JPH0767061B2

JPH0767061B2 - トランスバーサルフィルタ及びリカーシブフィルタ

Info

Publication number: JPH0767061B2
Application number: JP2000203A
Authority: JP
Inventors: ユースケ・タジマ; マンフレッド・ジェイ・シンドラー
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1989-01-03
Filing date: 1990-01-04
Publication date: 1995-07-19
Anticipated expiration: 2010-07-19
Also published as: EP0377300A2; JPH02228115A; DE68921330D1; US5021756A; DE68921330T2; EP0377300A3; EP0377300B1

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、一般的には無線周波数フィルタ回路詳しくは
トランスバーサルフィルタ及び回帰（リカーシブ）フィ
ルタに関する。

［背景技術］技術上知られている通り、トランスバーサルフィルタ
は、複数の時間間隔で信号を抽出（サンプリング）し、
抽出した個々の各信号を重み付けし、さらに抽出した個
々の信号を加算して、出力信号を形成する。

トランスバーサルフィルタは、デジタル信号処理に広く
使用されている。しかし、トランスバーサルフィルタの
アナログ変換も知られている。個別の構成部品で組み立
てられた従来技術のアナログ・トランスバーサルフィル
タの代表例は、ワグナーの米国特許第4,291,286号に開
示されている。ワグナー特許は、複数のトランスバーサ
ル要素により出力遅延線（伝送路）に接続した入力遅延
線（伝送路）を有するトランスバーサルフィルタについ
て記述している。この入力遅延伝送路と出力遅延伝送路
はいずれも、分布マイクロストリップ伝送路である。伝
送路は、トランスバーサル要素の周波数より高い遮断
（カットオフ）周波数の低域特性を有している。電界効
果トランジスタは、入力伝送路と出力伝送路との間を通
る信号を重み付けするトランスバーサル要素として使用
される。トランジスタは、入力伝搬路に連続して接続し
ており、所定の位相遅延に対応する位相シフトt_a分離間
している。同様に、出力伝送路の電極も、所定の位置遅
延に相当する位相シフトt_b分離間している。

入力信号は入力遅延伝送路に沿って伝搬し、トランスバ
ーサル要素と数個の接続部で連続的に接続している連続
した各接続部には、Nt_aにより与えられる連続的に増大
する位相遅延が設定される。同様に、各トランジスタか
らの出力信号も、出力伝送路の出力端子に位相遅延Ｎ
（t_a＋t_b）で連続的に接続しており、この場合Ｎは、ト
ランジスタの入力端子間の位相シフトの長さを表わす数
である。

トランスバーサルフィルタの理論では、トランスバーサ
ル要素に対し重み付け係数の値を選択することにより、
選択されたフィルタの応答が設定されることが知られて
いる。例えば、バンドバス、ローバス、またはハイバス
・フィルタの応答特性は、このように選択され、設定さ
れる。

ワグナーフィルタとこの種の先行技術のフィルタの場
合、帯域端での急傾斜、または鋭い周波数カットオフを
有するバンドパス特性を設定するには、代表例として20
〜26を越える多数のトランスバーサル要素を有すること
が一般的に必要である。このことは、マイクロストリッ
プ伝送路がトランジスタの周波数特性よりかなり高い遮
断特性を持っているので、ワグナー回路にも当てもはま
る。従って、伝送路は、フィルタの周波数通過帯域の基
本形状には寄与していない。

ワグナーフィルタの位相遅延t_a及びt_bが、フィルタの作
動周波数において波長の1/4の倍数に関係があるとした
場合、非常に急崚な帯域端の傾斜を有するバンドバス特
性を設定するためには、入力及び出力遅延伝送路の長さ
はすべて25×λ/4つまり6.25λの長さでなければならな
いことは明らかである。

即ち、25個の素子のトランスバーサルフィルタは、6.25
波長に等しい入力及び出力遅延線を有することになり、
従ってフィルタの公称周波数において12.5波長になる。

例えば、モノリシックマイクロ波用集積回路の構成材料
として適しているヒ化ガリウムの場合、10GHzの波長は
約11mmに等しい。従って、10GHzではトランスバーサル
フィルタの長さは約132mmに等しい。このような回路
は、モノリシックマイクロ波集積回路の場合、極端に大
きいものになる。その上、チップはすべて大きくなるの
で、ウェーハ当り処理加工することが出来るチップの数
は同時に減少し、回路のコストは比較的に高い。

モノリシックマイクロ波集積回路の利点に１つは、１回
の組付け工程で１枚のウェーハに多数の同じ回路の組付
けが出来ることである。この利点は、チップが大きい場
合低下する。さらに、ウェーハが特別なものであって
も、ウェーハ当りの回路数が少なく、完全で使用可能な
素子を１個製作するために広範囲に亘って正常な処理を
行う必要があるなどのために、それから製作される素子
の歩どまりは同時に低下する。電気的に、伝送路の長さ
はまた、マイクロ波素子の設計者にとって問題となる。
長さ132mmの伝送路は、損失が非常に大きくなる傾向が
あり、従って重み付け係数を目標値に維持するため複雑
な補償が必要となる。そのほかに、この技術から期待さ
れる大型集積回路は、回路としてある用途に使用するこ
とは難しいであろう。トランスバーサルフィルタの用途
の１つとして、位相制御（フェーズド）アレーアンテナ
用フェーズドアレー回路網の要素がある。前述したよう
な非常に大型の回路は、フェーズドアレー回路網の要素
が一般にλ/4乃至λ/2（自由空間）の波長だけ離れて配
列されているため、フェーズドアレー回路網に使用する
ことは非常に困難になる。

ワグナー特許に代表される通常のトランスバーサルフィ
ルタの第２の問題は、帯域フィルタとして、調波通過帯
域も存在することである。入力及び出力の伝送路が有し
ているモノリシック伝送路の基本的帯域特性が、低減フ
ィルタとして、所要のフィルタ通過帯域より非常に高い
遮断周波数を有するために、調波通過帯域が形成され
る。回路は、与えられた周波数帯域の全域で、各要素を
通る信号の成分がある所定の位相関係に合成されるよう
に設計されている。しかし、この周波数帯域の調波にお
いても、この関係が成立する。従って、トランスバーサ
ルフィルタのすべての調波の中には、これに対応する通
過帯域がある。トランスバーサルフィルタのいくつかの
用途、例えば電子監視測定システムにおいて、調波通過
帯域が存在すると、受信した信号の処理が一層困難にな
るか、あるいは調波帯域を除去するため他のフィルタを
使用することが必要になる。

リカーシブフィルタはトランスバーサルフィルタに類似
しているが、リカーシブフィルタが回帰要素、すなわ
ち、複数の時間間隔で出力信号を抽出して、出力信号を
フィルタの入力側へ帰還する要素から構成されている点
が異なる。リカーシブフィルタが、リカーシブフィルタ
を使用してワグナー特許に記載されている同じ方式で構
成されるならば、トランスバーサルフィルタに関連した
問題が同様にリカーシブフィルタにも当てはまる。帰還
動作によるリカーシブフィルタは一般にトランスバーサ
ルフィルタより小型である。ワグナー特許に記載されて
いる構造は、２つの反対方向に接続した２つの電界効果
トランジスタを必要としているので、回帰要素に容易に
適用出来ない。このような特定の構成で行われる帰還は
非常に不安定である。

