JPH07297870A - Ｔｄｍａデータ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 ベースバンド遅延検波後の受信データと、既
知の同期ワードとの相関をとり、複素相関値と相関パワ
ーの値を用いて自動周波数制御を行う。 【構成】 相関演算回路９では、Ｉ，Ｑ信号の同期ワー
ドの区間について同期ワード発生回路10からの既知同期
ワードに対応するベースバンド信号値と相関をとり、複
素相関値Ψを周波数オフセットによる位相誤差θeの推
定値として平均回路12に、また相関パワー｜Ψ｜を相関
パワー判定回路11に供給する。この判定回路11では、し
きい値を超えた場合、制御信号として平均回路12に供給
し、過去と現受信スロットでの複素相関値Ψの値が平均
化され、位相補償回路13へ送られる。一方、しきい値未
満では、前の受信スロットで得た複素相関値Ψの値を現
受信スロットでの位相誤差θeの推定値とし、平均計算
後位相補償回路13へ送る。そこで推定オフセット量を用
いて位相補償を行い、出力を判定回路14，15を用いて２
値判定し、デコーダ16から出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信で
用いられる時分割多重アクセス(ＴＤＭＡ)データ受信装
置に関し、フレーム同期受信時、ベースバンド遅延検波
後の受信データと、既知の同期ワードとの相関をとり、
周波数オフセットに起因して位相誤差を補償し、相関パ
ワーの値を用いて自動周波数制御(ＡＦＣ)を行うもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】図４は従来のＴＤＭＡデータ受信装置の
構成を示すブロック図であり、これは一例として、π／
４シフト４相位相変調(ＱＰＳＫ)波信号(以下、π／４
シフトＱＰＳＫ変調波信号という)を受信する場合を示
す。

【０００３】図４において、１はＴＤＭＡのπ／４シフ
トＱＰＳＫ変調波信号を受信するアンテナ、２は受信信
号を波形整形するための受信用ルートナイキストバンド
パスフィルタ(以下、ＲＮＢＰＦと略称する)、３は前記
ＲＮＢＰＦ２の出力に接続されるリミタアンプ、４は、
前記リミタアンプ３の出力を周波数変換し、ベースバン
ドの同相成分，直交成分を検出するための直交検波器、
５は前記直交検波器４に受信信号の搬送波周波数に準同
期した正弦波信号を供給するための局部発信器であり、
図２はこの局部発信器で周波数オフセットを生じている
ときのベースバンド遅延検波後の位相ダイアグラムを示
す。

【０００４】６，７は、前記直交検波器４の同相成分，
直交成分出力をシンボル周期ごとにシンボルデータ識別
点においてサンプリングし、ディジタル信号に変換する
ためのＡ／Ｄ変換器、８は、前記Ａ／Ｄ変換器６，７の
出力Ｘ，Ｙを取り込み、受信されたπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波信号の変調位相差の余弦と正弦を各々同相成分
Ｉ，直交成分Ｑとして出力するベースバンド遅延検波回
路、９は前記ベースバンド遅延検波回路８の出力である
Ｉ，Ｑ信号の同期ワードの区間について、Ｉ，Ｑ信号と
後述する同期ワード発生回路10から出力される既知同期
ワードに対応するベースバンド信号値の間の複素相関値
Ψを計算し、この複素相関値Ψの値を前記局部発信器５
での周波数オフセットに起因する位相誤差θeの推定値
の情報として後述する位相補償回路13に供給する相関演
算回路、10は既知の同期ワードに対応した変調位相差の
余弦と正弦をベースバンド信号として前記相関演算回路
９に供給する同期ワード発生回路、13は前記相関演算回
路９から供給される複素相関値Ψの値を用いてベースバ
ンド遅延検波回路８の出力信号Ｉ，Ｑに含まれる周波数
オフセットに起因した位相誤差θeを補償する位相補償
回路であり、図３はこの位相補償回路で位相補償を行っ
た後の判定結果の位相ダイアグラムを示す。

【０００５】14，15は前記位相補償回路13の出力を２値
判定するための判定回路、16は前記判定回路14，15の出
力を２進のシリアルデータに変換するためのデコーダ、
17はデコーダ16の出力を受信データとして検出するため
の受信データ出力端子である。

