JPH0746152A - スペクトラム拡散通信方式 - Google Patents
スペクトラム拡散通信方式Info
- Publication number
- JPH0746152A JPH0746152A JP5187943A JP18794393A JPH0746152A JP H0746152 A JPH0746152 A JP H0746152A JP 5187943 A JP5187943 A JP 5187943A JP 18794393 A JP18794393 A JP 18794393A JP H0746152 A JPH0746152 A JP H0746152A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- code
- signal line
- spread spectrum
- data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【目的】 SAWマッチド・パルスを利用し、遅延検波
によりデータを復調するスペクトラム拡散通信方式に関
し、ベースバンドで遅延検波処理を行うことで回路構成
を簡単にするとともに、マッチド・パルスのS/Nを改
善する。 【構成】 送信側では差動変換した源2値データの極性
に応じて、PNコードを選択的に送出する。受信側では
PNコードの1周期ごとにマッチド・パルスをSAW相
関器24で検出し、これをダブルバランスドモジュレー
タ25によって自乗検波する。パルス整形されたマッチ
ド・パルスは、セット優先フリップフロップ回路32に
おいて、差動変換されたデータを復調する。さらに排他
的論理和素子34より成る遅延検波回路によって源2値
データを復調する。
によりデータを復調するスペクトラム拡散通信方式に関
し、ベースバンドで遅延検波処理を行うことで回路構成
を簡単にするとともに、マッチド・パルスのS/Nを改
善する。 【構成】 送信側では差動変換した源2値データの極性
に応じて、PNコードを選択的に送出する。受信側では
PNコードの1周期ごとにマッチド・パルスをSAW相
関器24で検出し、これをダブルバランスドモジュレー
タ25によって自乗検波する。パルス整形されたマッチ
ド・パルスは、セット優先フリップフロップ回路32に
おいて、差動変換されたデータを復調する。さらに排他
的論理和素子34より成る遅延検波回路によって源2値
データを復調する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散変調において
マッチド・パルスを利用したスペクトラム拡散通信方式
に関するものである。
マッチド・パルスを利用したスペクトラム拡散通信方式
に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来、直接拡散変調によるスペクトラム
拡散通信において、受信側でPNコード(疑似雑音系
列)の同期装置を必要としない方式に遅延検波方式が用
いられていた。この方式は、送信側にて送信データを差
動変換した後、PNコードと乗積してスペクトラム拡散
信号を得、受信側にて受信スペクトラム拡散信号とその
受信スペクトラム拡散信号をデータ1ビット分(PNコ
ードの1周期に相当)遅延させた信号との乗積を行い、
乗積された信号の低域成分を利用して、データ信号を復
調するものである。
拡散通信において、受信側でPNコード(疑似雑音系
列)の同期装置を必要としない方式に遅延検波方式が用
いられていた。この方式は、送信側にて送信データを差
動変換した後、PNコードと乗積してスペクトラム拡散
信号を得、受信側にて受信スペクトラム拡散信号とその
受信スペクトラム拡散信号をデータ1ビット分(PNコ
ードの1周期に相当)遅延させた信号との乗積を行い、
乗積された信号の低域成分を利用して、データ信号を復
調するものである。
【0003】従来の遅延検波方式における構成図を図4
に、各部の信号波形を図5に示す。図4(a)は送信側
のブロック図を示し、図において信号線500から入力
される源2値データは排他的論理和ゲート50に入力さ
れる。また、排他的論理和ゲート50のもう一方の入力
は信号線501から入力され、排他的論理和ゲート50
にて排他的論理和操作が施され、いわゆるプリコーディ
ングされた信号が信号線502に出力される。信号線5
02の信号は遅延回路51に入力され、源2値データ1
ビット分の遅延を受け信号線501に出力される。
に、各部の信号波形を図5に示す。図4(a)は送信側
のブロック図を示し、図において信号線500から入力
される源2値データは排他的論理和ゲート50に入力さ
れる。また、排他的論理和ゲート50のもう一方の入力
は信号線501から入力され、排他的論理和ゲート50
にて排他的論理和操作が施され、いわゆるプリコーディ
ングされた信号が信号線502に出力される。信号線5
02の信号は遅延回路51に入力され、源2値データ1