従って、多数のトランスバーサル要素または回帰要素
が、配列間隔を大きくする必要もなく使用される場合に
設定される所要の周波数傾斜特性を有するアナログトラ
ンスバーサルフィルタまたはアナログ・リカーシブフィ
ルタを備えていることが望ましい。さらに、調波通過帯
域を持たないトランスバーサルまたはリカーシブ帯域フ
ィルタを備えていることも望ましい。

［発明の概要］本発明によれば、帯域フィルタは、このフィルタの入力
端子と出力端子の一方に接続した通過帯域フィルタの一
対の帯域端の一方に対応する遮断周波数を有する位相遅
延伝送路と、フィルタの入力端子と出力端子の他方に接
続した通過帯域フィルタの一対の帯域端の他方に相当す
る遮断周波数を有する進相伝送路と、位相遅延伝送路と
進相伝送路との間に送られる信号の連続的位相シフトさ
れた部分の重み付けをする手段とから構成されている。
遅延伝送路と進相伝送路の遮断周波数は、帯域トランス
バーサルの帯域端（周波数周縁）の周波数と一致するよ
うに選択されている。この特有な構成によって、フィル
タの基本的応答性つまり帯域の形状は位相遅延伝送路と
進相伝送路とにより決定する。少数のトランスバーサル
要素または回帰要素によって所要の鋭い、つまり急勾配
の帯域端の傾斜を有する帯域フィルタ応答性が得られ
る。位相遅延伝送路は、通過帯域特性の上側端に対応す
る遮断周波数を有するように選択されるが、進相伝送路
は、通過帯域特性の下側端に対応する遮断周波数を有す
るように選択される。これにより、フィルタには基本通
過帯域特性が設定される。各連続信号に対する重み付け
値を適切に選定することにより、帯域フィルタは、帯域
端において鋭い周波数のロールオフを持つことが出来
る。この重み付け手段は、トランスバーサル要素と回帰
要素を選択して組合せることができる。進相伝送路と位
相遅延伝送路とを組合せた基本通過帯域特性によって、
調波通過帯域はほかにろ波する必要もなくなり、除去さ
れる。さらに、基本通過帯域特性により、先行技術では
一般に必要とされたように、鋭い周波数のロールオフを
持つために多数のトランスバーサルまたは回帰要素を備
える必要はなくなる。かようにして、コンパクトで、製
作が容易で、低コストのモノリシック要素が可能とな
る。

好ましい実施態様で、重み付け手段は複数のトランスバ
ーサル要素より成っており、各要素は、進相伝送路と位
相遅延伝送路とに接続して配置された電界効果トランジ
スタより成っている。重み付け手段は、信号の伝搬に対
し割りつけられた所要の重み付け値に従って、トランジ
スタの大きさを選択することにより接続された信号に対
し選択重み付けを設定するために選択される。

本発明のほかの特徴によれば、ハイパス、ローパス、バ
ンドパス周波数特性の１つの特性、及び入力端子と出力
端子とを有するトランスバーサルフィルタは、ローバ
ス、ハイパス、バンドパス特性から選択された第１と第
２の伝送路より成り、前記の各伝送路は、複数の集中定
数要素より成っている。伝送路に対応する周波数特性
は、トランスバーサルフィルタに対応する周波数特性に
一致するように選択されている。この一対の伝送路のう
ち第１の伝送路は入力端子に接続し、第２の伝送路は出
力端子に接続している。重み付け手段はこれらの伝送路
に接続し、入力端子に接続した伝送路に沿って伝搬する
入力信号からの複数の重み付けされた振幅信号部を出力
信号に接続した伝送路へ送る。この特定な構成により、
トランスバーサルフィルタの所要通過帯域特性の基本形
状は、一体の回路網の遮断周波数がフィルタの通過帯域
周縁周波数に隣接するように選択することにより設定さ
れる。従って、フィルタの基本応答性は、トランスバー
サル要素によるよりはむしろ、回路網の選択フィルタ応
答性により設定されるので、トランスバーサルフィルタ
の帯域端において鋭い周波数ロールを設定するのに必要
なトランスバーサル要素の数は実質的に減少する。この
ようにして、より少数の要素、従ってより小さいチップ
を有するトランスバーサルフィルタが、モノリシックの
マイクロ波集積回路として製作出来る。そのほかに、ト
ランスバーサル要素の重み付け値を適切に選択すること
により、低域及び高域の応答性以外にほかのフィルタ応
答性を設定することが出来る。

［実施例］第１図について説明する。電子監視測定（ESM）受信機
のフロントエンドが、ハイブリッド結合器14に接続し、
一対の低雑音増幅器16に信号を伝送するフェーズドアレ
ーエレメント12により構成されていることを示してい
る。このように、フェーズドアレーエレメント12から垂
直偏波と水平偏波された電磁信号が前記結合器14を介し
て伝送される。この信号から、右旋円偏波と左旋円偏波
された出力信号が形成され、この信号は低雑音増幅器16
により増幅され、振幅−位相制御回路18へ送られる。必
要とされる振幅−位相制御回路は一般に移送器と減衰器
である。振幅−位相制御回路18の出力端子から、この信
号は一対の周波数マルチプレクサ20aと20bへ送られる。
周波数マルチプレクサ20aと20bはここでは構成図で示さ
れており、第２図との関連で再度説明する。この装置
は、端子19aと19bへ送られる入力信号から、入力信号の
周波数特性に従って、出力信号の複数の組合せから一対
の出力信号を形成して、端子21a〜21h及び21a′〜21h′
に出力する。すなわち、周波数マルチプレクサ20aは、
第２図に関連して説明するような方法で周波数帯域幅を
選択して、入力信号を左旋円偏波と右旋円偏波の複数の
サブ帯域信号に分割する。周波数マルチプレクサ20aの
出力端子21a〜21hと周波数マルチプレクサ20bの出力端
子21a′〜21h′とは混合器（ミクサ）増幅器の回路22a
〜22h、22a′〜22h′に信号を送り、この信号には局部
発振器の信号LOが与えられ、信号LOは、回路22a〜22hと
22a′〜22h′の混合器部と協調して、一般に知られた方
法で中間周波の周波数信号をその回路の出力側に供給す
る。

周波数マルチプレクサ20aと20bは、奇数のサブ帯域は出
力端子21a〜21dと21a′〜21d′に接続し、偶数のサブ帯
域は出力端子21e〜21hと21e′〜21h′に接続するように
偶数と奇数のサブ帯域を形成するように配列されてい
る。この出力信号は、ここで電力結合器24a,24b,24a′,
24b′により結合され、受信処理器26へ送られる。ほか
に諸作動のあるなかで、受信処理器26は、電力結合器24
a〜24bと24a′〜24b′の出力端子からの信号を比較す
る。入力信号を分割し、偶数と奇数のサブ帯域の信号低
分を結合することにより、受信処理器26は、フィルタの
周縁あるいはロールオフ特性がよく知られている限り、
サブ帯域を通過する隣接する偶数と奇数のサブ帯域の間
に通過する入力信号を探知する。かように、出力結合器
24a,24b,からの出力は受信処理器26へ送られ、一般に知
られた方法でそこに送られた信号の特性について、決定
が受信処理器によって行われる。