【０００６】次に上記従来例の動作について図４に基づ
き、図２，図３を参照しながら説明する。図４におい
て、アンテナ１から受信されたπ／４シフトＱＰＳＫ変
調波信号は、ＲＮＢＰＦ２，リミタアンプ３を経て直交
検波器４に入力され、ここを通してベースバンド信号に
周波数変換される。このとき、変調波信号のシンボルレ
ートをｆＲ＝１／Ｔ(Ｔ：シンボル周期)とすると、この
シンボル周期ごとにシンボルデータ識別点での受信信号
をサンプリングするＡ／Ｄ変換器６，７の出力Ｘ(ｎ
Ｔ)，Ｙ(ｎＴ)は、(数１)，(数２)のようになる。ただ
し、雑音は０であると仮定する。

【０００７】

【数１】Ｘ(ｎＴ)＝COS(φ(ｎＴ)＋２πΔｆｎＴ)

【０００８】

【数２】Ｙ(ｎＴ)＝SIN(φ(ｎＴ))＋２πΔｆｎＴ) (数１)，(数２)において、φ(ｎＴ)は受信されたπ／４
シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相、Δｆはこの変調
信号の中心周波数と局部発信器５の周波数の間の誤差で
ある周波数オフセット量を示す。ベースバンド遅延検波
回路８では、自局の受信スロットでのＸ(ｎＴ)，Ｙ(ｎ
Ｔ)に対して、(数３)，(数４)の演算を行う。

【０００９】

【数３】Ｉ(ｎＴ)＝Ｘ(ｎＴ)Ｘ((ｎ−１)Ｔ)＋Ｙ(ｎＴ)
Ｙ((ｎ−１)Ｔ）

【００１０】

【数４】Ｑ（ｎＴ)＝Ｙ(ｎＴ)Ｘ((ｎ−１)Ｔ)−Ｘ(ｎ
Ｔ)Ｙ((ｎ−１)Ｔ) この結果、ベースバンド遅延検波回路８の同相出力Ｉ
(ｎＴ)，直交出力Ｑ(ｎＴ)には、(数５)，(数６)で示さ
れるような受信されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号
の変調位相差Δφ(ｎＴ)の余弦および正弦を発生する。

【００１１】

【数５】Ｉ(ｎＴ)＝COS(Δφ(ｎＴ)＋θe)

【００１２】

【数６】Ｑ(ｎＴ)＝SIN(Δφ(ｎＴ)＋θe)

【００１３】

【数７】Δφ(ｎＴ)＝φ(ｎＴ)−φ((ｎ−１)Ｔ) ただし、(数５)，(数６)におけるθeは、(数８)で表さ
れるような局部発信器５での周波数オフセットΔｆに起
因する位相誤差であり、Ｉ，Ｑ平面上の位相ダイアグラ
ムにおいては、図２に示すように毎シンボル一定方向の
位相回転として現れる。図２において、白丸印が正しい
受信信号点(Δφ)であり、黒丸印が周波数オフセットΔ
ｆの影響により位相シフトした信号点(Δφ＋θe)であ
る。

【００１４】

【数８】θe＝２πΔｆＴ 以下の説明においては、同相成分，直交成分を持つ信号
は同相成分を実数部、直交成分を虚数部に持つ複素信号
として表現する。

【００１５】自局の受信スロットでのベースバンド遅延
検波回路８の出力を(数９)に示すような複素信号Ｓ(ｎ
Ｔ)として表現する。

【００１６】

【数９】 Ｓ(ｎＴ)＝Ｉ(ｎＴ)＋ｊＱ(ｎＴ) ＝exp(ｊ(Δφ(ｎＴ)＋θe)) (ｊ：虚数) また、ここでは、各受信スロットはＬシンボルの同期ワ
ードを持ち、自局の受信スロットの同期ワードは既知で
あると仮定する。そして、この既知の同期ワードに対応
するベースバンド信号を複素信号として(数10)に示すＳ
i(ｋＴ)(ｋ＝０，１，２，………Ｌ-1)として表現し、
この複素信号が同期ワード発生回路10から出力されるも
のとする。