ビット分の遅延を受け信号線501に出力される。
【0004】クロック発生回路54では変調用PNコー
ド発生用のクロック信号を信号線504に出力する。P
Nコード発生器53は信号線504からのクロック信号
により、変調用PNコードを発生し信号線503に出力
する。乗算器52では、信号線502からの信号と信号
線503からの信号の乗積をとり、信号線505に出力
する。信号線505からの信号は搬送波信号発生器56
からの搬送波信号と乗算器55にて乗算され、信号線5
07に出力される。
ド発生用のクロック信号を信号線504に出力する。P
Nコード発生器53は信号線504からのクロック信号
により、変調用PNコードを発生し信号線503に出力
する。乗算器52では、信号線502からの信号と信号
線503からの信号の乗積をとり、信号線505に出力
する。信号線505からの信号は搬送波信号発生器56
からの搬送波信号と乗算器55にて乗算され、信号線5
07に出力される。
【0005】図4(b)は受信側のブロック図を示し、
図において信号線508からの受信スペクトラム拡散信
号は、SAW相関器57に入力される。SAW相関器5
7は送信PNコードの極性に応じ、正負の位相情報を持
った搬送波のマッチド・パルス信号を、データ1ビット
(PNコード1周期)ごとに信号線509に出力する。
信号線509からのマッチド・パルス信号は乗算器59
とデータ1ビット分の遅延時間を持つ遅延回路58に入
力される。乗算器59では信号線509からのマッチド
・パルス信号と510からの遅延されたマッチド・パル
ス信号を乗算し、信号線511に出力し、データ復調回
路60にて情報データを復調する。
図において信号線508からの受信スペクトラム拡散信
号は、SAW相関器57に入力される。SAW相関器5
7は送信PNコードの極性に応じ、正負の位相情報を持
った搬送波のマッチド・パルス信号を、データ1ビット
(PNコード1周期)ごとに信号線509に出力する。
信号線509からのマッチド・パルス信号は乗算器59
とデータ1ビット分の遅延時間を持つ遅延回路58に入
力される。乗算器59では信号線509からのマッチド
・パルス信号と510からの遅延されたマッチド・パル
ス信号を乗算し、信号線511に出力し、データ復調回
路60にて情報データを復調する。
【0006】各部の信号波形を図5に示す。図5(a)
は信号線500の源2値データの波形、図5(b)は信
号線502のプリコーディングされた信号波形を示し、
図5(c)は信号線509の搬送波を含むマッチド・パ
ルス信号、図5(d)は信号線510のPNコード1周
期分の遅延を受けたマッチド・パルス信号、図5(e)
は信号線511の波形、図5(f)は信号線512の復
調データ波形を示す。
は信号線500の源2値データの波形、図5(b)は信
号線502のプリコーディングされた信号波形を示し、
図5(c)は信号線509の搬送波を含むマッチド・パ
ルス信号、図5(d)は信号線510のPNコード1周
期分の遅延を受けたマッチド・パルス信号、図5(e)
は信号線511の波形、図5(f)は信号線512の復
調データ波形を示す。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の遅延検波方
式においては、受信側では、搬送周波数帯において、P
Nコード1周期分の遅延時間が必要となる。この遅延時
間を得るためにSAW遅延線を用いる上述の方式の他
に、搬送波周波数信号に同期をとってベースバンド信号
に変換して、該ベースバンド信号をクロック信号を用い
てディジタル的に行う方式もあるが、両方式共、回路構
成が複雑になり、高価になる。
式においては、受信側では、搬送周波数帯において、P
Nコード1周期分の遅延時間が必要となる。この遅延時
間を得るためにSAW遅延線を用いる上述の方式の他
に、搬送波周波数信号に同期をとってベースバンド信号
に変換して、該ベースバンド信号をクロック信号を用い
てディジタル的に行う方式もあるが、両方式共、回路構
成が複雑になり、高価になる。
【0008】更にSAW遅延線を用いてPNコード1周
期分の遅延を得る場合、遅延時間のばらつきにより、マ
ッチド・パルス信号のS/N比が劣化する問題がある。
期分の遅延を得る場合、遅延時間のばらつきにより、マ
ッチド・パルス信号のS/N比が劣化する問題がある。
【0009】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明のスペクトラム拡散通信方式は、直接拡散変
調によるスペクトラム拡散通信において、送信側に、源
2値データを差動変換する手段と、PNコードを発生す
る手段と、前記差動変換された2値データの極性に応じ
てPNコード発生からのPNコードを選択的に出力する
よう制御する手段と、その選択的に出力されたPNコー
ドに搬送周波数信号を乗積してスペクトラム拡散信号を
送出する手段の少なくとも4つの手段を備え、受信側