第２図について説明する。第１図の受信機に使用されて
いる８チャンネル周波数マルチプレクサ20aの第１の実
施態様は、複数の、この場合は７個のダイプレクサ回路
30,31a,31b,及び32a〜32dより構成していることを示し
ている。ダイプレクサ30,31a,31b,及び32a〜32dはそれ
ぞれ選択されて、一対の通過帯域特性を有している。殊
に、周波数マルチプレクサの入力側に接続したダイプレ
クサ回路30は選択されて、比較的に広い周波数通過帯域
特性を有しているが、一方で周波数マルチプレクサ20a
の出力側21a〜21hにあるダイプレクサ要素32a〜32dが選
択されて、比較的に狭い帯域の周波数特性を有してい
る。

ここに説明した例では、ESM受信機は６〜18GHzの帯域幅
を有している。従って、８チャンネルのマルチプレクサ
20aの端子19へ送られる入力信号は６〜18GHzの帯域幅を
有している。８個のチャンネルは、各周波数マルチプレ
クサ20aと20bの出力側から受信するので、前記チャンネ
ル21aから20bの各チャンネルは1.5GHzの通過帯域を持っ
ている。さらに、説明した構成により、奇数のサブ帯域
が出力側21a,21c,21e,21gで図に示すように形成され、
偶数のサブ帯域が出力側21b,21d,21f,21hで形成され
る。

かように、第１ダイプレクサ要素30は一対の通過帯域を
持っており、第１の通過帯域は６〜16.5GHzの範囲であ
り、第２の通過帯域は7.5〜18GHzである。第１図の通過
帯域はダイプレクサ31aに送られる。ダイプレクサ31aは
奇数ダイプレクサ要素32aと32bへ送信するが、ダイプレ
クサ31bは偶数ダイプレクサ要素32cと32dへ送信する。
ダイプレクサ30aは、サブ帯域SB1〜SB7（出力側21a〜21
g）に対応するサブ帯域で構成しており、ダイプレクサ3
1aに送信する。かように、ダイプレクサ30の出力側から
８個のサブ帯域が送り出される。ダイプレクサ31aは、
チャンネルつまりサブ帯域SB1〜SB3に対応する第１の信
号と、サブ帯域SB5〜SB7に対応する第２の信号を形成す
る。従って、サブ帯域SB4は、第２のダイプレクサ要素
において排除される。第１奇数ダイプレクサ32aは、サ
ブ帯域SB1とSB5を形成し、第２偶数ダイプレクサ32b
は、サブ帯域SB5とSB7を形成する。かように、サブ帯域
SB2は第１の奇数のサブ帯域ダイプレクサ32aから排除さ
れ、サブ帯域SB6は第２の奇数ダイプレクサから排除さ
れる。同様に、サブ帯域SB1,SB3,SB5,SB7は奇数ダイプ
レクサ32aと32bの出力側21a,21c,21e,2gに形成される。

ダイプレクサ30はまた、サブ帯域SB2〜SB8より成る出力
信号を形成し、サブ帯域SB1はダイプレクサ30の第２出
力側から排除される。サブ帯域SB2〜SB8は、サブ帯域SB
2〜SB4より成る第１出力信号とサブ帯域SB6〜SB8より成
る第２出力信号を形成するダイプレクサ要素31bへ送ら
れる。このようにして、サブ帯域SB5は第２ダイプレク
サ要素31bから排除される。ダイプレクサ32cは、出力側
21fと21dにおけるサブ帯域SB2とSB4に対応する通過帯域
を形成し、サブ帯域SB3を排除するが、ダイプレクサ32d
は、出力側21fと21hにおいてサブ帯域SB6とSB8に対応す
る通過帯域を形成し、サブ帯域SB7を排除する。従っ
て、周波数マルチプレクサ20aの出力側においては、端
子21b,21d,21f,21hにおいて偶数サブ帯域が形成され、
端子21a,21c,21e,21hにおいて奇数サブ帯域が形成され
る。

第３図について説明する。８チャンネル・マルチプレク
サのほかの実施態様が示されており、第２図に関連して
説明したダイプレクサ30が構成に含まれている。ダイプ
レクサ30は、図に示されるように、一対の４対１の電力
分割器34aと34bに送信する一対の出力部を備えている。
電力分割器34aは帯域フィルタ36a,36c,36e,36gに送信す
るが、電力分割器34bは帯域フィルタ36b,36d,36f,36hに
送信する。帯域フィルタ36a〜36hの各特性は、図に示さ
れるように、サブ帯域SB1〜SB8の形成を示した周波数の
全域で1.5GHzの通過帯域を有するように選択されてい
る。第２図のダイプレクサ30,31a,31b,と32a〜32d、及
び第３図のダイプレクサと帯域フィルタは、この場合す
べて、トランスバーサルフィルタまたはリカーシブフィ
ルタにより設定されている。ダイプレクサは、共通の入
力伝送路を共用するように配置された２個のトランスバ
ーサルフィルタを使用して設定される。帯域フィルタ
は、帯域特性を有するトランスバーサルフィルタかリカ
ーシブフィルタのいずれかである。

ここでは、このような用途に容易に対応して使用出来る
トランスバーサルフィルタとリカーシブフィルタが説明
されている。

第４図について説明する。トランスバーサルフィルタ40
の一般化した構成図が示されており、ローパスフィル
タ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタの各特性の
なかから選択された選択通過帯域特性を有する集中（定
数）要素より成る入力回路網41がトランスバーサルフィ
ルタの一部を構成している。トランスバーサルまたは回
帰要素より成る重み付け回路網42は、入力回路網に送ら
れる入力信号の連続した成分が重み付け回路網の重み付
け要素の連続した各要素に接続するように、入力回路網
に接続して配置されている。重み付け回路網の出力側
は、ローパスフィルタ、ハイバスフィルタ、バンドパス
フィルタの各特性のなかから選択された選択通過帯域を
有する集中（定数）要素より成る出力回路網44に接続し
ている。重み付け回路42は、回路網41へ送られた入力信
号の連続した成分を送る。入力信号の各成分は、出力回
路網44に対する係数A₀,A₁,A₂−−−A_nで表される割りつ
けられた重みを持っている。回路網41と44は、一対の端
子41a,41bと44a,44bをそれぞれ有している。それらの一
対の端子の一方は、それぞれトランスバーサルフィルタ
40の入力端子と出力端子とになっている。ほかの端子は
インピーダンス終端である。この終端は無限大のインピ
ーダンスを有する開放回路網であるか、特定の回路網の
特性インピーダンスのようなほかのものであることが望
ましい。

