JPH07162383A

JPH07162383A - Ｆｍステレオ放送装置

Info

Publication number: JPH07162383A
Application number: JP5306563A
Authority: JP
Inventors: Ikushi Fujitani; 育司藤谷; Toshiaki Naruo; 利秋成尾; Kazuhisa Haeiwa; 量久生岩; Yoshihiko Nasu; 嘉彦那須; Makoto Onishi; 誠大西; Masaaki Ota; 正明太田
Original assignee: Hitachi Denshi KK; Nippon Hoso Kyokai NHK; Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Hitachi Denshi KK; Japan Broadcasting Corp
Priority date: 1993-12-07
Filing date: 1993-12-07
Publication date: 1995-06-23
Also published as: US5682431A; EP0658017A1

Abstract

(57)【要約】【目的】ステレオディジタル音声信号を入力とする入力
回路から周波数変調回路までをディジタル信号処理によ
り構成し、回路の高性能化を図ると共に、信号処理量が
少なく、かつ動作標本化周波数をさほど高くしなくて済
む回路構成のＦＭステレオ放送装置を提供する。【構成】入力回路で分離されたＬ信号およびＲ信号から
複合音声信号を生成し、動作標本化周波数を副搬送波周
波数の２のＮ乗倍に設定した複合音声信号生成回路、デ
ィジタル補間器によって動作標本化周波数の変換をした
複合音声信号を変調信号とし、搬送波周波数と動作標本
化周波数の比を１／２より大きい値として動作標本化周
波数を低く抑えた周波数変調回路、ＤＡ変換器と帯域フ
ィルタ、周波数変換回路と高周波電力増幅器からなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル処理による
周波数変調回路を持つＦＭ通信装置および放送装置、特
に信号処理をディジタル処理とし、動作特性の安定化、
装置の小型化、低消費電力化を図ったＦＭステレオ放送
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、周波数変調（ＦＭ）方式
は、振幅変調（ＡＭ）方式に比べて伝送品質が良いこと
が知られており、ステレオ音声放送や、無線回線、衛星
回線を用いた通信等に広く利用されている。この周波数
変調は、音声信号等の変調信号の瞬時振幅で被変調信号
である搬送波信号の瞬時周波数を変調するもので、搬送
波信号をｙ（ｔ）＝ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ（ｔ））＝ｃ
ｏｓ（Φ（ｔ））、変調信号をｘ（ｔ）とすると、瞬
時周波数は、下記式（１）で表される。ｄΦ（ｔ）／ｄｔ＝ωｃ＋ｐ・ｘ（ｔ）・・・・（１） ωｃ：搬送波角周波数ｐ：最大周波数偏移式（１）を積分して搬送波瞬時位相は、 Φ（ｔ）＝ωｃｔ＋φ₀ ＋ｐ・∫ｘ（ｔ）ｄｔ・・・・（２）となるから、周波数変調波信号は、下記式（３）で表さ
れる。ｙ（ｔ）＝ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ₀ ＋ｐ・∫ｘ（ｔ）ｄｔ）・・・・（３） φ₀ ：初期位相

【０００３】周波数変調を実現するための回路技術は、
従来はアナログ回路技術で実現されていたわけである
が、近年のディジタル信号処理技術の進展、ＩＣ技術の
発達により、周波数変調もディジタル回路技術で行われ
るようになった。ディジタル回路技術で処理する場合は
式（３）を離散形式で表して、下記式（４）とする。ｙ_n ＝ｃｏｓ（ｎωｃＴ＋φ₀ ＋ｐ・Σｘ_n ）・・・・（４）ｙ_n ，ｘ_n ：標本化された出力、入力信号系列値Ｔ：標本化周期

【０００４】式（４）を回路素子で実現すると図５に示
す回路となる。図５において、５１は係数掛算器、５６
はＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）回路、５２お
よび５３は加算器、５４は遅延素子、５５は余弦関数値
を記憶している記憶メモリＲＯＭである。動作を説明す
ると、入力信号ｘ_n は、係数掛算器５１で係数（最大周
波数偏移）ｐを掛算し、ＤＤＳ回路５６へ出力する。Ｄ
ＤＳ回路５６は、ディジタル回路で係数掛算器５１から
の入力信号に加算器５２で搬送角周波数ωｃの標本化周
期Ｔ倍のωｃＴを加算する。つぎに、加算器５２の出力
を、加算器５３と遅延素子５４からなる累算器に入力し
て積分する。また遅延素子５４には初期位相値φ₀が初
期値として与えられる。このようにして累算器出力には
式（４）の瞬時位相ｎωｃＴ＋φ₀ ＋ｐ・Σｘ_n が得ら
れ、ＲＯＭ５５へ出力される。ＲＯＭ５５には入力の余
弦（ｃｏｓ）関数値が記憶されているので、ＲＯＭ５５
の出力に式（４）の周波数変調信号ｙ_nが得られる。な
お、ディジタル信号処理技術により周波数変調を行う公
知技術例として、特開平２−２６６７０５号公報、特開
平３−６０５０２号公報等がある。

【０００５】つぎに、日本において採用されている、Ｆ
Ｍステレオ放送のための複合音声信号生成方式である搬
送波抑圧ＡＭ−ＦＭ方式を説明する。この方式は、図６
に示すように、入力音声信号のＬ（左）信号とＲ（右）
信号からＬ＋Ｒ信号とＬ−Ｒ信号とを発生させ、Ｌ＋Ｒ
信号を主信号として、これに３８ｋＨｚの副搬送波信号
をＬ−Ｒ信号で搬送波抑圧ＡＭ変調した副信号と、１９
ｋＨｚのパイロット信号（受信機側で３８ｋＨｚ副搬送
波信号の再生に用いる）とを多重して複合音声信号とす
るものである。最終的には、この複合音声信号で送信搬
送波にＦＭ変調を行い送信をする。こうして在来ＦＭ放
送と両立性（すなわち、従来のモノラルＦＭ受信機でも
ステレオではないがＦＭ放送が聞ける）のあるステレオ
ＦＭ放送が実現できる。なお、前記のように左右２チャ
ネルの音声信号やパイロット信号を多重して複合音声信
号を得るためには、複合音声信号生成回路を必要とす
る。

【０００６】図７に複合音声信号生成回路の従来例を示
す。図７において、７１および７２は低域通過フィル
タ、７３は加算器、７４は減算器、７５は平衡変調器、
７６は加算器、７７は副搬送波信号発生器、７８は１／
２分周器である。動作を説明すると、２系統の音声入力
ＬおよびＲ信号は、低域通過フィルタ７１および７２に
より帯域制限をされる。低域通過フィルタ７１および７
２はプリエンファシスの機能も併せ持っており、ＦＭ変
調に伴い雑音の高周波信号成分が強調され、高域でＳ／
Ｎが劣化するのを防ぐ目的で、音声信号の高域成分をあ
らかじめ強調する。