に、前記選択的に出力されたPNコードを、受信した前
記スペクトラム拡散信号中から検出して、そのPNコー
ドの1周期ごとにマッチド・パルスを発生させる手段
と、前記マッチド・パルスを自乗検波する手段と、自乗
検波されたマッチド・パルスをPNコードの1周期分遅
延させる遅延手段と、自乗検波された信号を第1の入力
信号とし、前記遅延手段により遅延された信号を第2の
入力信号とし、第1の入力信号は前記第2の入力信号の
入力に優先して、2値データの極性のうち第1の状態に
して出力し、第2の入力信号は第2の状態にして出力す
ることで差動変換されたデータを復調する手段と、その
復調された差動変換されたデータを遅延検波して源2値
データを復調する手段の少なくとも5つの手段を備えた
ことを特徴とするものである。
に、本発明のスペクトラム拡散通信方式は、直接拡散変
調によるスペクトラム拡散通信において、送信側に、源
2値データを差動変換する手段と、PNコードを発生す
る手段と、前記差動変換された2値データの極性に応じ
てPNコード発生からのPNコードを選択的に出力する
よう制御する手段と、その選択的に出力されたPNコー
ドに搬送周波数信号を乗積してスペクトラム拡散信号を
送出する手段の少なくとも4つの手段を備え、受信側
に、前記選択的に出力されたPNコードを、受信した前
記スペクトラム拡散信号中から検出して、そのPNコー
ドの1周期ごとにマッチド・パルスを発生させる手段
と、前記マッチド・パルスを自乗検波する手段と、自乗
検波されたマッチド・パルスをPNコードの1周期分遅
延させる遅延手段と、自乗検波された信号を第1の入力
信号とし、前記遅延手段により遅延された信号を第2の
入力信号とし、第1の入力信号は前記第2の入力信号の
入力に優先して、2値データの極性のうち第1の状態に
して出力し、第2の入力信号は第2の状態にして出力す
ることで差動変換されたデータを復調する手段と、その
復調された差動変換されたデータを遅延検波して源2値
データを復調する手段の少なくとも5つの手段を備えた
ことを特徴とするものである。
【0010】
【作用】上記方式によれば、遅延検波方式により源2値
データを復調するスペクトラム拡散通信方式において、
マッチド・パルスを自乗検波することで、ベースバンド
において遅延検波を行うことができ、しかもマッチド・
パルス信号のS/Nの改善することもできる。
データを復調するスペクトラム拡散通信方式において、
マッチド・パルスを自乗検波することで、ベースバンド
において遅延検波を行うことができ、しかもマッチド・
パルス信号のS/Nの改善することもできる。
【0011】
【実施例】以下、具体例について詳細に説明する。図1
は本発明のスペクトラム拡散通信方式を実現する送信側
の一実施例を示すブロック図である。
は本発明のスペクトラム拡散通信方式を実現する送信側
の一実施例を示すブロック図である。
【0012】図1(a)において、信号線100から入
力される源2値データは、差動変換回路10においてプ
リコーディングされ、信号線101に出力され選択回路
11に入力される。選択回路11では、信号線102、
103からの信号を差動変換された2値データの極性に
応じて選択して、信号線105に出力する。PNコード
発生器12は、信号線102にはPNコードを、信号線
103にはある一定の電圧を出力する。クロック発生回
路13では変調用PNコード発生用のクロック信号を信
号線104に出力する。
力される源2値データは、差動変換回路10においてプ
リコーディングされ、信号線101に出力され選択回路
11に入力される。選択回路11では、信号線102、
103からの信号を差動変換された2値データの極性に
応じて選択して、信号線105に出力する。PNコード
発生器12は、信号線102にはPNコードを、信号線
103にはある一定の電圧を出力する。クロック発生回
路13では変調用PNコード発生用のクロック信号を信
号線104に出力する。
【0013】信号線105からのスペクトラム拡散信号
は、差動変換された2値情報データ信号の極性に応じて
選択されたPNコードであり、乗積回路14で搬送波周
波数信号発生回路15からの搬送周波数信号と乗積され
る。信号線107の乗積信号はバンドパスフィルター1
6において帯域制限され、信号線108に送信スペクト
ラム拡散信号を出力する。
は、差動変換された2値情報データ信号の極性に応じて
選択されたPNコードであり、乗積回路14で搬送波周
波数信号発生回路15からの搬送周波数信号と乗積され
る。信号線107の乗積信号はバンドパスフィルター1
6において帯域制限され、信号線108に送信スペクト
ラム拡散信号を出力する。
【0014】図1(b)は図1(a)の選択回路11の
回路例を示す。図1(b)において信号線101からの
2値データ信号がH(ハイ)レベルの時、信号線102
からの変調用PNコードを信号線109に出力し、2値
データ信号がL(ロウ)レベルの時、信号線103から