重み付け回路網42は、入力回路網と出力回路網との間を
流れる連続信号から選択した成分と接続する要素より成
っている。一般に、入力側から出力側に接続するトラン
スバーサル要素は、入力側としてのゲート電極と出力側
としてのドレイン電極とを有する電界効果トランジスタ
である、出力側から入力側に（フィードバック）接続す
る回帰要素も、電界効果トランジスタを使用すると安定
性に対し複雑な配慮が必要であるが、電界効果トランジ
スタのすることも出来るが、抵抗体のような受動成分で
あることが好ましい。係数は、ここで説明しているよう
に修正されたよく知られているフィルタ理論に従って、
トランジスタの寸法（ゲートの長さの選択）を変えるこ
とにより得られる。これにより、トランジスタは種々の
ゲイン、従って重みを持つことが出来る。同様に、回帰
要素の場合では、抵抗体の値は異なる重み付けを持つよ
うに選択され、殊に代表的値として50Ω〜2KΩの範囲に
あることが出来る。

第４図に示された一般的回路網は、通過帯域特性を希望
通りに設定するように構成することが出来る。トランス
バーサルフィルタの応答性の基本形状は、トランスバー
サルフィルタの応答性に対応する選択された通過帯域特
性を有する集中要素の回路網41と44を使用することによ
り設定される。重み付け装置は、従来例に示されている
ように、応答の基本形状を形成するよりも、応答性を改
善することに（帯域端においてより鋭いカットオフまた
はロールオフ）使用される。

バンドパスフィルタの応答性の事例を、第５〜７図と第
5A〜7A図に関連して個々に説明する。

下記の表１は、基本通過帯域特性を係数A₀〜A_nの適切な
選択によって改善するため、適用することは可能である
が、回路網41と44に対してすべては選択出来ない。回路
網41と44は、トランスバーサルフィルタの遮断周波数に
対応する遮断周波数を有している。

表１回路網41 回路網44 通過帯域の型式ローパスローパスローパスフィルタローパスハイパスバンドパスフィルタハイパスローパスバンドパスフィルタハイパスハイパスハイパスフィルタバンドパスバンドパスバンドパスフィルタそのほかに、２つの通過帯域を重ね消し合った２種類の
遮断周波数を有する回路網を設定することにより、さら
に変ったフィルタ応答性が可能である。広帯域の入力回
路網と出力回路網を採用している通常のトランスバーサ
ルと異なって、本発明では、トランスバーサルフィルタ
は、トランスバーサル用の通過帯域特性を部分限定する
ために使用する通過帯域を有する集中要素（集中定数）
より成る回路網を採用している。これについては、第５
〜７図と第5A〜7A図に関連して、詳しく説明する。

最初に第５図と第5A図について説明する。トランスバー
サルフィルタ51′の第１の一般的実施態様が示されてお
り、複数の直列接続した誘導子（インダクタ）L₁〜L₆と
並列接続したコンデンサC₁〜C₄より成る回路網41がその
一部を構成している。回路網41は、回路網41の特性イン
ピーダンスに従ってその特性インピーダンスを有し、集
中要素の形で構成されたローパスフィルタとして設定さ
れており、それに送信された入力信号に対し位相遅延を
行う。出力回路網44は、複数の直列接続したコンデンサ
C₅〜C₁₂と並列接続した誘導子L₉〜L₁₂より構成されてい
る。ここで回路網44は、それに伝搬される信号に対し進
相特性を与えるハイパスフィルタである。この場合、ト
ランスバーサル要素FET1〜FET5は、入力回路網41から出
力回路網44へ送られる選択された信号成分を接続するた
めに使用される。

動作において、入力信号は入力端子41aへ送られる。入
力信号は、端子44aにおいて要素の出力側から送られる
べき信号の帯域幅より大きい帯域幅を有する。端子41a
と回路網41との間に接続している直流ブロッキングコン
デンサＣは、回路網42のトランスバーサル要素の直流バ
イアス特性を影響を除くために使用される。入力信号は
回路網41に沿って伝搬して、トランジスタFET1〜FET5の
ゲート電極相互間の位相が連続的に増加する増加分だ
け、前記入力信号の位相は遅れる。従って、前記信号の
連続している成分は、位相遅延が連続的に増加し、電界
効果トランジスタFET1〜FET5を通って送られる。電界効
果トランジスタFET1〜FET5はすべて、入力信号に応答し
て、選択的重み付けされた振幅を出力信号に与える。

重みは、広く知られたトランスバーサル理論により、ト
ランスバーサルフィルタ51′の所要通過帯域形状に従っ
て選定される。古典的理論を適用する場合、フィルタ応
答性の基本形状（帯域通過応答）は、最初に回路網41と
44とにより限定されることに注意しなければならない。
この限定により、必要なトランスバーサル要素の数は減
少する。ここで、選択された重み付け値は、トランジス
タ各１個のゲート周辺条件（ゲート長）を適切に選択す
ることにより、トランジスタFET1〜FET5に選定される。
すなわち、比較的高い重み付け値に重み付けされるべき
信号に対しては、トランジスタのゲート周辺は、トラン
ジスタに高い利得と出力信号振幅を与えるため、比較的
に大きい。比較的高い重み付け値に重み付けされるべき
信号に対しては、前記重み付けされた信号に与えるトラ
ンジスタの周辺は比較的に小さい。FETの大きさが小さ
いため、普通の方法で装着することが出来ないような極
端に低い重み付けに対しては、電界効果トランジスタの
入力側にコンデンサ形分圧器を設定することが望まし
い。

トランスバーサルフィルタ40が、ローパスフィルタより
成る入力伝送路とハイパスフィルタより成る出力伝送路
より構成されているので、フィルタの出力側における帯
域特性の基本形状は、主に入力回路網と出力回路網の通
過帯域特性により決定される。少数のトランスバーサル
要素、従って小さい回路で、所要のフィルタ応答性を得
るためには、この特殊な構成が必要である。非常に急勾
配の位相傾斜を有する帯域特性を形成するために、20か
ら25個を超えるトランスバーサル要素を必要とする先行
技術のフィルタと相異して、本発明では、トランスバー
サルフィルタ51の帯域特性は、５個のトランスバーサル
要素だけで、非常に急勾配の傾斜となる。

帯域フィルタのコンピュータ・シュミレーションによる
設計結果を、回路網41と44とインダクタンスとキャパシ
タンスの値について、第５図に示す。FET1〜FET5に関す
る重み関数の値を第６図に示す。

このような回路はまた、接地面導体を有するヒ化ガリウ
ム基板上に形成した適当なドーパントのヒ化ガリウムよ
り成る金属電極半導体の電界効果トランジスタを使用し
て製作される。フィルタ応答性の測定結果（|S₂₁|順方
向伝送比,|S₁₁|順方向遮断比、|S₂₂|逆方向遮断比）を
第6A図に示す。

ここで、誘導子の機能は、マイクロストリップ伝送路の
各部に分布された集中要素により行われる。誘導子に隣
接した数字は、マイクロストリップ伝送路を形成するス
トリップ状導体の幅と長さである。その代りに、誘導子
は螺旋状誘導子のような集中要素とすることも可能では
あった。螺旋状誘導子は一般に所要のインダクタンスに
対してはより小さいが、また一般にマイクロストリップ
伝送路の部分よりも、成形製造することが一層困難であ
る。