【０００７】低域通過フィルタ７１および７２から出力
されたＬおよびＲ音声信号は、加算器７３および減算器
７４からなるマトリクス回路でＬ＋Ｒ信号、Ｌ−Ｒ信号
に変換される。Ｌ＋Ｒ信号は加算器７６へ出力され、Ｌ
−Ｒ信号は３８ｋＨｚの副搬送波信号を搬送波抑圧ＡＭ
変調するため平衡変調器７５へ出力され、平衡変調器７
５で副搬送波信号発生器７７から出力される３８ｋＨｚ
の副搬送波信号を平衡変調して、副信号となる。一
方、副搬送波信号は、１／２分周器７８で周波数を１／
２とし、１９ｋＨｚのパイロット信号となる。前記Ｌ＋
Ｒ主信号と、Ｌ−Ｒ副信号と、パイロット信号とを加算
器７６で加算し、複合音声信号が生成される。複合音声
信号生成装置に関する公知技術例としては特開平１−２
９１５３６号公報、特開平２−１８９０３８号公報等が
ある。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従来技術によれば、Ｆ
Ｍステレオ放送装置を構成する周波数変調器は、上記式
（３）をアナログ回路で実現する場合高精度の積分器と
安定な電圧制御発振器が必要であるが、これらをアナロ
グ回路で実現するのは難しく、温度、電圧、経年変動な
どの物理的変動要因の影響を避けるため、高度な回路技
術が要求される。また、複合音声信号生成回路は、マト
リクス回路の精度を高くすることや、プリエンファシス
回路の周波数特性偏差を小さくすることは、アナログ回
路では困難が多い。これらはディジタル回路で極く容易
に実現することができるが、他方ディジタル処理では標
本化が必須であるため、広い周波数帯域を確保すること
や、高い搬送波周波数の信号を扱うことが困難であっ
た。特にディジタル回路の場合は、動作標本化周波数が
高くなると、最終的に周波数変換および高周波電力増幅
を行うためにアナログ信号に変換するＤＡ変換器の標本
化周波数が高くなり、ビット数の大きい高精度なＤＡ変
換の実現が困難となる。

【０００９】通常ＤＡ変換器を用いる場合、標本化周波
数を、標本化する信号の最高周波数の２倍以上に選ぶ
（ナイキストの条件）ことが通常行われており、標本化
周波数の１／２（ナイキスト周波数）以上の周波数成分
を有する信号は折り返し成分として除去していた。ＤＡ
変換の場合には、０〜ナイキスト周波数までの信号成分
が高周波側に折り返し、高調波成分が表われる。そこで
高調波成分を除去するためにアナログの低域通過フィル
タが必要となる。また、ナイキスト周波数よりも高い周
波数の信号をＤＡ変換する場合、低域側に折り返し成分
が現れ、これを除去するためにアナログの帯域通過フィ
ルタが必要となり、低域通過フィルタの場合よりも構成
が難しくなるからである。また、アパーチャ効果によ
り、高周波信号になるほど振幅が低下するので、増幅器
で利得を得る必要があり、さらには広帯域信号の場合に
は、周波数特性の補正が必要となる等の問題がある。こ
れらもＤＡ変換器で高い周波数の信号を扱う困難さを助
長している一要因である。

【００１０】また周波数変調器と、これに接続する複合
音声信号生成回路の標本化周波数の変換比が大きくなる
ので、標本化周波数の変換のために複雑な回路が必要と
なる問題点があった。さらに最近、音声信号処理のディ
ジタル化に伴い、複合音声信号生成回路の入力信号とし
て、ディジタル音声信号を用いるようになっているが、
これらの信号の標本化周波数も簡単な整数比でないの
で、同様の問題が生じている。本発明の目的は、ディジ
タル信号処理を用いたＦＭステレオ放送装置において、
前記諸問題点を解決することのできる回路構成を提供す
ることにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のＦＭステレオ放送装置は、Ｌ（左音声）信
号およびＲ（右音声）信号の２系統の音声信号とパイロ
ット信号とから複合音声信号を発生する複合音声信号生
成回路と、該複合音声信号により搬送波信号の周波数
（ｆｃ）を変調する周波数変調回路とを有するＦＭステ
レオ放送装置において、前記複合音声信号生成回路の動
作標本化周波数（ｆｓ₂ ）を副搬送波信号周波数（ｆ
_SUB ）の２のＮ乗倍（Ｎ＝１，２・・・）の周波数とす
るとともに、前記複合音声信号生成回路の入力信号の標
本化周波数を副搬送波信号周波数（ｆ_SUB ）と同一か、
あるいは前記動作標本化周波数（ｆｓ₂ ）と同一の周波
数とし、該複合音声信号生成回路の出力信号の標本化周
波数をディジタル補間器からなる標本化周波数変換回路
により前記周波数変調回路の動作標本化周波数（ｆ
ｓ₅）に変換してから該出力信号を該周波数変調回路に
入力し、周波数変調を行うようにしたものである。

【００１２】また、ＦＭステレオ放送装置は、周波数変
調回路が、入力される変調信号に、搬送波周波数（ｆ
ｃ）と周波数変調回路の動作標本化周波数（ｆｓ₅ ）の
比ｍ＝ｆｃ／ｆｓ₅ に等しい一定値信号を加算した信号
を積算器で積算し、該積算結果の正弦あるいは余弦をと
ることにより、周波数変調波信号を得るように構成した
ものである。また、ＦＭステレオ放送装置は、搬送波周
波数（ｆｃ）と周波数変調回路の動作標本化周波数（ｆ
ｓ₅ ）の比ｍの値を、ｍ≧１／２とするようにしたもの
である。

【００１３】また、ＦＭステレオ放送装置は、周波数変
調回路から出力される周波数変調波信号を低域通過フィ
ルタを介してＤＡ変換器に入力させることにより、ディ
ジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器のアパ
ーチャ効果による周波数特性の変形を低域通過フィルタ
によって予め補正しておくようにしたものである。ま
た、ＦＭステレオ放送装置は、複合音声信号生成回路
が、副搬送波信号周波数（ｆ_SUB ）の２倍の標本化周波
数で標本化された音声信号の極性を１／ｆ_SUBの周期で
反転することにより、標本化された音声信号を平衡変調
する回路を備えたものである。