【００１７】

【数１０】Ｓi(ｋＴ)＝exp(ｊΔφｉ(ｋＴ)) (ｋ＝０，１，………Ｌ-1) さらに、各受信スロットでのベースバンド遅延検波後の
受信データＳ(ｎＴ)について、１番目からＬ番目のシン
ボル(Ｓ(0)〜Ｓ((Ｌ-1)Ｔ))に同期ワードが存在すると
仮定する。このとき、相関演算回路９ではＳ(ｎＴ)の同
期ワードの区間について、(数11)に示すように既知の同
期ワードＳi(ｋＴ)との複素相関値Ψを計算する。

【００１８】

【数１１】

【００１９】また、(数11)において、ｋ＝０，１，……
…Ｌ-1でのＳ(ｋＴ)は同期ワードであることから、(数
９)，(数10)より(数12)の関係が成立する。

【００２０】

【数１２】Ｓ(ｋＴ)＝exp(ｊ(Δφｉ(ｋＴ)＋θe)) (ｋ＝０，１，………Ｌ-1) よって、(数10)，(数12)を(数11)に代入すると、

【００２１】

【数１３】

【００２２】となり、複素相関値Ψは周波数オフセット
に起因した位相誤差θeの情報を与える。位相補償回路1
3では、(数13)で与えられる複素相関値Ψの値を用い、
(数14)に示すような演算を行い、ベースバンド遅延検波
回路８の出力Ｓ(ｎＴ)に含まれる位相誤差θeを補償す
る。

【００２３】

【数１４】

【００２４】なお、位相補償回路13はノイズが０のとき
は、−π＜θe＜π(−ｆＲ/2＜Δｆ＜ｆＲ/2)が補償範
囲となる。位相補償回路13の出力Ｓe(ｎＴ)＝Ｉe(ｎＴ)
＋ｊＱe(ｎＴ)は判定回路14，15において、図３に示す
ように受信信号点Δφ(×印)がＩ，Ｑ平面上の第１象限
に存在する場合はΔφ＝π/４、第２象限に存在する場
合はΔφ＝３π/４、第３象限に存在する場合はΔφ＝
−３π/４、第４象限に存在する場合はΔφ＝−π/４と
判定(判定値Δφi：○印)され、さらにその出力はデコ
ーダ16により２進のシリアルデータに変換され、受信デ
ータ出力端子17から出力される。

【００２５】このように、上記従来のＴＤＭＡデータ受
信装置においても、フレーム同期受信時、ベースバンド
遅延検波後の受信データと既知の同期ワードの相関をと
ることにより周波数オフセットに起因した位相誤差を推
定し、その補償、つまり自動周波数制御(ＡＦＣ)を行う
ことができる。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来のＴＤＭＡデータ受信装置では、ノイズやフェージ
ングの影響により受信データの同期ワードの区間が歪ん
でしまった場合、既知の同期ワードとの複素相関値とし
て与えられる周波数オフセットに起因する位相誤差の推
定精度が悪くなり、その推定値を用いて位相補償を行う
と、却ってそのスロットでの受信データが劣化してしま
うという問題があった。

【００２７】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、ベースバンド遅延検波後の受信データと
既知の同期ワードの相関をとり、その複素相関値および
相関パワーの値を用いて、高精度の自動周波数制御(Ａ
ＦＣ)を行うことを目的とする。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、フレーム同期受信時、ベースバンド遅延検波
後の受信データと、既知の同期ワードとの相関をとるこ
とにより周波数オフセットに起因した位相誤差を補償
し、自動周波数制御を行うＴＤＭＡデータ受信装置にお
いて、相関演算回路から供給される相関パワー｜Ψ｜の
値が設定されたしきい値を超えるか、もしくはしきい値
未満であるかを判定し、その判定結果を制御信号として
後記スロット間平均回路に供給する相関パワー判定回路
と、前記相関パワー判定回路からの制御信号に応じて、
もし相関パワー｜Ψ｜の値がしきい値を超えている場合
は、前記相関演算回路より複素相関値Ψを取り込み過去
の受信スロットで得られた複素相関値Ψの値との間で平
均値Ψaを計算し、その結果、平均値Ψaを直交検波器の
局部発信器での周波数オフセットに起因する位相誤差θ
eの推定値の情報として位相補償回路に供給し、相関パ
ワー｜Ψ｜の値がしきい値未満である場合は、現受信ス
ロットで得られた複素相関値Ψは信頼性が低いとしてこ
の値を無視し、前の受信スロットで得られた複素相関値
Ψの値を現受信スロットでの位相誤差θeの推定値とし
て採用し、過去の受信スロットで得られた複素相関値Ψ
の値との間で平均値Ψaを計算し、その結果、平均値Ψa
を前記位相補償回路に供給するスロット間平均回路とを
付加したことを特徴とする。