第６図に注目すると、２個の異なる分圧器がFET1とFET3
に小さい係数を設定するために使用されている。さら
に、FET2とFET4に割りつけた重み（第５図）は零であ
り、従ってそれは第６図にはない。

第６図と第6A図は、10.3GHzから14.8GHzの通過帯域を有
するトランスバーサルフィルタに関する。

第７図と第7A図について説明する。第６図に関して、上
述のように一般に製作される第２の設計例が示されてお
り、各要素は表示されている値を有している。これは9.
8GHzのバンドパス・トランスバーサルフィルタである。
応答性の測定結果を第7A図に示す。

第６図と第７図に、ＡまたはＢと表示されて要素は値が
示されている。各回路において、バイアス電圧V_G1〜V_G3
とV_D1〜V_D3は示されているように付加される。

第８図に示されているように、進相回路網と位相遅延回
路網との位置は交換することが出来、回路の出力端子の
位置も同様に出来る。従って、トランスバーサルフィル
タ40′は、複数の直列接続コンデンサ（参照記号なし）
と進相フィルタ回路網と位相遅延フィルタ回路網とを結
合する複数の並列誘電子（参照記号なし）とより成る入
力回路網41′より構成しており、回路網44′は、複数の
直列接続誘導子（参照記号なし）と並列接続コンデンサ
（参照記号なし）とより成っており、この場合、位相遅
延フィルタ回路網または進相フィルタ回路網を形成して
いる。回路網41′と44′は、第５図に関連して説明して
いるように、複数のトランスバーサル要素によって相互
に結合している。この出力側は回路網44′の端子44bで
あり、端子44aはインピーダンスで終っている第９図について説明する。ここで、一対のトランスバー
サルフィルタ要素の組50aと50bとを有するダイプレクサ
55の一般的構成図を示しており、集中要素伝搬回路網41
が一部を構成している。この場合、前記集中要素回路網
41はローパス（位相遅延）、ハイパス（進相）、または
バンドパス回路要素より成っている。集中要素回路網41
は、入力端子41aと、電力を吸収しないつまり集中要素
回路網41の特性インピーダンスではない無限大インピー
ダンスのようなインピーダンスで終端している。ダイプ
レクサ55には、そのほかに一対の出力集中要素回路網44
と48がある。前記出力回路網の各回路網もまた集中要素
回路網であり、ハイパス（進相）、ローパス（位相遅
延）、またはバンドパス回路網で成っている。

一般に、ダイプレクサ55の場合、入力回路網が進相回路
網または位相遅延回路網ならば、出力回路網の１つは進
相回路網であり、他の１つは位相遅延回路網である。入
力回路網41は、トランスバーサルまたは回帰要素の第１
の回路網42を介して出力回路網44に接続しており、また
入力回路網41は、トランスバーサルまたは回帰要素の第
２回路網46を通って出力回路網48にも接続している。こ
こで、トランスバーサルまたは回帰要素42と46の各回路
網は、ゲート電極、ドレーン電極、ソース電極を有する
電界効果トランジスタより成っている。しかし、回帰要
素は上述したように抵抗体に設定することが好ましい。
トランスバーサル要素は、信号を入力回路網から出力回
路網へ送るように配置されている。すなわち、ゲート電
極は入力回路網に接続し、ドレーン電極は出力回路網に
接続している。回帰要素はフィードバック要素であり、
従って出力回路網44に接続したゲート電極を有し、入力
電極41に送信するように接続したドレーン電極を有して
いるか、あるいはその代りに抵抗体によって行うことが
出来る。従って、トランスバーサル要素または回帰要素
は、出力回路網44へ送られる信号に重み係数A_o〜A_nを、
集中要素回路網48へ重み係数A_o′〜A_n′を与える。

かように、ダイプレクサ55は、共通の入力回路網伝送路
を共有する一対のトランスバーサル及び／または回帰フ
ィルタ系50aと50bより構成されている。トランスバーサ
ル／リカーシブフィルタ系50aと50bは、一対の選択され
た通過帯域を、回路網44の端子44aと44bから、及び回路
網48の端子48aと48bからそれぞれ選択した端子に与え
る。すなわち、回路網44と48の前記端子44aと44b及び48
aと48bのうちの１個は、一般に集中要素回路網44と48の
特性インピーダンスに従った特性インピーダンスで終端
しており、前記端子のうちの第２の端子は回路網44と48
の出力側となっている。一般にトランスバーサルフィル
タと場合、回路網の出力側は、回路網の入力端子に接続
しており、端子44aと48aは、このフィルタの入力端子が
端子41aであるとするならば、フィルタの出力側として
設定される。しかし、選択によっては、出力側を端子44
bと48bに設定することも出来る。各要素を通る電気的経
路長の差は、出力端子の位置を変えるためには、必ず考
慮に入れなければならない。

第９図について説明する。ダイプレクサ55が示されてお
り、一対のトランスバーサルフィルタ系50aと50bより構
成されており、トランスバーサルフィルタ40（第５図）
の一般的特性を有する。ダイプレクサ55は、第５図に関
連して一般的に説明した通り、集中要素フィルタ回路網
41より成っており、前記回路網41は回路網55の入力端子
として設定された第１端子41aと、上述したインピーダ
ンスで終端している第２端子を有する。一対の出力回路
網44と48も設けられている。この場合、回路網44は、ト
ランスバーサル要素について第５図に関連して説明した
回路網に似ている。回路網48の通過帯域が回路網44の通
過帯域と異なる点を除いては、同様に、回路網48は位相
遅延回路網である。

第２図に関連して説明したダイプレクサ要素の１つにつ
いて説明すると、この場合にはダイプレクサ要素30は、
６〜18GHzの通過帯域特性を有する入力回路網41と、６
〜16GHzの通過帯域特性を有する回路網44と、7.5〜18GH
zの通過帯域特性を有する回路網48とより成っている。
回路網44と48のそれぞれの成分ＬとＣの値を適切に選定
することにより、選択周波数通過帯域特性がその回路に
与えられる。回路網42と46の各トランスバーサル要素に
設定されている重み係数の値を選択することにより、調
波通過帯域のない急勾配な周波数傾斜を有する選択通過
帯域特性のトランスバーサルフィルタ応答性が、ダイプ
レクサ40の各出力側に設定される。

リカーシブフィルタ60が示されている第10図について説
明する。第２トランスバーサル要素は、図示のように出
力回路網44と入力回路網41とを接続する回帰要素、ここ
では抵抗RR2により置き換えられる点を除けば、第５図
に示されたトランスバーサルフィルタに似ている。第３
トランスバーサル要素は省略されている。かようにし
て、要素RR2は、出力信号の成分をリカーシブフィルタ
の入力側へフィードバックする。説明したように、１個
以上の回帰要素を集中要素分布のフィルタに使用するこ
とにより、トランスバーサルに比較して、特性改善と小
型をさらに進めることが出来る。

