制御を行わ
ない（ステツプF3200）。

（５）ステツプF3000の判定がNOの場合、すなわち、フ
ルパワー出力が必要でない場合、評価指数が重視した制
御を行うために、ステツプF2100でテーブル参照により
得た時間データT_A,T_A＋T_Bを変調率指令γ^＊に応じて修
正し、修正データγ^＊・T_A,γ^＊（T_A＋T_B）の算出を行
う（ステツプF3100）。

前述の本発明の第７の実施例は、負荷がフルパワーを要
求している場合には、変調率指令を無視したパワー優先
の制御を行うことが可能であり、フルパワー出力が要求
されていない場合には、評価指数を重視して変調率指令
を考慮した制御を行うとともに、これにより、インバー
タ側のゲインが低くなることを、コンバータ部３の制御
用マイコン11に要求パワー指令Ｐ^＊により認識させて、
コンバータ部３の変調率を補正させることが可能とな
る。

このような本発明の第７の実施例によれば、電力変換器
の容量に制限がある場合にも、所要の評価指数に基づい
た制御を行うことができる。

なお、前述した本発明の第７の実施例においては、要求
パワー指令Ｐ^＊を２値として説明したが、本発明は、こ
の指令を多段階化し、かつ、変調率指令γ^＊を“８割満
足する制御”、“６割満足する制御”というように連続
化することも可能である。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、電力変換器の制
御において、通常の変調率制御以外の要因である電流形
インバータに入力される直流に含まれるリップル成分に
基づいた変調率制御を付加することができるので、直交
結合素子である直流リアクトルの小形化、インバータ出
力の高調波成分の低減、コンバータ入力である電源側へ
漏出される高調波成分の低減等を実現することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブロツク
図、第２図はこの実施例における事象算出処理を説明す
るフローチヤート、第３図はパルスパターンの一例を説
明するタイミングチヤート、第４図は第２図のステツプ
F1400の動作を説明する図、第５図は事象設定処理を説
明する図、第６図は本発明の第２の実施例の構成を示す
ブロツク図、第７図はこの実施例における事象算出処理
を説明するフローチヤート、第８図（ａ），（ｂ）は直
流電流のリツプル成分と変調率データの修正を説明する
図、第９図は本発明の第３の実施例の構成を示すブロツ
ク図、第10図はこの実施例における事象算出処理を説明
するフローチヤート、第11図は本発明の第４の実施例の
構成を示すブロツク図、第12図はこの実施例における事
象算出処理を説明するフローチヤート、第13図は変調率
指令の決定を説明する図、第14図は前記本発明の第４の
実施例の変形例の構成を示すブロツク図、第15図は本発
明の第５の実施例の構成を示すブロツク図、第16図は本
発明の第６の実施例の構成を示すブロツク図、第17図は
この実施例における事象算出処理を説明するフローチヤ
ート、第18図は従来技術の構成の一例を示すブロツク図
である。 ３……コンバータ部、４……直流リアクトル、５……イ
ンバータ部、８……直流電流検出器、10,11……マイコ
ン、16……遅れ要素、17……比較器。

フロントページの続き (72)発明者 中村 清 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 保苅 定夫 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 坂井 ▲吉▼男 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 大内 尚之 茨城県日立市幸町３丁目２番１号 日立エ ンジニアリング株式会社内 (72)発明者 安藤 武喜 東京都千代田区神田錦町１丁目６番地 日 立エレベータサービス株式会社内 (72)発明者 福田 哲 東京都千代田区神田錦町１丁目６番地 日 立エレベータサービス株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−80775（ＪＰ，Ａ)

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電流形インバータの制御を行う電力変換器
   の制御装置において、前記電流形インバータに入力され
   る直流に含まれるリップル成分に応じて、前記電流形イ
   ンバータから負荷へ電流を流す時間と、負荷を通さず還
   流させる時間との関係である前記電流形インバータの変
   調率を制御する手段を設けたことを特徴とする電力変換
   器の制御装置。
2. 【請求項２】前記リップル成分を実測する手段を設けた
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力変換
   器の制御装置。
3. 【請求項３】前記リップル成分を、前記直流電流の実測
   値から演算により求める予測手段を設けたことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の電力変換器の制御装
   置。
4. 【請求項４】前記リップル成分の予測手段は、前記電流
   形インバータに直流を供給するコンバータの入力交流電
   源より得られる同期信号に基づいてリップル成分を推定
   する手段を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第３
   項記載の電力変換器の制御装置。
5. 【請求項５】交流を直流に変換するコンバータと、該コ
   ンバータの出力を交流に変換する電流形インバータと、
   前記コンバータと前記インバータとの間に設けられた直
   流リアクトルと、前記電流形インバータから可変電圧可
   変周波数の交流を供給される誘導電動機と、該誘導電動
   機によって駆動されるエレベーターと、前記電流形イン
   バータに入力される直流に含まれるリップル成分に応じ
   て前記電流形インバータから前記誘導電動機へ電流を流
   す時間と前記誘導電動機を通さず還流させる時間との関
   係である前記電流形インバータの変調率を制御する手段
   とを設けたことを特徴とするエレベーター装置。