【００２９】

【作用】したがって、本発明によれば、既知の同期ワー
ドとの複素相関値を求めると同時に、その相関パワーも
計算し、複素相関値が周波数オフセットに起因した位相
誤差の推定値として信頼性が高いか低いかを相関パワー
の値から判定し、信頼性が低い場合は、その推定値を排
除して１つ前の受信スロットで得られた複素相関値を現
受信スロットでの位相誤差θeの推定値として採用し、
さらに過去の受信スロットで得られた推定値との平均値
を求めることにより、高精度に位相誤差を推定し、自動
周波数制御(ＡＦＣ)を行う。

【００３０】

【実施例】図１は本発明の一実施例におけるＴＤＭＡデ
ータ受信装置の構成を示すブロック図であり、これは一
例として、前記図４の従来例と同じπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波信号を受信する場合であるが、差動符号化Ｎ相
ＰＳＫ(Ｎ＝４，８，16，………)変調波用ＴＤＭＡデー
タ受信装置についても同様に実施できるものである。

【００３１】前記図４と同じ機能ブロックには同じ符号
を付し、その説明を省略するが、機能上、異なる各ブロ
ックについて説明する。

【００３２】本実施例における相関演算回路９はベース
バンド遅延検波回路８の出力であるＩ，Ｑ信号の同期ワ
ードの区間について、Ｉ，Ｑ信号と後述する同期ワード
発生回路10から出力される既知同期ワードに対応するベ
ースバンド信号値の間の複素相関値Ψおよびその相関パ
ワー｜Ψ｜を計算し、複素相関値Ψの値を局部発信器５
での周波数オフセットに起因する位相誤差θeの推定値
の情報として後述するスロット間平均回路12に供給し、
また相関パワー｜Ψ｜の値を位相誤差情報の信頼性情報
として後述する相関パワー判定回路11に供給するもので
ある。

【００３３】前出の相関パワー判定回路11およびスロッ
ト間平均回路12は、本発明の特徴をなす付加回路であ
る。ここで、相関パワー判定回路11は、前記相関演算回
路９から供給される相関パワー｜Ψ｜の値が設定された
しきい値を超えるか、もしくはしきい値未満であるかを
判定し、その判定結果を制御信号として後述するスロッ
ト間平均回路12に供給するものである。

【００３４】前出のスロット間平均回路12は、前記相関
パワー判定回路11からの制御信号に応じて、もし相関パ
ワー｜Ψ｜の値がしきい値を超えている場合は、前記相
関演算回路９より複素相関値Ψを取り込み、過去の受信
スロットで得られた複素相関値Ψの値との間で平均値Ψ
aを計算し、その結果、平均値Ψaを局部発信器５での周
波数オフセットに起因する位相誤差θeの推定値の情報
として後述する位相補償回路13に供給し、相関パワー｜
Ψ｜の値がしきい値未満である場合は、現受信スロット
で得られた複素相関値Ψは信頼性が低いとしてこの値を
無視し、１つ前の受信スロットで得られた複素相関値Ψ
の値を現受信スロットでの位相誤差θeの推定値として
採用し、さらに過去の受信スロットで得られた複素相関
値Ψの値との間で平均値Ψaを計算し、その結果、平均
値Ψaを後述する位相補償回路13に供給するものであ
る。

【００３５】また位相補償回路13は、前記スロット間平
均回路12から供給される平均値Ψaを用い、ベースバン
ド遅延検波回路８の出力信号Ｉ，Ｑに含まれる周波数オ
フセットに起因した位相誤差θeを補償するものであ
る。