通常のトランスバーサルフィルタは、進行波増幅器に似
た構成で遅延伝送路を使用している。この方法では、入
力遅延伝路は一連のFETへ各FET間の位相遅延t_bで送信す
るが出力遅延伝送路は、FET間の位相遅延をt_bに設定し
てFETからの出力を結合する。位相遅延t_aとt_bは周波数
と次のような関係がある。

ここで、l_aとl_bは各遅延路の伝送路の長さ、ｃは伝送路
の位相速度である。出口端の方向は、位相遅延t_aとt_bの
選択によって、どちらかの方向になる。

位相遅延t_aとt_bは、すべてのFETからの出力を出力端で
同位相で結合するため、進行波増幅器の場合と同様に選
択される。この状態は、２つの異なる経路、ａとｂを進
行する無線周波数信号として表される。この形式の回路
の伝達特性は、周波数依存性が非常に低く、優れた広帯
域回路を形成する。しかし、鋭い遮断特性を得ることは
難しい。

通常のトランスバーサルフィルタは周波数依存位相遅延
t_aとt_bにより設計され、特性を合成した周波数選択性を
全体として形成する。出力端は、入力端と同じ側にあ
る。動作原理は、次に説明する。この回路は、フィルタ
設計に必要な周波数選択性を持つために大きな遅延部が
必要であることが注目される。遅延部が大きいために、
モノリシック集積回路の望ましさは低下する。この回路
の原理は、低減フィルタが高い周波数において擬似的通
過帯域を有する点にあることが注目される。

２つの信号経路ａとｂについて考察する。FETとFET2の
ゲート電圧V₁とV₂には、次のような位相差t_aがある。

V₁＝V₀,V₂＝V₀exp（−jt_a），（２） FETにより発生する電流I₁とI₂は、 I₁＝G_mlV₀,I₂＝G_m2V₀exp（−jt_a），（３）ここで、G_mlとG_m2はFETの相互コンダクタンスである。
各FETの区間抵抗R_di（ｉ＝1,2）に整合する負荷と見な
して、回路を設計すると、出力端における電圧V_outは、 V_out＝0.5I₁R_d1＝0.5I₂R_d2exp（−jt_b）（４）出力端における電流I_outは、出力路に沿って位相シフト
を伴った式（３）の電流の総和であり、次のように表さ
れる。

I_out＝0.5G_m1V₀＋0.5G_m2V₀exp（−ｊ（t_a＋t_b））
（５）式（４）と（５）から明らかなように、２個のFETから
の出力は、出力端で結合され、この周波数においてのみ
次の式が満足される。

t_a＋t_b＝2nπ（ｎ＝0,1,…）（６）この周波数ω_０において、回路は次のアドミッタンスを
呈する。

1/R_d1＋1/R_d2 （７）回路は、負荷アドミッタンスY_L（＝R_L）として設計され
なければならない。回路の出力は、次式により求められ
る。

式（８）は、G_ml＝G_m2の場合、第11図に図示されてい
る。式は、次の周波数において単一ポール通過帯域特性
を示している。

ω＝0,ω₀,2ω₀,3ω_０‥‥ この形状は、ローパスフィルタ特性を示していることに
注目すべきである。

ここで、多重信号経路をトランスバーサルフィルタに加
えると、回路の出力は次式のように減少することが明ら
かである。

ここで、a_i（ｉ＝0,1・・・Ｍ）は、対応する経路のFET
の大きさにより決定される重み係数である。

この重み関数を適切に選定することにより、各種の通過
帯域特性を設計することが出来る。

式（６）により与えられる条件を満足するには、非常に
長い遅延伝送路部、すなわちモノリシック形式では容易
に達成出来ない多数の集中要素より成る構成部品が必要
である。トランスバーサルフィルタの他の型式は文献に
見られるが、周波数選択性を得るために長い遅延伝送路
の構成部分を必要とする基本条件は変っていない。

本発明のトランスバーサルフィルタは、帯域エッジ、す
なわちフィルタの周波数に対応した遮断周波数を有し、
集中要素のローパス、ハイパス、及び／あるいはバンド
パス入力及び出力伝送路より成っている。例えば、バン
ドパスフィルタは、ローパス（位相遅延）伝送路とハイ
パス（進相）伝送路とより構成することが出来る。反対
の移相を組み合せた場合、伝送路は、比較的少数の要素
を必要とする周波数依存性の強い作用を呈し、鋭い周波
数の傾斜を形成する。この回路は、従来のトランスバー
サルフィルタの如きローパス特性よりもむしろバンドパ
ス特性を有している。

位相遅延伝送路は、伝送路の一部で一般的なものであ
り、進相伝送路は、回路の原理を検討するのに使用され
た負の伝達路長の一部である。

いずれの伝送路も、L_SとC_Sを使用して、集中要素のはし
ご形回路によってシュミレートすることが出来る。位相
遅延伝送路のL_SとC_Sの位置を交換することにより、進相
伝送路は設定され、C_SとL_Sに対し同一の値を使用する
と、伝送路のインピーダンスは同一であり、伝搬定数
は、反対符号の他の定数の逆である。

位相遅延が入力伝送路に使用され、これに対し進相が出
力伝送路に使用される場合の伝達電力、類似した式を、
２つの信号経路だけが存在する場合を説明するために使
用することが出来るが、式（２）の代りに次式を求め
る。

I_out−0.5G_mlV₀＋0.5G_m2V₀exp（−ｊ（t_a−t_b）（10）ここで、これらの位相遅延と進相の伝送路が集中要素で
製作されているとすると、 t_aoとt_boは、ω＝ω_０で位相t_aとt_bとなる。最大電力に
対する条件は、式（10）から次の場合である。

t_a−t_b＝2nπ（ｎ＝0,±1,±２‥‥）（13）従って、第１次通過帯域はｎ＝０の場合であり、ω＝ω
_０またはＳ＝０であるが、ω＝０ではない。これによ
り、この回路はローパス回路というよりはむしろバンド
パス特性となる。

この関係を使用すると、式（10）は次式となる。

回路の出力電力は次のように誘導される。

この式により定義される出力電力は、前述の回路に似た
単一ボール曲線を有しているが、ω＝０で通過帯域を持
っていない。マルチパスを有する電力の応答性は、次の
ようになる。

この回路の伝達関数は、この応答曲線は、前述のように、a_iを選定することによ
り、チェビシェフ（Tchebyscgev）または最大平坦性の
ような古典的なフィルタ特性にどのようにも設計するこ
とが出来る。

一般的形態のリカーシブフィルタは、第10図に示すよう
に、順方向経路とフィールドバック経路が混成された回
路より成っている。Ｍ＋１の順方向経路とＮフィードバ
ック経路とを有する回路の伝達関数は、次式で表され
る。

位相遅延伝送路と進相伝送路を使用することにより、コ
ンパクトな回路を提供出来ることができる。複数の能動
的な要素とフィードバック経路は遮断特性をも改良する
ことになる。

上述のように、第５図の出力ポートの位置は出力伝送路
（第８図に示す）のもう１つの端部に設けることが出
来、回路は、FETからの出力を進行波のように出力ポー
トで結合するように設計することが出来る。通過帯域で
は、出力は同じように同じ位相で出力ポートで加えられ
るので、この構成は、一般の進行波増幅器と似ている。
しかし、電力は、入力伝送路と出力伝送路との間の位相
シフトの周波数感度の差により、帯域外では排除され
る。