【００１４】また、ＦＭステレオ放送装置は、標本化周
波数（ｆｓ₁ ）のステレオディジタル音声信号を入力と
する入力回路を備え、該入力回路においてステレオディ
ジタル音声信号をＬ音声信号およびＲ音声信号の２系統
に分離し、該Ｌ音声信号およびＲ音声信号の標本化周波
数を標本化周波数変換回路を用いて、副搬送波信号周波
数（ｆ_SUB ）と同一か、複合音声信号生成回路の動作標
本化周波数（ｆｓ₂ ）と同一の周波数に変換してから、
複合音声信号生成回路に入力するようにしたものであ
る。

【００１５】また、ＦＭステレオ放送装置は、標本化周
波数変換回路が、第一の標本化周波数の標本化パルス信
号によって周期的に初期設定される計時装置により第二
の標本化周波数の標本化パルスの時刻を計測し、該第二
の標本化周波数の標本化パルスの時刻によって定まるフ
ィルタ係数を持つ時変係数フィルタを用いて、前記第一
の標本化周波数の標本化パルス信号の周期で標本化され
た入力信号系列を、第二の標本化周期で標本化し直した
出力信号系列に変換するものである。

【００１６】また、周波数変調回路は、標本化された変
調信号により搬送波信号の周波数を変調する周波数変調
回路において、入力される変調信号に、搬送周波数（ｆ
ｃ）と周波数変調回路の動作標本化周波数（ｆｓ）の比
ｍ＝ｆｃ／ｆｓをｍ≧１／２とした一定値信号を加算し
た信号を積算器で積算し、該積算結果の正弦あるいは余
弦をとることにより、周波数変調波信号を得るようにし
たものである。

【００１７】

【作用】本発明の作用について説明すると、本発明のＦ
Ｍステレオ放送装置は、複合音声信号生成回路の動作標
本化周波数（ｆｓ₂ ）を副搬送波信号周波数（ｆ_SUB ）
の２のＮ乗倍の周波数とし、該複合音声信号生成回路の
出力信号の標本化周波数をディジタル補間器からなる標
本化周波数変換回路により前記周波数変調回路の動作標
本化周波数（ｆｓ₅ ）に変換してから該出力信号を該周
波数変調回路に入力し、周波数変調を行う。また、ＦＭ
ステレオ放送装置は、周波数変調回路が、入力される変
調信号に、搬送波周波数（ｆｃ）と周波数変調回路の動
作標本化周波数（ｆｓ₅ ）の比ｍ＝ｆｃ／ｆｓ₅ に等し
い一定値信号を加算した信号を積算器で積算し、該積算
結果の正弦あるいは余弦をとることにより、周波数変調
波信号を得る。さらには、搬送波周波数（ｆｃ）と周波
数変調回路の動作標本化周波数（ｆｓ₅ ）の比ｍの値
を、ｍ≧１／２とするようにして周波数変調波信号を得
る。

【００１８】また、ＦＭステレオ放送装置は、周波数変
調回路から出力される周波数変調波信号を低域通過フィ
ルタを介してＤＡ変換器に入力させることにより、ディ
ジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器のアパ
ーチャ効果による周波数特性の変形を低域通過フィルタ
によって予め補正する。また、ＦＭステレオ放送装置
は、複合音声信号生成回路が、副搬送波信号周波数（ｆ
_SUB ）の２倍の標本化周波数で標本化された音声信号の
極性を１／ｆ_SUBの周期で反転することにより、標本化
された音声信号を平衡変調する。

【００１９】また、ＦＭステレオ放送装置は、標本化周
波数（ｆｓ₁ ）のステレオディジタル音声信号を入力と
する入力回路を備え、該入力回路においてステレオディ
ジタル音声信号をＬ音声信号およびＲ音声信号の２系統
に分離し、該Ｌ音声信号およびＲ音声信号の標本化周波
数を標本化周波数変換回路を用いて、副搬送波信号周波
数（ｆ_SUB ）と同一か、複合音声信号生成回路の動作標
本化周波数（ｆｓ₂ ）と同一の周波数に変換してから、
複合音声信号生成回路に入力する。また、ＦＭステレオ
放送装置は、標本化周波数変換回路が、第一の標本化周
波数の標本化パルス信号によって周期的に初期設定され
る計時装置により第二の標本化周波数の標本化パルスの
時刻を計測し、該第二の標本化周波数の標本化パルスの
時刻によって定まるフィルタ係数を持つ時変係数フィル
タを用いて、前記第一の標本化周波数の標本化パルス信
号の周期で標本化された入力信号系列を、第二の標本化
周期で標本化し直した出力信号系列に変換する。

【００２０】また、周波数変調回路は、標本化された変
調信号により搬送波信号の周波数を変調する周波数変調
回路において、入力される変調信号に、搬送周波数（ｆ
ｃ）と周波数変調回路の動作標本化周波数（ｆｓ）の比
ｍ＝ｆｃ／ｆｓをｍ≧１／２とした一定値信号を加算し
た信号を積算器で積算し、該積算結果の正弦あるいは余
弦をとることにより、周波数変調波信号を得る。

【００２１】

【実施例】実施例の説明に入るまえに、本発明にかかる
基本事項を説明する。周波数変調回路においては、上記
ωｃＴ（＝２πｆｃ／ｆｓ＝２πｍ、すなわち搬送波周
波数と動作標本化周波数の比（ｍ）の２π倍）の値を２
π・（１／２）より大きい値（ｍ≧１／２）に設定す
る。このように設定することにより、搬送周波数に対し
て動作標本化周波数をさほど大きくしないで済むので、
周波数変調回路の実現が容易になり、またＤＡ変換器の
標本化周波数も低くて済み、変調出力回路との接続が容
易になる。ωｃＴ≧０．５・（２π）のように設定する
ことは、上記「発明を解決しようとする課題」の項で述
べたＤＡ変換器の事項と矛盾するようであるが、ＦＭ変
調波信号の搬送波周波数を高く設定し、狭帯域信号とす
ることにより解決することができる。

【００２２】放送用のＦＭ変調波では、７５ｋＨｚの周
波数偏移を行っており、したがって変調波の周波数帯域
幅は１５０ｋＨｚ程度となる。ここで、例えば搬送周波
数を１０ＭＨｚとすると、ＦＭ変調波信号の比帯域は
１．５％となり、この程度の値であれば、アナログ帯域
通過フィルタを構成したり、アパーチャ補正を施すこと
は極く簡単に実現できる。前述したようにｍ≧１／２と
すると、搬送波周波数に対して動作標本化周波数をさほ
ど大きくしなくても済むので、周波数変調回路の実現が
容易になり、また、変調出力回路との接続も容易にな
る。