【００３６】次に、上記本実施例の動作について図１に
基づき、図３を参照しながら説明するが、前記図４に示
す従来のＴＤＭＡデータ受信装置における受信動作にお
いて、アンテナ１から受信されたπ／４シフトＱＰＳＫ
変調波信号に基づき同期ワード発生回路10から出力され
る既知の同期ワード(数１ないし数10)を出力するまで
は、本実施例も同様であるので、以下その動作について
説明する。なお、ＩＱ平面上の位相ダイアグラムについ
ては、前記図２に示すように毎シンボル一定方向の位相
回転として現れるものとしている。

【００３７】まず、ベースバンド遅延検波回路８におけ
る各受信スロットでのベースバンド遅延検波後の受信デ
ータＳ(ｎＴ)について、１番目からＬ番目のシンボル
(Ｓ(0)〜Ｓ((Ｌ-1)Ｔ))に同期ワードが存在すると仮定
する。このとき、相関演算回路９ではＳ(ｎＴ)の同期ワ
ードの区間について、(数15)，(数16)に示すように、既
知の同期ワードＳi(ｋＴ)との複素相関値Ψおよびその
相関パワー｜Ψ｜を計算する。

【００３８】

【数１５】

【００３９】

【数１６】

【００４０】一方、受信データに重畳するノイズやフェ
ージングの影響を考慮し、前記(数９)のＳ(ｎＴ)を改め
て(数17)のように表す。

【００４１】

【数１７】 Ｓ(ｎＴ)＝exp(ｊ(Δφ(ｎＴ)＋δ(ｎＴ)＋θe) ただし、(数17)におけるδ(ｎＴ)は、ノイズやフェージ
ングによって生じる時刻に依存した誤差成分である。こ
のとき、(数15)においてｋ＝０，１，………、Ｌ-1での
Ｓ(ｋＴ)は同期ワードであることから、前記(数10)，
(数17)より次の関係が成立する。

【００４２】

【数１８】 Ｓ(ｋＴ)＝exp(ｊ(Δφｉ(ｋＴ)＋δ(ｋＴ)＋θe) (ｋ＝０，１，………Ｌ-1) よって、(数10)，(数18)を(数15)，(数16)に代入する
と、以下のような結果が得られる。

【００４３】

【数１９】

【００４４】

【数２０】

【００４５】(数19)，(数20)において、δ(ｋＴ)＝０の
場合は、

【００４６】

【数２１】Ψ＝exp(ｊθe)

【００４７】

【数２２】｜Ψ｜＝１ となり、相関パワー｜Ψ｜は最大値１を示し、複素相関
値Ψには位相誤差θeの推定値として正しい情報が得ら
れる。一方、δ(ｋＴ)≠０のときは(数20)より、

【００４８】

【数２３】｜Ψ｜＜１ となり、複素相関値Ψの値としては(数19)に示すように
推定誤差θeを含んだ結果が得られる。よって(数21)〜
(数23)の結果より、相関パワー｜Ψ｜は、複素相関値Ψ
が周波数オフセットに起因する位相誤差θeの推定値の
情報として信頼できるか否かを示す信頼性情報として使
えることがわかる。ここでは、相関パワー判定回路11に
おいて、相関パワー｜Ψ｜の値がしきい値を超えている
場合は複素相関値Ψの値は信頼できると判定し、相関パ
ワー｜Ψ｜の値がしきい値未満である場合、複素相関値
Ψの値は誤差が大きくて信頼できないと判定し、その結
果を制御信号としてスロット間平均回路12に供給する

【００４９】

【外１】

【００５０】すなわち、

【００５１】

【数２４】

【００５２】と設定する。

【００５３】

【外２】

【００５４】

【数２５】

【００５５】

【外３】

【００５６】

【数２６】

【００５７】なお、位相補償回路13はノイズが０のとき
は、−π＜θe＜π(−ｆＲ/2＜Δｆ＜ｆＲ/2)が補償範
囲となる。位相補償回路13の出力Ｓe(ｎＴ)＝Ｉe(ｎＴ)
＋ｊＱe(ｎＴ)は判定回路14，15において、図３に示す
ように受信信号点がＩ，Ｑ平面上の第１象限に存在する
場合はΔφ＝π/４、第２象限に存在する場合はΔφ＝
３π/４、第３象限に存在する場合はΔφ＝−３π/４、
第４象限に存在する場合はΔφ＝−π/４と判定され、
さらにその出力はデコーダ16により２進のシリアルデー
タに変換され、受信データ出力端子17から出力される。