の信号を信号線109に出力する。信号線109からの
2値データ信号によって選択されたPNコードが信号線
104からのクロック信号によって、Dフリップ・フロ
ップ20でラッチされ信号線105にスペクトラム拡散
信号として出力される。
回路例を示す。図1(b)において信号線101からの
2値データ信号がH(ハイ)レベルの時、信号線102
からの変調用PNコードを信号線109に出力し、2値
データ信号がL(ロウ)レベルの時、信号線103から
の信号を信号線109に出力する。信号線109からの
2値データ信号によって選択されたPNコードが信号線
104からのクロック信号によって、Dフリップ・フロ
ップ20でラッチされ信号線105にスペクトラム拡散
信号として出力される。
【0015】図2は本発明を実現する受信側の一実施例
を示すブロック図である。図2(a)において、信号線
200から入力される受信スペクトラム拡散信号が乗算
器20に入力される。また乗算器20のもう一方の入力
は信号線201から入力され、局部発振周波数信号発生
器21からの局部信号と、信号線200からの受信スペ
クトラム拡散信号が乗算され、信号線202に中間周波
スペクトラム拡散信号として出力される。
を示すブロック図である。図2(a)において、信号線
200から入力される受信スペクトラム拡散信号が乗算
器20に入力される。また乗算器20のもう一方の入力
は信号線201から入力され、局部発振周波数信号発生
器21からの局部信号と、信号線200からの受信スペ
クトラム拡散信号が乗算され、信号線202に中間周波
スペクトラム拡散信号として出力される。
【0016】信号線202からの中間周波スペクトラム
拡散信号はバンドパスフィルター22で帯域制限され、
信号線203に出力される。信号線203からの中間周
波スペクトラム拡散信号は、増幅回路23で次のSAW
相関器24の最適入力レベルまで増幅される。SAW相
関器24はビット・パターンが一致するPNコード1周
期毎にマッチド・パルス信号を信号線205に出力す
る。
拡散信号はバンドパスフィルター22で帯域制限され、
信号線203に出力される。信号線203からの中間周
波スペクトラム拡散信号は、増幅回路23で次のSAW
相関器24の最適入力レベルまで増幅される。SAW相
関器24はビット・パターンが一致するPNコード1周
期毎にマッチド・パルス信号を信号線205に出力す
る。
【0017】このマッチド・パルス信号には、中間周波
数の搬送波成分が含まれるので、ダブル・バランスド・
モジュレータ25で自乗検波し、ロウパスフィルター2
6で低域成分を抽出して、信号線207に出力する。こ
の自乗検波操作とLPFの帯域制限により、マッチド・
パルス信号の信号対雑音比を向上する事ができる。ま
た、相関器としてアナログ相関器であるSAW相関器で
はなく、ディジタル相関器を用いる構成でも受信回路を
実現出来る。
数の搬送波成分が含まれるので、ダブル・バランスド・
モジュレータ25で自乗検波し、ロウパスフィルター2
6で低域成分を抽出して、信号線207に出力する。こ
の自乗検波操作とLPFの帯域制限により、マッチド・
パルス信号の信号対雑音比を向上する事ができる。ま
た、相関器としてアナログ相関器であるSAW相関器で
はなく、ディジタル相関器を用いる構成でも受信回路を
実現出来る。
【0018】信号線207からのマッチド・パルス信号
はPDI(ポスト・ディテクション・インテグレータ)
部48に入力され、マルチパス・フェージング対策を行
って信号対雑音比が改善され、マッチド・パルス整形回
路30に入力される。PDI部48は、信号線207か
らのマッチド・パルス信号をデータ1ビット分即ちPN
コード1周期分遅延した遅延マッチド・パルスと直接マ
ッチド・パルス信号を乗算器28で乗算し、積分器29
で積分する。マルチ・パス・フェージングの影響が重要
でない場合はPDI部48を省略して信号線207から
の信号をマッチド・パルス整形回路30に直接入力す
る。
はPDI(ポスト・ディテクション・インテグレータ)
部48に入力され、マルチパス・フェージング対策を行
って信号対雑音比が改善され、マッチド・パルス整形回
路30に入力される。PDI部48は、信号線207か
らのマッチド・パルス信号をデータ1ビット分即ちPN
コード1周期分遅延した遅延マッチド・パルスと直接マ
ッチド・パルス信号を乗算器28で乗算し、積分器29
で積分する。マルチ・パス・フェージングの影響が重要
でない場合はPDI部48を省略して信号線207から
の信号をマッチド・パルス整形回路30に直接入力す
る。
【0019】マッチド・パルス整形回路30でパルス整
形されたマッチド・パルス信号は信号線211に出力さ
れ、フリップ・フロップ回路32のセット信号として出
力される。また信号線211のパルス信号は遅延回路3
1にも入力され、遅延回路31でPNコード1周期分の
遅延を受け、フリップ・フロップ回路32のリセット信