【００２３】つぎに、複合音声生成回路においては、動
作標本化周波数を副搬送波周波数３８ｋＨｚの２のＮ乗
倍に選ぶと都合が良い。そして、平衡変調器、副搬送波
信号発生器等の簡単化のため、ディジタル信号の標本化
による高調波を利用する。さらに、ディジタル音声入力
信号を入力とする入力回路と複合音声信号生成回路との
接続、複合音声信号生成回路と周波数変調回路との接続
を容易にするため、各々の回路の間でディジタル的に標
本化周波数の変換を行う。

【００２４】具体的に図面を用いて本発明の動作原理を
説明する。図８は、周波数変調回路においてωｃＴ＝
０．２５・（２π）とした場合の動作波形図である。以
後の説明では定数２πを省略する。図５の累算器の入力
（Ａ点）に、図８（ａ）に示すように０．２５という一
定値を加える。これを累算器で積算すると、一周期Ｔ毎
に０．２５ずつ増加するので、傾き０．２５の傾斜波形
となるが、１でオーバーフローして０に戻るので、累算
器出力には図８（ｂ）に示すように、０、０．２５、
０．５、０．７５、１（０）、…なる４Ｔ周期で繰り返
す鋸歯状波形が得られる。

【００２５】累算器出力はＲＯＭの入力であるから、あ
らかじめＲＯＭに正弦波形データを書き込んでおけば、
ＲＯＭ出力として、図８（ｃ）に示すように４Ｔ周期の
正弦波形が得られる。この正弦波形は周波数１／４Ｔ＝
ｆｓ／４の正弦波であり、累算器に与える定数ωｃＴが
出力正弦波の周波数と標本化周波数の比を与えているこ
とが分かる。つぎに、定数ωｃＴ＝０．７５を与えたと
きの動作を図９に示す。この場合には累算器出力は傾き
０．７５の直線になるので、図９（ｂ）の点線で示すよ
うな周期４Ｔ／３の鋸歯状波形となり、ＲＯＭ出力の図
９（ｃ）に示す正弦波の周波数は０．７５・ｆｓとなる
ことが分かる。

【００２６】ところで、ディジタル信号処理では標本化
された信号により、折り返し現象が起こる。定数ωｃＴ
を１／２より大きくすると、出力正弦波の周波数はナイ
キスト周波数ｆｓ／２よりも高くなるが、折り返し成分
が低周波側に現れ、単一正弦波の場合には元信号と折り
返し成分とは区別がつかない。図９（ｃ）に示した０．
７５ｆｓの出力正弦波をｆｓで標本化した信号（図９
（ｃ）ＲＯＭ出力の白丸）は、図８（ｃ）に示したＲＯ
Ｍ出力と全く同じ（図９（ｃ）ＲＯＭ出力の破線）もの
である。この折り返し現象は図８の場合にも起こってい
るので、定数ωｃＴを変えても区別できないように考え
られるが、単一正弦波でない場合には区別することがで
きる。

【００２７】これを図１０のスペクトル図で説明する。
ＲＯＭ出力の中心周波数（搬送波周波数）をｆｃとす
る。図１０（ａ）に示すωｃＴ＝０．２５の場合、標本
化周波数はｆｓ₁ ＝４ｆｃで、折り返し信号はｆｓ₁ −
ｆｃ＝３ｆｃに現れる。単一正弦波（無変調波）の場合
にはＲＯＭ出力だけでは、どちらが正しい出力か判断で
きないが、図の実線（周波数ｆｃ部分）で示したような
変調信号が加えられている場合には、折り返し信号３ｆ
ｃの変調成分は、点線（周波数３ｆｃ部分）で示したよ
うにスペクトルが大小反転しているので区別することが
できる。

【００２８】同様に図１０（ｂ）に示すωｃＴ＝０．７
５の場合には、周波数ｆｃ／３の折り返し成分のスペク
トルが反転している。いずれの場合もＤＡ変換器でアナ
ログ信号に変換した後に、図１０（ｃ）に示すアナログ
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）で、中心周波数ｆｃの変調
波信号を取り出せば、正しい周波数変調波信号を取り出
すことができる。ここで、図１０（ａ）と図１０（ｂ）
の場合の動作標本化周波数を比較してみると、ωｃＴ＝
０．２５の場合はｆｓ₁ ＝４ｆｃ、ωｃＴ＝０．７５の
場合はｆｓ₂ ＝４ｆｃ／３で、図１０（ｂ）に示すωｃ
Ｔ＝０．７５の方が、動作標本化周波数が１／３に下が
っていることが分かる。ディジタル回路の動作標本化周
波数を低下させることは、ディジタル回路の動作速度を
下げて、消費電力を小さくすることができるばかりでな
く、ＤＡ変換器の標本化周波数も下げられるので、周波
数変換回路の構成が容易になる。

【００２９】つぎに、ＦＭステレオ放送装置の複合音声
信号生成回路を、ディジタル信号処理を用いて簡単化す
る方法について説明する。まず、平衡変調器、副搬送波
信号発生器の簡単化のためには、ディジタル信号の標本
化による高調波を利用する。図２を用いて平衡変調回路
の説明をする。図２において、２１はディジタル低域通
過フィルタ、２２はディジタル高域通過フィルタ、２３
は極性反転器である。ディジタルフィルタ２１および２
２の動作標本化周波数は２ｆｓ、極性反転器２３は１標
本毎に信号の極性を正負に反転する動作をする。

【００３０】図２に示す平衡変調回路に標本化周波数ｆ
ｓの信号を入力したときの動作を、図３に示す動作スペ
クトル図を用いて説明する。標本化周波数ｆｓの信号は
図３（ａ）に示すように、０（直流）からｆｓ／２まで
のスペクトル周波数成分がｆｓ／２（これをナイキスト
周波数と言う）で折り返すようなスペクトル構造を持っ
ている。ここで図２に示すように標本化周波数ｆｓの信
号を動作標本化周波数２ｆｓのディジタル信号処理回路
に入力した場合、動作標本化周波数２ｆｓで考えると、
信号スペクトルは０からｆｓまでの成分がｆｓから２ｆ
ｓに繰り返して現れる。そこで、標本化周波数ｆｓの信
号を動作標本化周波数が２ｆｓの低域通過フィルタ２１
および高域通過フィルタ２２（各々の周波数特性は図３
（ｂ）、（ｃ）の点線で示す特性とする）に入力する
と、各々のフィルタ出力は図３（ｂ）、（ｃ）の実線で
示したように、低域通過フィルタ出力は入力信号を２ｆ
ｓで標本化し直した信号が、高域通過フィルタ出力は、
入力信号をｆｓの搬送波信号で平衡変調したのと同じス
ペクトルの信号が得られる。