式（16）に類似した電力応答がこの回路に関して誘導さ
れ、同じろ波機能が可能であることを示している。この
回路は、入力伝送路のなかに集中要素の遅延伝送路を有
し、出力伝送路に集中要素の進相伝送路を有している。

スプリアスな通過帯域もこの回路形態では抑制される。
これは次のように説明される。伝送路の集中要素の式
は、遅延伝送路と進相伝送路のいずれも、遮断周波数付
近で成立しない。第２図と第３図の位相遅延伝送路の集
中要素の式は、ローパスフィルタを表しており、遮断周
波数より高く、伝送路の特性インピーダンスは架空のも
のとなり、進行波の伝搬は停止する。これは、伝送路の
モデルによっては発生しない。同様に、進相伝送路用の
集中回路は、ハイパスフィルタであり、進行波の伝搬
は、遮断周波数より低い所で停止する。この集中要素の
擬似伝送路の遮断周波数はω_ｃ＝２π/LCである。

この擬似伝送路の遮断特性は、スプリアス通過帯域を抑
制する場合には有効である。この進行波回路の形態は、
この特性の最大の利点を有している。

第12図を参照すると、帯域特性を有し、集中要素伝送路
ＬとＣとして設定された入力と出力の伝搬媒体61と64を
有するトランスバーサルフィルタ60が示されている。各
伝送路61と64は、周波数周縁つまりトランスバーサルフ
ィルタの周波数に対応する遮断周波数を有しており、上
述した他の実施態様で説明したように、かような帯域端
で非常に鋭い周波数のロールオフを有するフィルタを、
最小の数のトランスバーサル要素で構成している。