号として信号線212に出力される。
形されたマッチド・パルス信号は信号線211に出力さ
れ、フリップ・フロップ回路32のセット信号として出
力される。また信号線211のパルス信号は遅延回路3
1にも入力され、遅延回路31でPNコード1周期分の
遅延を受け、フリップ・フロップ回路32のリセット信
号として信号線212に出力される。
【0020】フリップ・フロップ回路32はセット優先
のセット・リセット・フリップ・フロップ回路であり、
信号線211からのセット信号、信号線212からのリ
セット信号により、差動変換された2値データを復調し
て信号線213に出力する。
のセット・リセット・フリップ・フロップ回路であり、
信号線211からのセット信号、信号線212からのリ
セット信号により、差動変換された2値データを復調し
て信号線213に出力する。
【0021】信号線213からの信号はデータ1ビット
分即ちPNコード1周期分の遅延回路33と排他的論理
和素子34より成る遅延検波回路に入力され、源2値デ
ータを復調する。
分即ちPNコード1周期分の遅延回路33と排他的論理
和素子34より成る遅延検波回路に入力され、源2値デ
ータを復調する。
【0022】図2(b)はセット優先フリップ・フロッ
プ回路32の回路例を示す。信号線211からはセット
信号、信号線212からはリセット信号が入力される
が、リセット信号が有効となるのはセット信号がLレベ
ルの時であり、その時に限りリセット・パルスが入力さ
れると、負パルスとして信号線252に有効リセット・
パルスとして出力される。セット・パルス信号はリセッ
ト・パルス信号がHレベルでもLレベルの時でも有効で
あり、セット・パルス信号が入力されると信号線251
に負パルスとして出力される。
プ回路32の回路例を示す。信号線211からはセット
信号、信号線212からはリセット信号が入力される
が、リセット信号が有効となるのはセット信号がLレベ
ルの時であり、その時に限りリセット・パルスが入力さ
れると、負パルスとして信号線252に有効リセット・
パルスとして出力される。セット・パルス信号はリセッ
ト・パルス信号がHレベルでもLレベルの時でも有効で
あり、セット・パルス信号が入力されると信号線251
に負パルスとして出力される。
【0023】信号線251のセット・パルス信号、信号
線252のリセット・パルス信号はDフリップ・フロッ
プ43、44に入力され、クロック信号発生器35から
のクロック信号216に同期がとられる。信号線253
からのセット・パルス信号、信号線254からのリセッ
ト・パルス信号は論理ゲート素子45、46で構成され
るセット・リセット・フリップ・フロップ回路に入力さ
れ信号線255に復調データ信号が出力され、Dフリッ
プ・フロップ47を通して信号線213に出力される。
線252のリセット・パルス信号はDフリップ・フロッ
プ43、44に入力され、クロック信号発生器35から
のクロック信号216に同期がとられる。信号線253
からのセット・パルス信号、信号線254からのリセッ
ト・パルス信号は論理ゲート素子45、46で構成され
るセット・リセット・フリップ・フロップ回路に入力さ
れ信号線255に復調データ信号が出力され、Dフリッ
プ・フロップ47を通して信号線213に出力される。
【0024】図3に各部の信号波形を示す。図3(a)
は図1の送信側のブロック図における信号線100の源
2値データを示す。図3(b)はプリコーディングされ
た信号線101の情報データの極性に応じた選択回路1
1の出力波形を示している。図3(c)は図2の受信側
のブロック図における信号線205の搬送波を含むマッ
チド・パルス信号を、図3(d)は信号線211のパル
ス整形されたマッチド・パルス信号を、図3(e)は信
号線212の遅延マッチド・パルス信号を、図3(f)
は信号線213の源2値データの差動変換データ信号
を、図3(g)は信号線214の遅延された差動変換デ
ータ信号を、図3(h)は信号線215の復調された源
2値情報データ信号を示す。
は図1の送信側のブロック図における信号線100の源
2値データを示す。図3(b)はプリコーディングされ
た信号線101の情報データの極性に応じた選択回路1
1の出力波形を示している。図3(c)は図2の受信側
のブロック図における信号線205の搬送波を含むマッ
チド・パルス信号を、図3(d)は信号線211のパル
ス整形されたマッチド・パルス信号を、図3(e)は信
号線212の遅延マッチド・パルス信号を、図3(f)
は信号線213の源2値データの差動変換データ信号
を、図3(g)は信号線214の遅延された差動変換デ
ータ信号を、図3(h)は信号線215の復調された源
2値情報データ信号を示す。
【0025】なお、上記実施例においては、信号線10
3は固定電位としたが、PNコード発生器12より、信
号線102と異なるPNコードを発生するように構成す
ることもできる。
3は固定電位としたが、PNコード発生器12より、信