【００３１】すなわち、ｆｓを複合音声信号の副搬送波
周波数と同じ値に設定し、入力信号の標本化周波数をｆ
ｓ、信号処理回路の動作標本化周波数をその２倍にする
と、高域通過フィルタ処理を施し高調波成分を取り出す
ことで、（搬送波抑圧）平衡変調が行えることが分か
る。さらに、低域通過フィルタ２１の出力信号を極性反
転器２３へ出力する。極性反転器２３は標本化周波数２
ｆｓの信号の極性をｆｓ周期で正負反転する。すなわち
＋１，−１，＋１，−１，…を掛ける。この操作は、下
記式（５）を掛けることに相当する。ｃｏｓ（２πｎｆｓＴ）＝ｃｏｓ（２πｎｆｓ／２ｆｓ）＝ｃｏｓ（πｎ）＝＋１，−１，＋１，−１，… ・・・・（５）Ｔ＝１／２ｆｓ：動作標本化周期ｎ：正の整数０，１，２，… すなわち極性反転は、低域通過フィルタ出力に周波数ｆ
ｓの余弦波を掛けることになり、やはり平衡変調が行え
ることが分かる。以上述べたように、複合音声信号生成
回路の入力信号の標本化周波数を副搬送波信号周波数、
あるいは、その２のＮ乗倍（複合音声信号生成回路の動
作標本化周波数）と等しく設定することにより、平衡変
調が極く簡単な信号処理操作で可能となる。

【００３２】ＦＭステレオ放送装置への入力音声信号が
アナログ信号の場合には、ＡＤ変換器の標本化周波数を
ｆｓに選べばよい。しかしながら、近年、音声信号のデ
ィジタル化が盛んに行われ、しかもその標本化周波数
は、３２ｋＨｚ，４４．１ｋＨｚ，４８ｋＨｚ等が使用
されており、複合音声信号の副搬送波周波数３８ｋＨｚ
と簡単な整数比にない。したがって、ディジタル音声入
力信号と、複合音声信号生成回路の間で標本化周波数変
換が必要となる。このような状況は複合音声信号生成回
路と周波数変調回路との間でも起こる。すなわち、複合
音声信号生成回路の構成簡単化のためには、動作標本化
周波数を副搬送波周波数（３８ｋＨｚ）の２のＮ乗倍に
選択するのが望ましい。

【００３３】他方、ＤＤＳ回路を用いた周波数変調回路
では、（中間）搬送波周波数と簡単な整数比になってい
ることが望ましい。しかし、複合音声信号生成回路と周
波数変調回路の動作標本化周波数は、十数倍の相違があ
り簡単には接続できない。このように、さまざまな動作
標本化周波数を持つディジタル回路を組み合わせて、Ｆ
Ｍステレオ放送装置とするには、各回路間に標本化周波
数を任意の変換比で変換できる装置が必要となる。その
ために、時変係数ＦＩＲ（Finite ImpulseResponse）フ
ィルタによるディジタル補間器を用いる。この補間器に
ついては、例えば特開平４−３３２２１４号“高速補間
装置”などに詳述されているが、本発明の説明のため簡
単に説明する。

【００３４】標本化定理によれば、図１１の黒丸で示し
たように、周期Ｔ₁ で標本化されたデ−タ列ｆ（ｎＴ
₁ ）から、元の時間関数ｆ（ｔ）は、Ｓｉｎｃ（ｔ）＝
ｓｉｎｔ／ｔを用いて、下記式（６）で表わすことがで
きる。ｆ（ｔ）＝Σｆ（ｎＴ）Ｓｉｎｃ｛π（ｔ−ｎＴ₁ ）／Ｔ₁ ｝＝Σｆ（ｎＴ₁ ）Ｓｃ（ｎ，τ）・・・・（６） τ＝ｔ／Ｔ₁ ：出力時刻ｔをＴ₁ 周期で計るときの端数

【００３５】式（６）は離散デ−タｆ（ｎＴ₁ ）の一次
結合で時刻ｔのデ−タ値を予測するとき、結合係数Ｓｃ
（ｎ，τ）はｔの関数となることを示している（以後、
Ｓｃ（ｎ，τ）を時変係数という）。時変係数Ｓｃ
（ｎ，τ）はｔ＝ｎＴ₁ で１、ｔ＝ｍＴ₁ （ｍ≠ｎ、
ｍ、ｎは整数）で０となる性質を持つ関数であり、式
（６）のＳｉｎｃ（ｔ）や、数値解析で用いられるLagr
angeの補間多項式など、いろいろな関数を用いることが
できる。

【００３６】また式（６）は、有限個のデータＮで近似
すると、補間値ｆ（ｔ）は、時変係数Ｓｃ（ｎ，τ）を
持つ非巡回型（ＦＩＲ）フィルタの出力として得られる
ことを示している。このことから補間（あるいは標本化
周波数変換）は、時変係数フィルタによりハードウェア
として実現できることが分かる。時変係数Ｓｃ（ｎ，
τ）を定めるパラメータｎ、τは、出力データ系列の標
本化周期Ｔ₂ によって与えられるデータ出力時刻ｔによ
り、下記式（７）と表される。ｔ＝ｎＴ₁ ＋τ＝ｍＴ₂ ・・・・（７）

【００３７】ディジタル補間器全体の構成を図１２に示
す。図１２において、１２１₁ ，１２１₂ ，〜，１２１
_N は遅延素子、１２２₀ ，１２２₁ ，１２２₂ ，〜，１
２２_N は係数掛算器、１２３₁ ，１２３₂ ，〜，１２３
_N は加減算器、１２４はＲＯＭ、１２５は計時装置、１
２６はカウンタ、１２７はラッチである。式（７）にお
ける補間時刻ｔを決定する要素τを求める計時装置１２
５は、Ｔ₁ よりも充分高速なクロックパルスをカウンタ
１２６に入力し、Ｔ₁ 周期でリセットし、計数値をＴ₂
周期でラッチ１２７に読み出すことで実現できる。時変
係数Ｓｃ（ｎ，τ）を前もってＲＯＭ１２４に書き込ん
でおき、計時装置１２５で求めたτにより時変係数Ｓｃ
（ｎ，τ）を読み出し、ＦＩＲフィルタの係数として与
えれば、時変係数フィルタによる補間器が実現される。
以上述べたディジタル標本化周波数変換器は、それだけ
で標本化周波数を変換することもできるが、変換比が大
きい場合には、２のＮ乗倍の変換を行う低域通過フィル
タと組み合わせて、補間器を構成することも可能であ
る。