本発明の望ましい実施態様を説明したが、その概念を取
り入れた他の実施態様も使用出来ることは、当業者にと
って明白なことである。

【図面の簡単な説明】

第１図は代表的電子監視測定受信機のフロントエンドの
ブロック図である。第２図は複数のダイプレクサ要素より成る８チャンネル
周波数マルチプレクサの第１実施態様のブロック図であ
る。第３図は単一ダイプレクサ要素より成る８チャンネル周
波数マルチプレクサの他の実施態様である。第４図は本発明の第１特徴にもとずくトランスバーサル
フィルタの一般化したブロック図である。第５図は本発明の他の特徴にもとずくトランスバーサル
フィルタの概念図である。第5A図は第５図に示す回路のシュミレーションによる周
波数対|S₂₁|（dB）特性のプロット図である。第６図と第７図は、本発明の他の特徴にもとずく帯域特
性を有するトランスバーサルフィルタの特定設計の事例
である。第6A図と第7A図は、第６図と第７図の各設計事例の周波
数対|S₂₁|（dB）特性のプロット図である。第８図はトランスバーサルフィルタの他の実施態様の概
略図である。第９図は本発明の他の特徴にもとずくダイプレクサの一
般化したブロック図である。第10図は本発明の他の特徴にもとずくダイプレクサの概
略図である。第11図は本発明のさらにその他の特徴にもとずくリカー
シブフィルタの概略図である。第12図は入力伝送路と出力伝送路の帯域特性を有するト
ランスバーサルフィルタの概略図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭49−65755（ＪＰ，Ａ) 米国特許5021756（ＵＳ，Ａ) 米国特許4291286（ＵＳ，Ａ) 米国特許3611201（ＵＳ，Ａ) 欧州特許出願公開377300（ＥＰ，Ａ) 欧州特許出願公開220403（ＥＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力端子と、出力端子と、選択された周波
数応答性とを有するフィルタにおいて、低域通過周波数応答、高域通過周波数応答、及び帯域通
過周波数応答のうちの第１の周波数応答を有し、入力端
子に結合された第１端部を有する入力伝搬回路網と、低域通過周波数応答、高域通過周波数応答、及び帯域通
過周波数応答のうちの第２の周波数応答を有し、出力端
子に結合された第１端部を有する出力伝搬回路網と、前記入力伝搬回路網と出力伝搬回路網との間に結合さ
れ、前記入力伝搬回路網に沿って与えられる信号から少
なくとも１つの重み付けされた振幅信号部分を前記出力
伝搬回路網に供給して、前記フィルタの選択された周波
数応答を調節する重み付け手段とを含み、前記第１及び第２周波数応答の少なくとも１つが、フィ
ルタの選択された周波数応答に一致するように選択され
た遮断周波数特性を有する、フィルタ。
【請求項２】前記重み付け手段がトランスバーサル要素
であり、前記少なくとも１つの伝搬回路網が進相回路網
である請求項１記載のフィルタ。
【請求項３】請求項１記載のフィルタにおいて、前記重
み付け手段が複数のトランスバーサル要素より構成さ
れ、複数の重み付けされた振幅信号部分を前記入力伝搬
回路網と前記出力伝搬回路網との間に供給し、前記複数
の重み付け信号部分が、入力伝搬回路網及び出力伝搬回
路網の周波数応答との組み合わせで、フィルタの選択さ
れた周波数応答を供給する、フィルタ。
【請求項４】請求項２記載のフィルタにおいて、トラン
スバーサル要素が、各々ゲート電極と、ドレーン電極
と、ソース電極とを有する電界効果トランジスタであ
り、前記ゲート電極が前記入力伝搬回路網に結合され、
前記ドレーン電極が前記出力伝搬回路網に結合され、前
記ソース電極が共通の無線周波数及び直流電位に結合さ
れる、フィルタ。
【請求項５】請求項４記載のフィルタにおいて、前記電
界効果トランジスタの各々のゲート電極が、伝搬する信
号に選択された重み付けを付与するため、選択されたゲ
ート長を有する、フィルタ。
【請求項６】請求項４記載のフィルタにおいて、前記電
界効果トランジスタの各々のゲート電極が選択されたゲ
ート長を有し、少なくとも１つの電界効果トランジスタ
が、分圧器を提供する少なくとも１つのコンデンサをゲ
ート電極に設けて、トランジスタを伝搬する各信号に選
択された重み付けを付与する、フィルタ。
【請求項７】請求項６記載のフィルタにおいて、各伝搬
回路網が複数の集中要素インダクタ及びコンデンサより
成り、前記集中要素インダクタがマイクロストリップ伝
送路部分より成り、前記少なくとも１つの進相回路網
が、直列素子としてのコンデンサと、前記コンデンサと
基準電位との間のシャント素子としてのマイクロストリ
ップ伝送路部分と、を含む、フィルタ。
【請求項８】請求項６記載のフィルタにおいて、各伝搬
回路網が複数の集中要素インダクタ及びコンデンサより
成り、前記集中要素インダクタが集中螺旋状インダクタ
素子であり、前記少なくとも１つの進相回路網が直列素
子としてのコンデンサと、前記コンデンサと基準電位と
の間のシャント素子としての集中螺旋状インダクタ素子
と、を含む、フィルタ。
【請求項９】請求項３記載のフィルタにおいて、複数の
重み付け手段のうち少なくとも１つが、前記入力伝搬回
路網と前記出力伝搬回路網との間に接続されて前記出力
伝搬回路網に沿って送られる出力信号の一部を前記入力
伝搬回路網に結合する回帰要素である、フィルタ。
【請求項１０】回帰要素が抵抗である請求項９記載のフ
ィルタ。
【請求項１１】請求項10記載のフィルタにおいて、トラ
ンスバーサル要素が、各々ゲート電極と、ドレーン電極
と、ソース電極とを有する電界効果トランジスタであ
り、前記ゲート電極が前記入力伝搬回路網に接続され、
前記ドレーン電極が前記出力伝搬回路網に接続され、前
記ソース電極が共通の無線周波数及び直流電位に接続さ
れる、フィルタ。
【請求項１２】請求項11記載のフィルタにおいて、トラ
ンスバーサル要素を形成する前記電界効果トランジスタ
が選択されたゲート電極長を有し、そこを通過伝搬する
信号に選択された重み付けを付与し、前記回帰要素が選
択された抵抗値を有しそこを通過伝搬する信号に選択さ
れた重み付けを付与する、フィルタ。
【請求項１３】請求項12記載のフィルタにおいて、トラ
ンスバーサル要素が選択されたゲート長を有する電界効
果トランジスタであり、更に、少なくとも１つの前記電
界効果トランジスタのゲート電極において、伝搬信号に
選択された重み付けを与える選択されたキャパシタンス
分圧器を含み、回帰要素が選択された抵抗値を有する抵
抗でありこれにより選択された重み付けを通過伝搬する
信号に付与するフィルタ。
【請求項１４】フィルタの入力端子と出力端子のうちの
一方に接続される遅相線と、前記フィルタの入力端子と出力端子のうちの他方に接続
される進相線と、前記進相線と遅相線の間に結合され、少なくとも１つの
重み付けされた振幅信号を前記遅相線と前記進相線との
間に供給する重み付け手段と、から構成されるフィルタ。
【請求項１５】前記重み付け手段が複数の重み付けされ
た振幅係数を付与する請求項14記載のフィルタ。
【請求項１６】前記重み付け手段が前記遅相線と進相線
に沿って連続的に接続される請求項15記載のフィルタ。
【請求項１７】請求項16記載のフィルタにおいて、前記
重み付け手段が、前記遅相線と進相線との間に結合され
複数の重み付けされた振幅信号を供給する電界効果トラ
ンジスタより成り、各トランジスタはソース電極と、ド
レーン電極と、ゲート電極とを有し、各トランジスタが
選択された電極長を有し、これにより選択された重み付
けの振幅信号を発生する、フィルタ。
【請求項１８】請求項17記載のフィルタにおいて、進相
線が、該線の直列要素として配置されたコンデンサと、
前記コンデンサと基準電位との間にシャント配置された
インダクタと、を含む複数の集中要素より成る、フィル
タ。
【請求項１９】請求項14記載のフィルタにおいて、重み
付け手段が、進相線と遅相線との間に接続され複数の重
み付けされた振幅信号を供給する複数の電界効果トラン
ジスタを有し、各トランジスタが、ソース電極と、ドレ
ーン電極と、ゲート電極とを有し、各トランジスタはさ
らに重み付けされた各信号に選択重み付けを与えるよう
に選択されたゲート電極長を有する、フィルタ。
【請求項２０】請求項19記載のフィルタにおいて、重み
付け手段が、前記進相線及び遅相線のうちの出力側の線
と、前記進相線及び遅相線のうち入力側の線との間に接
続された抵抗より成る少なくとも１つの回帰要素を有す
る、フィルタ。
【請求項２１】入力端子及び出力端子を有するトランス
バーサルフィルタにおいて、前記入力端子及び出力端子のうちの一方に結合され、そ
こに送られる伝搬信号に進相を与える進相手段と、前記入力端子及び出力端子のうちの他方に結合され、そ
こに送られる伝搬信号に位相遅延与える遅相手段と、前記入力端子に結合される前記進相手段と遅相手段のう
ちの一方に沿って伝搬する信号から複数の重み付けされ
た振幅信号部分を提供し、前記重み付けされた振幅信号
部分を前記進相手段と遅相手段のうちの前記出力端子結
合された手段に与える重み付け手段と、より構成される、トランスバーサルフィルタ。
【請求項２２】請求項21記載のトランスバーサルフィル
タにおいて、前記進相手段が複数の直列接続されたコン
デンサとシャント結合されたインダクタとを有する集中
要素回路網より成り、前記遅相手段が複数の直列接続さ
れたインダクタとシャント接続されたコンデンサとより
成る、トランスバーサルフィルタ。
【請求項２３】請求項22記載のトランスバーサルフィル
タにおいて、前記重み付け手段が、各々ゲート電極と、
ドレーン電極と、ソース電極とを有する複数の電界効果
トランジスタより成り、前記ゲート電極が前記進相手段
と遅相手段のうちの入力側手段に接続され、前記ドレー
ン電極が前記進相手段と遅相手段のうちの出力側手段に
接続される、トランスバーサルフィルタ。
【請求項２４】入力端子と、第１及び第２出力端子と、
選択された一対の周波数応答を有するダイプレクサにお
いて、低域通過周波数応答、高域通過周波数応答、及び帯域通
過周波数応答のうちの１つの第１周波数応答を有し、ダ
イプレクサの入力端子に接続された第１端部を有する入
力伝搬回路網と、低域通過周波数応答、高域通過周波数応答、及び帯域通
過周波数応答のうちの１つの第２周波数応答を有し、ダ
イプレクサの第１出力端子に接続された第１端部を有す
る第１出力伝搬回路網と、低域通過周波数応答、高域通過周波数応答、及び帯域通
過周波数応答のうちの１つの第３周波数応答を有し、ダ
イプレクサの第２出力端子に接続された第１端部を有す
る第２出力伝搬回路網と、前記入力伝搬回路網と前記第１出力伝搬回路網との間に
少なくとも１つの重み付けされた振幅信号部分を供給す
る第１重み付け手段と、前記入力伝搬回路網と前記第２出力伝搬回路網との間に
少なくとも１つの重み付けされた振幅信号部分を供給す
る第２重み付け手段と、より構成され、前記入力伝搬回路網と前記一対の出力伝
搬回路網の少なくとも１つが、タイプレクサの一対の周
波数応答の一方のロールオフ周波数特性と一致するロー
ルオフ周波数特性を有する、ダイプレクサ。
【請求項２５】前記重み付け手段の各々が１つのトラン
スバーサル要素より成る請求項24記載のダイプレクサ。
【請求項２６】重み付け手段の各々が複数のトランスバ
ーサル要素より成る請求項24記載のダイプレクサ。
【請求項２７】請求項26記載のダイプレクサにおいて、
各重み付け手段の複数のトランスバーサル要素が、各々
ゲート電極と、ドレーン電極と、ソース電極とを有する
電界効果トランジスタであり、ゲート電極が入力回路網
に接続され、ドレーン電極がそれぞれの出力回路網に接
続される、ダイプレクサ。