号線102と異なるPNコードを発生するように構成す
ることもできる。
【0026】
【発明の効果】以上のように、本発明のスペクトラム拡
散通信方式によれば、従来のようにIF段でSAW遅延
線を用いて遅延検波するのではなく、ベースバンドにお
いてマッチド・パルスをPNコード1周期分遅延させて
遅延検波を行うので、回路構成が簡略化出来、コスト低
減効果が絶大である。また従来のように搬送波の位相情
報を用いてデータを復調するのではなく、自乗検波やP
DI等の方式を用いることによって、マッチド・パルス
のS/Nの向上、即ちBERの改善が出来る。
散通信方式によれば、従来のようにIF段でSAW遅延
線を用いて遅延検波するのではなく、ベースバンドにお
いてマッチド・パルスをPNコード1周期分遅延させて
遅延検波を行うので、回路構成が簡略化出来、コスト低
減効果が絶大である。また従来のように搬送波の位相情
報を用いてデータを復調するのではなく、自乗検波やP
DI等の方式を用いることによって、マッチド・パルス
のS/Nの向上、即ちBERの改善が出来る。
【図1】本発明のスペクトラム拡散通信方式の一実施例
における送信側のブロック図
における送信側のブロック図
【図2】同実施例における受信側のブロック図
【図3】同実施例における送受信側の各部の信号波形図
【図4】従来のスペクトラム拡散通信方式におけるブロ
ック図
ック図
【図5】同方法の各部の信号波形図
10 差動変換回路 11 選択回路 12、53 PNコード発生器 13、35、54 クロック信号発生器 14、20、28、52、55、59 乗算器 15、56 無線搬送波信号発生器 16、22 バンドパスフィルター 17、18、39、40、42、45、46 アンド操
作ゲート素子 19、41 オア操作ゲート素子 20、43、44、47 Dタイプ・フリップ・フロッ
プ 21 局部発振周波数信号発生器 23 増幅回路 24、57 SAW相関器 25 ダブル・バランスド・モジュレータ 26 ローパスフィルタ 27、31、58 マッチド・パルス遅延回路 29 積分器 30 マッチド・パルス整形回路 32 セット優先フリップ・フロップ回路 33、51 遅延回路 34、50 排他的論理和操作ゲート素子 60 データ復調回路
作ゲート素子 19、41 オア操作ゲート素子 20、43、44、47 Dタイプ・フリップ・フロッ
プ 21 局部発振周波数信号発生器 23 増幅回路 24、57 SAW相関器 25 ダブル・バランスド・モジュレータ 26 ローパスフィルタ 27、31、58 マッチド・パルス遅延回路 29 積分器 30 マッチド・パルス整形回路 32 セット優先フリップ・フロップ回路 33、51 遅延回路 34、50 排他的論理和操作ゲート素子 60 データ復調回路
Claims (2)
- 【請求項1】直接拡散変調によるスペクトラム拡散通信
において、送信側に、源2値データを差動変換する手段
と、PNコードを発生する手段と、前記差動変換された
2値データの極性に応じてPNコード発生からのPNコ
ードを選択的に出力するよう制御する手段と、その選択
的に出力されたPNコードに搬送周波数信号を乗積して
スペクトラム拡散信号を送出する手段の少なくとも4つ
の手段を備え、 受信側に、前記選択的に出力されたPNコードを、受信
した前記スペクトラム拡散信号中から検出して、そのP
Nコードの1周期ごとにマッチド・パルスを発生させる
手段と、前記マッチド・パルスを自乗検波する手段と、
自乗検波されたマッチド・パルスをPNコードの1周期
分遅延させる遅延手段と、自乗検波された信号を第1の
入力信号とし、前記遅延手段により遅延された信号を第
2の入力信号とし、第1の入力信号は前記第2の入力信
号の入力に優先して、2値データの極性のうち第1の状
態にして出力し、第2の入力信号は第2の状態にして出
力することで差動変換されたデータを復調する手段と、
その復調された差動変換されたデータを遅延検波して源
2値データを復調する手段の少なくとも5つの手段を備
えたことを特徴とするスペクトラム拡散通信方式。 - 【請求項2】受信側において、自乗検波されたマッチド
・パルスと、自乗検波されたマッチド・パルスをPNコ
ードの1周期分遅延させたパルスとを乗算し、その乗算
結果を積分する手段を備えたことを特徴とする請求項1
記載のスペクトラム拡散通信方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5187943A JPH0746152A (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | スペクトラム拡散通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5187943A JPH0746152A (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | スペクトラム拡散通信方式 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0746152A true JPH0746152A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=16214894