【００５８】このように、上記実施例によれば、既知の
同期ワードとの複素相関値Ψを求めると同時に、その相
関パワー｜Ψ｜も計算し、複素相関値Ψが周波数オフセ
ットに起因した位相誤差の推定値として信頼性が高いか
低いかを相関パワー｜Ψ｜の値から判定し、信頼性が低
い場合は、その推定値を排除して１つ前の受信スロット
で得られた複素相関値Ψを現受信スロットでの位相誤差
θeの推定値として採用し、さらに過去の受信スロット
で得られた推定値との平均値を求めることにより、高精
度に位相誤差を推定し、自動周波数制御(ＡＦＣ)を行う
ことができる。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のＴＤＭＡ
データ受信装置は、既知の同期ワードとの複素相関値を
求めると同時に、その相関パワーも計算し、複素相関値
が周波数オフセットに起因した位相誤差の推定値として
信頼性が高いか低いかを相関パワーの値から判定し、信
頼性が低い場合はその推定値を排除して１つ前の受信ス
ロットで得られた複素相関値を現受信スロットでの位相
誤差θeの推定値として採用し、さらに過去の受信スロ
ットで得られた推定値との平均値を求めることにより、
高精度の位相誤差を推定し、自動周波数制御(ＡＦＣ)を
行うことができるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例におけるＴＤＭＡデータ受信
装置の構成を示すブロック図である。

【図２】図１，図４の局部発信器で周波数オフセットを
生じているときの位相ダイアグラムである。

【図３】図１，図４の位相補償を行った後の判定回路出
力の位相ダイアグラムである。

【図４】従来のＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブ
ロック図である。

【符号の説明】

１…アンテナ、 ２…受信用ルートナイキストバンドパ
スフィルタ(ＲＮＢＰＦ)、 ３…リミタアンプ、 ４…
直交検波器、 ５…局部発信器、 ６，７…Ａ／Ｄ変換
器、 ８…ベースバンド遅延検波回路、 ９…相関演算
回路、 10…同期ワード発生回路、 11…相関パワー判
定回路、 12…スロット間平均回路、 13…位相補償回
路、 14，15…判定回路、 16…デコーダ、 17…受信
データ出力端子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 フレーム同期受信時、ベースバンド遅延
   検波後の受信データと既知の同期ワードとの相関をとる
   ことにより、周波数オフセットに起因した位相誤差を補
   償し、自動周波数制御を行うＴＤＭＡデータ受信装置に
   おいて、 相関演算回路から供給される相関パワー｜Ψ｜の値が設
   定されたしきい値を超えるか、もしくはしきい値未満で
   あるかを判定し、その判定結果を制御信号として後記ス
   ロット間平均回路に供給する相関パワー判定回路と、前
   記相関パワー判定回路からの制御信号に応じて、もし相
   関パワー｜Ψ｜の値がしきい値を超えている場合は、前
   記相関演算回路より複素相関値Ψを取り込み過去の受信
   スロットで得られた複素相関値Ψの値との間で平均値Ψ
   aを計算し、その結果、平均値Ψaを直交検波器の局部発
   信器での周波数オフセットに起因する位相誤差θeの推
   定値の情報として位相補償回路に供給し、相関パワー｜
   Ψ｜の値がしきい値未満である場合は、現受信スロット
   で得られた複素相関値Ψは信頼性が低いとしてこの値を
   無視し、前の受信スロットで得られた複素相関値Ψの値
   を現受信スロットでの位相誤差θeの推定値として採用
   し、過去の受信スロットで得られた複素相関値Ψの値と
   の間で平均値Ψaを計算し、その結果、平均値Ψaを前記
   位相補償回路に供給するスロット間平均回路とを付加し
   たことを特徴とするＴＤＭＡデータ受信装置。