【００３８】以上説明したように、本発明のＦＭステレ
オ放送装置の周波数変調回路では、搬送波周波数と動作
標本化周波数の比を、与える定数ωｃＴを２π・（１／
２）より大きい値に設定することで、搬送波周波数を高
くしても、動作標本化周波数をさほど大きくせずに済ま
せることが可能である。折り返し成分は、従来の方法と
同様にアナログの帯域通過フィルタで除去することがで
きる。また、ＤＡ変換器によるアパーチャ効果により、
振幅の減衰と周波数特性の変化があるが、フィルタで周
波数特性を前もって補正しておくことができるので問題
はない。なお、本発明の周波数変調回路は、前記のよう
にＦＭステレオ放送装置の周波数変調回路に適用した例
で説明しているが、本発明は、ＴＶ放送の音声変調器、
無線回線や衛星回線を用いた通信など周波数変調を用い
る通信機等でも同様に適用することができることはもち
ろんである。（中間）搬送周波数を比較的高くしても、
回路の動作標本化周波数をさほど高くする必要が無いの
で、ディジタル回路やＡＤ変換器の動作速度が遅くて済
み、消費電力の低減が可能で、高精度化が容易である。
また（中間）搬送周波数が大きいので、周波数変換を一
回で済ませることができ、アナログ回路の縮減が図れ
る。

【００３９】また、複合音声信号生成回路では、該回路
の動作標本化周波数（ｆｓ₂ ）を副搬送波信号周波数
（ｆ_SUB ）の２のＮ乗倍に設定し、入力信号の標本化周
波数を複合音声信号の副搬送波周波数（ｆ_SUB ）あるい
は、前記動作標本化周波数（ｆｓ₂ ）と同一に設定する
ことにより、平衡変調器や、副搬送波信号発生器などの
複雑な回路を簡単な回路に置き換えることができ、構成
が非常に簡素化される。平衡変調のためにはフィルタが
必要になるが、これはＦＭ信号のプリエンファシス用フ
ィルタと併用することができるので、特に構成量が増加
することはない。また、装置の動作標本化周波数が副搬
送波信号周波数の２のＮ乗であるから、パイロット信号
の周波数も同じ関係となり、この場合にはパイロット信
号発生器の構成が簡素化される。例えば標本化周波数７
６ｋＨＺでパイロット信号（１９ｋＨｚ）を発生するに
は、ｃｏｓ（２πｎ１９／７６）＝ｃｏｓ（ｎπ／２）＝１，０，−１，０，１，… ・・・・（８）であるから、極性反転器と切換スイッチの極く簡単な回
路で構成することが可能である。さらに、以上のディジ
タル処理の簡単化は、動作標本化周波数と信号周波数の
関係を利用することで実現されている。ＦＭステレオ放
送装置の各部回路の動作標本化周波数はそれぞれ異なっ
ており、各回路間で標本化周波数の変換を行う必要があ
るが、これにディジタル補間器を用いることにより、装
置の動作標本化周波数を高くする必要がなくなるので、
回路構成が簡単になる。本発明は、上記した基本的事項
に基づいている。

【００４０】以下、本発明の一実施例を説明する。図１
は、本発明によるＦＭステレオ放送装置を示すブロック
図である。図１において、１はステレオディジタル音声
信号を入力とする入力回路、２は分離されたＬおよびＲ
音声信号を入力とするディジタル複合音声信号生成回
路、３は標本化周波数を変換するディジタル補間器、４
は低域通過フィルタ、５はＤＤＳ（Direct Digital Syn
thesizer）回路、６は低域通過フィルタ、７はＤＡ変換
器、８はアナログ帯域通過フィルタ、９は周波数混合
器、１０は局部発振器、１１はアナログ帯域通過フィル
タ、１２は高周波電力増幅器である。

【００４１】つぎに動作を説明する。ステレオのディジ
タル音声信号は、入力回路１において左右の信号に分離
されるとともに、標本化周波数も入力のディジタル音声
信号と異なる標本化周波数に変換され、複合音声信号生
成回路２へ出力される。入力のディジタル音声信号の標
本化周波数ｆｓ₁ としては、上記したように、３２ｋＨ
ｚ、４４．１ｋＨｚ、４８ｋＨｚ等の値が用いられてい
るが、一方、複合音声信号生成回路２は、動作標本化周
波数ｆｓ₂ を、後段の回路の動作標本化周波数との関係
から、副搬送波周波数（ｆ_SUB ＝３８ｋＨｚ）の２のＮ
乗倍に選ぶと都合がよい。これらの標本化周波数ｆｓ₁
と動作標本化周波数ｆｓ₂ とは簡単な整数比にないた
め、入力回路１の中にディジタル補間器（図１２で説明
したものと同様の構成のものをＬおよびＲ音声用に２
式）を用いる。

【００４２】ディジタル複合音声信号生成回路２では、
入力回路１から入力したＬおよびＲ音声信号から発生さ
せたＬ＋Ｒ音声信号およびＬ−Ｒ音声信号と、パイロッ
ト信号とを多重して複合音声信号とし、プリエンファシ
ス処理をする。この過程で、標本化周波数は副搬送波周
波数ｆ_SUB の２のＮ乗倍のｆｓ₃ に変換される。複合音
声信号に変換されたステレオ音声信号は、最大周波数偏
移係数を掛けて、ディジタル補間器３へ出力される。な
お、後につづく周波数変調回路では、上記したように動
作標本化周波数を搬送波周波数（ｆｃ）から決定する。
一例として、アナログの帯域通過フィルタで良く用いら
れる１０．７５ＭＨｚを搬送波（中間）周波数に選び、
定数ωｃＴ＝０．７５とすると、周波数変調回路の動作
標本化周波数（ｆｓ₅ ）は１０．７ＭＨｚ÷０．７５＝
１４．２６６ＭＨｚとなる。１４．２６６ＭＨｚとｆｓ
₃ は簡単な整数比でないので、この標本化周波数変換は
通常のフィルタで行えない。そこでディジタル補間器３
を用い、ｆｓ₄ ＝１４．２６６ＭＨｚ／８＝１．７８３
３ＭＨｚまで標本化周波数を変換する。ディジタル補間
器３にも上記した時変係数ＦＩＲフィルタによるディジ
タル補間器を用いる。