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5187943A Pending JPH0746152A (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | スペクトラム拡散通信方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0746152A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6745533B2 (en) | 2001-07-31 | 2004-06-08 | Tokyo Electric Power Company, Inc. | Building and construction method therefor |
KR100464586B1 (ko) * | 1997-08-12 | 2004-12-31 | 링크에어 통신 주식회사 | 확산 스펙트럼 다중접속 코딩을 위한 구조 |
-
1993
- 1993-07-29 JP JP5187943A patent/JPH0746152A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100464586B1 (ko) * | 1997-08-12 | 2004-12-31 | 링크에어 통신 주식회사 | 확산 스펙트럼 다중접속 코딩을 위한 구조 |
US6745533B2 (en) | 2001-07-31 | 2004-06-08 | Tokyo Electric Power Company, Inc. | Building and construction method therefor |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5712869A (en) | Data transmitter and receiver of a spread spectrum communication system using a pilot channel | |
JPH06296171A (ja) | 広帯域伝送システム | |
JPH0646032A (ja) | スペクトル拡散通信方式 | |
US9015220B2 (en) | Correlation device | |
US5923701A (en) | Spread spectrum pulse position modulation system | |
US6041074A (en) | Spread spectrum pulse position modulation system | |
US7061998B1 (en) | Methods and apparatus for downconverting signals from intermediate frequency to baseband | |
US8451888B2 (en) | Communication apparatus | |
JPH0746152A (ja) | スペクトラム拡散通信方式 | |
JP4417173B2 (ja) | 復調装置 | |
US5745529A (en) | Post detection intergration (PDI) receiver | |
JP3136834B2 (ja) | スペクトラム拡散通信方法 | |
JP3136868B2 (ja) | 非同期スペクトラム拡散通信方式 | |
JPH07177054A (ja) | ディジタル無線通信端末 | |
JP3179554B2 (ja) | スペクトラム拡散通信システム | |
JP3033374B2 (ja) | データ送受信装置 | |
JP3457099B2 (ja) | 並列組合せスペクトル拡散送受信システム | |
JP2627320B2 (ja) | スペクトラム拡散信号復調回路 | |
JP2571122B2 (ja) | マンチェスタm系列符号変調装置 | |
JPH08125579A (ja) | スペクトラム拡散通信方式 | |
JP2667895B2 (ja) | スペクトル拡散通信装置 | |
JPH0746222A (ja) | スペクトラム拡散通信方式 | |
JP2584294B2 (ja) | スペクトラム拡散信号復調回路 | |
JPH11340875A (ja) | スペクトル拡散通信装置 | |
JP3320234B2 (ja) | スペクトラム拡散受信装置 |