【００４３】ディジタル補間器３の出力は、低域通過フ
ィルタ４で８倍補間をし、標本化周波数をｆｓ₅ ＝１
４．２６６ＭＨｚとする。ｆｓ₅ に標本化周波数を上げ
た複合音声信号は、ＤＤＳ回路５でωｃＴ＝０．７５を
加算して積分され、搬送周波数１０．７ＭＨｚの周波数
変調波信号となる。続いて低域通過フィルタ６で、ＤＡ
変換の際に生ずるアパーチャ効果の周波数補正を行う。
周波数変調波信号の帯域幅は１５０ｋＨｚ程度であり、
搬送周波数を１０．７ＭＨｚとすると、比帯域幅１．５
％程度の狭帯域信号であるから、アパーチャ効果の補正
も比較的容易に実施できる。アパーチャ効果は、周波数
の高い方で振幅が減衰する周波数特性を持つので、これ
を補正するには高域で利得を持つような補正を施せば良
い。ところで、低域通過フィルタ６の動作標本化周波数
は、ｆｓ₅ ＝１４．２６６ＭＨｚであり、ナイキスト周
波数より高い１０．７ＭＨｚの信号に対しては高域通過
フィルタのように動作する。そこで、低域通過フィルタ
６の周波数補正特性は、３．５６６ＭＨｚ（１４．２６
６ＭＨｚに対する１０．７ＭＨｚの折り返し成分）近辺
で、高域ほど利得が下がるように設計すればよい。つい
でＤＡ変換器７でアナログ信号に変換し、中心周波数ｆ
ｃ＝１０．７ＭＨｚの帯域通過フィルタ８により所望の
周波数変調波信号のみを取り出して、中間搬送波周波数
ｆｃ＝１０．７ＭＨｚの周波数変調波信号を周波数混合
器９へ出力する。

【００４４】ＦＭステレオ放送は、７６〜９０ＭＨｚの
ＶＨＦ帯で行われている（日本の場合）ので、この周波
数帯の搬送波（ｆｏ）に周波数変換するため、局部発振
器１０からの局部搬送波信号（ｆｏ−ｆｃ）と前記（中
間）周波数変調波信号を周波数混合器９で混合し、帯域
通過フィルタ１１で出力周波数変調波信号（ｆｏ）を抜
き出し、高周波電力増幅器１２で電力増幅して放送波と
して送出する。図１の実施例では、周波数変換および高
周波電力増幅を除き全てディジタル回路で構成するの
で、当該回路に相当するアナログ回路技術による回路構
成の問題点は全て回避することができる。また、ディジ
タル回路では、搬送波信号の周波数を高くすると、動作
標本化周波数が高くなる問題点があったが、図１に示す
本発明の実施例では、中間搬送周波数を高くしたまま動
作標本化周波数を比較的低くできるので、ＤＡ変換器
や、ディジタル回路素子に高速動作を要求することな
く、汎用の部品を用いて、構成することが可能である。
また、ＦＭステレオ放送装置をディジタル技術で構成す
る場合、各回路の動作標本化周波数を頻繁に変換する必
要があるが、本発明の実施例に示すようにディジタル補
間器を用いて簡便に行うことができる。

【００４５】また、前記のようにＦＭステレオ放送は７
６〜９０ＭＨｚのＶＨＦ帯で行われているので、送出す
る周波数変調波信号は、この周波数帯の搬送波に周波数
変換する必要がある。そこで、アナログの周波数変換回
路を用いて、中間周波数変調波信号を周波数変換する
が、本発明のＦＭステレオ放送装置では、中間搬送波周
波数を１０数ＭＨｚと、高く設定することが容易である
ため、周波数変換を１回で済ますことにより、ＦＭステ
レオ放送装置の高周波回路部を簡略化することができ、
装置の小型化、低消費電力化を図ることができる。

【００４６】つぎに、図１に示したＦＭステレオ放送装
置の複合音声信号生成回路２の本発明による一実施例を
図４に示す。図４において、４１，４２，４５，４８は
低域通過フィルタ、４３は加算器、４４は減算器、４６
は極性反転器、４７は加算器である。また、図におい
て、低域通過フィルタ４１、４２の動作標本化周波数は
２ｆ_SUB 、低域通過フィルタ４５は４ｆ_SUB 、低域通過
フィルタ４８は８ｆ_SUBとする。動作を説明すると、標
本化周波数ｆ_SUB （＝副搬送波周波数３８ｋＨｚ）ある
いは２ｆ_SUB のＬおよびＲ信号は、低域通過フィルタ４
１および４２にそれぞれ入力され、プリエンファシスさ
れる。

【００４７】入力信号の標本化周波数がｆ_SUB の場合に
は、低域通過フィルタ４１および４２は標本化周波数変
換機能も兼ね備えるものにする。低域通過フィルタ４１
および４２の出力は、加算器４３および減算器４４から
なるマトリクス回路でＬ＋Ｒ信号、Ｌ−Ｒ信号に変換さ
れる。Ｌ＋Ｒ信号は、動作標本化周波数４ｆ_SUB の低域
通過フィルタ４５で、２ｆ_SU _B 周辺の高調波成分を除去
する。Ｌ−Ｒ信号は、極性反転器４６でｆ_SUB 毎に信号
の極性を正負反転し、平衡変調（図２を使い説明した技
術）する。Ｌ＋Ｒ信号と変調されたＬ−Ｒ信号と周波数
ｆ_SUB ／２のパイロット信号とを加算器４７で多重し、
複合音声信号が得られる。この複合音声信号は、動作標
本化周波数を副搬送波周波数ｆ_SUB の２のＮ乗倍８ｆ
_SUB に選択した低域フィルタ４８を通過し出力される。
図４に示す本発明による実施例では、ディジタル信号処
理により副搬送波信号発生器、平衡変調器などの複雑な
回路を用いずに、複合音声信号生成回路が構成できる。

【００４８】以上、本発明をＦＭステレオ放送装置に適
用した実施例について説明した。本発明では、（中間）
搬送周波数を比較的高くしても、回路の動作標本化周波
数をさほど高くする必要がないので、ディジタル処理回
路やＤＡ変換器の動作速度が遅くて済み、消費電力の低
減が可能で、高精度化が容易である。ディジタル処理回
路では、処理する信号の動作標本化周波数を副搬送波周
波数と２のＮ乗の比に取ることにより回路を簡素化する
ことができ、装置の小型化が図れる。また（中間）搬送
波周波数が高いので、周波数変換を一回で済ませること
ができ、アナログ回路の縮減が図れる。さらには、ディ
ジタル回路間の接続部で必要となる標本化周波数の変換
に、ディジタル補間器からなる標本化周波数変換を用い
ているので、従来のフィルタによる標本化周波数変換に
比べ、構成ハードウェア量の大幅な縮減が図れる。

【００４９】

【発明の効果】本発明によれば、ステレオディジタル音
声信号が入力される入力回路から周波数変調回路までの
信号処理部分をディジタル信号処理とし、周波数変換お
よび高周波電力増幅部分をアナログ処理とするＦＭステ
レオ放送装置を構成することができ、さらに回路規模の
大きいディジタル掛算器や搬送波信号発生器等を、簡単
なＤＤＳ回路で置き換えて実現できるので、回路規模の
大幅な縮減が図れる。また、ディジタル補間器を使用し
て標本化周波数を任意の比に変換できるので、ＦＭステ
レオ放送装置を構成するディジタル回路間の動作標本化
周波数の変換比に制限がなく、回路を高速動作させる必
要がないため低消費電力化が図れる。また、搬送周波数
の変換が一回で済むため、アナログ回路を必要最小限に
縮減でき、種々の物理的変動要因に対して安定に動作
し、初期調整、定期保守等が省力化できる。さらに回路
定数等の変更も極く容易に対処でき、実用的なＦＭステ
レオ放送装置が実現できる。本発明によるディジタル処
理の周波数変調回路を使用したＴＶ放送装置、通信機等
も上記と同様の効果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるＦＭステレオ放送装置のブロック
図。

【図２】本発明による平衡変調回路のブロック図。

【図３】本発明による平衡変調回路の動作を説明する動
作スペクトル図。

【図４】本発明による複合音声信号生成回路のブロック
図。

【図５】周波数変調回路のブロック図。

【図６】ＦＭステレオ放送で使用される複合音声信号の
説明図。

【図７】従来の複合音声信号生成回路のブロック図。

【図８】周波数変調回路の動作波形図（ωｃＴ＝０．２
５の場合）。

【図９】周波数変調回路の動作波形図（ωｃＴ＝０．７
５の場合）。

【図10】周波数変調回路の動作スペクトル図。

【図11】本発明に使用するディジタル補間の説明図。

【図12】ディジタル補間器のブロック図。

【符号の説明】

１…入力回路、２…複合音声信号生成回路、３…ディジ
タル補間器、４、６、２１、４１、４２、４５、４８…
低域通過フィルタ、５、５６…ＤＤＳ回路、７…ＤＡ変
換器、８、１１…アナログ帯域通過フィルタ、９…周波
数混合器、１０…局部発振器、１２…高周波電力増幅
器、２２…高域通過フィルタ、２３、４６…極性反転
器、４３、４７、５２、５３…加算器、４４…減算器、
５１…係数掛算器、５４…遅延素子、５５…ＲＯＭ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者生岩量久東京都渋谷区神南二丁目２番１号日本放送協会放送センター内 (72)発明者那須嘉彦東京都渋谷区神南二丁目２番１号日本放送協会放送センター内 (72)発明者大西誠東京都小平市御幸町32番地日立電子株式会社開発研究所内 (72)発明者太田正明東京都小平市御幸町32番地日立電子株式会社開発研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】Ｌ（左音声）信号およびＲ（右音声）信
号の２系統の音声信号とパイロット信号とから複合音声
信号を発生する複合音声信号生成回路と、前記複合音声
信号により搬送波信号の周波数（ｆｃ）を変調する周波
数変調回路とを有するＦＭステレオ放送装置において、前記複合音声信号生成回路の動作標本化周波数（ｆｓ
₂ ）を副搬送波信号周波数（ｆ_SUB ）の２のＮ乗倍（Ｎ
＝１，２・・・）の周波数とし、前記複合音声信号生成
回路の入力信号の標本化周波数を副搬送波信号周波数
（ｆ_SUB ）と同一か、あるいは前記複合音声信号生成回
路の動作標本化周波数（ｆｓ₂ ）と同一の周波数とし、前記複合音声信号生成回路の出力信号の標本化周波数を
ディジタル補間器からなる標本化周波数変換回路により
前記周波数変調回路の動作標本化周波数（ｆｓ₅ ）に変
換してから前記出力信号を前記周波数変調回路に入力
し、周波数変調を行うことを特徴とするＦＭステレオ放
送装置。
【請求項２】請求項１記載のものにおいて、周波数変
調回路が、入力される変調信号に、搬送波周波数（ｆ
ｃ）と周波数変調回路の動作標本化周波数（ｆｓ₅ ）の
比ｍ＝ｆｃ／ｆｓ₅ に等しい一定値信号を加算した信号
を積算器で積算し、該積算結果の正弦あるいは余弦をと
ることにより、周波数変調波信号を得るように構成した
ことを特徴とするＦＭステレオ放送装置。
【請求項３】請求項１および請求項２記載のものにお
いて、搬送波周波数（ｆｃ）と周波数変調回路の動作標
本化周波数（ｆｓ₅ ）の比ｍの値をｍ≧１／２とするこ
と特徴とするＦＭステレオ放送装置。
【請求項４】請求項１あるいは請求項２記載のものに
おいて、周波数変調回路から出力される周波数変調波信
号を低域通過フィルタを介してＤＡ変換器に入力させる
ことにより、ディジタル信号をアナログ信号に変換する
ＤＡ変換器のアパーチャ効果による周波数特性の変形を
低域通過フィルタによって予め補正しておくことを特徴
とするＦＭステレオ放送装置。
【請求項５】請求項１記載のものにおいて、複合音声
信号生成回路が、副搬送波信号周波数（ｆ_SUB ）の２倍
の標本化周波数で標本化された音声信号の極性を１／ｆ
_SUB の周期で反転することにより、標本化された音声信
号を平衡変調する回路を備えていることを特徴とするＦ
Ｍステレオ放送装置。
【請求項６】請求項１記載のものにおいて、標本化周
波数（ｆｓ₁ ）のステレオディジタル音声信号を入力と
する入力回路を備え、該入力回路においてステレオディ
ジタル音声信号をＬ音声信号およびＲ音声信号の２系統
に分離し、該Ｌ音声信号およびＲ音声信号の標本化周波
数を標本化周波数変換回路を用いて周波数変換してか
ら、複合音声信号生成回路に入力することを特徴とする
ＦＭステレオ放送装置。
【請求項７】請求項１または請求項６記載のものにお
いて、標本化周波数変換回路が、第一の標本化周波数の
標本化パルス信号によって周期的に初期設定される計時
装置により第二の標本化周波数の標本化パルスの時刻を
計測し、該第二の標本化周波数の標本化パルスの時刻に
よって定まるフィルタ係数を持つ時変係数フィルタを用
いて、前記第一の標本化周波数の標本化パルス信号の周
期で標本化された入力信号系列を、第二の標本化周期で
標本化し直した出力信号系列に変換する標本化周波数変
換回路であることを特徴とするＦＭステレオ放送装置。
【請求項８】標本化された変調信号により搬送波信号
の周波数を変調する周波数変調回路において、入力される変調信号に、搬送周波数（ｆｃ）と周波数変
調回路の動作標本化周波数（ｆｓ）の比ｍ＝ｆｃ／ｆｓ
をｍ≧１／２とした一定値信号を加算した信号を積算器
で積算し、該積算結果の正弦あるいは余弦をとることに
より、周波数変調波信号を得るようにしたことを特徴と
する周波数変調回路。