JPH0568179A - Horizontal deflecting circuit - Google Patents
Horizontal deflecting circuitInfo
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- JPH0568179A JPH0568179A JP22686791A JP22686791A JPH0568179A JP H0568179 A JPH0568179 A JP H0568179A JP 22686791 A JP22686791 A JP 22686791A JP 22686791 A JP22686791 A JP 22686791A JP H0568179 A JPH0568179 A JP H0568179A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、コンピュータ用ディス
プレイ等に好適な水平偏向回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a horizontal deflection circuit suitable for computer displays and the like.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、コンピュータ用ディスプレイで
は、使用者の使い勝手向上や製品ラインの合理化のた
め、一台のディスプレイで種々の水平偏向周波数に対応
できるマルチスキャンディスプレイが普及しつつある。
一方、高精細化に伴い、水平偏向周波数が上昇し、マル
チスキャンに対応できる高速大出力水平偏向回路が求め
られている。最近、これに対応できるものとして、特開
平１−３０９５６９号公報に示される様に、ＩＧＢＴ
（Ｉnsulated ＧateＢipolar Ｔransister，絶縁ゲー
ト・バイポーラトランジスタ，バイポーラモードＭＯＳ
−ＦＥＴ）を用いた水平偏向回路が提案されている。2. Description of the Related Art In recent years, as a computer display, a multi-scan display capable of coping with various horizontal deflection frequencies with one display is becoming popular in order to improve the usability for users and rationalize the product line.
On the other hand, a high-definition and high-output horizontal deflection circuit capable of coping with multi-scan has been demanded as the horizontal deflection frequency rises with higher definition. Recently, as one that can cope with this, as disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 1-309569, an IGBT
(Insulated Gate Bipolar Transister, insulated gate bipolar transistor, bipolar mode MOS
A horizontal deflection circuit using (-FET) has been proposed.
【０００３】ＩＧＢＴは、図４の（ａ）の構造モデル
（ｂ）の等価回路に示す様に、等価的にＭＯＳ−ＦＥＴ
とバイポーラトランジスタをダーリントン接続した素子
であり、ＭＯＳ−ＦＥＴ同様電圧駆動素子でありなが
ら、バイポーラトランジスタ同様に低いオン抵抗特性を
実現できる素子である。電圧駆動素子であるので、トラ
ンスなど周波数特性を持った部品を使用する事なく駆動
でき、マルチスキャン対応を簡単に実現できる。また、
高速スイッチング特性と低オン抵抗特性を持つので、高
速大出力偏向回路のスイッチング素子に適している。The IGBT is equivalent to a MOS-FET as shown in the equivalent circuit of the structural model (b) of FIG. 4A.
Is a device in which a bipolar transistor is connected by Darlington connection, and is a voltage-driven device similar to a MOS-FET, but can realize a low on-resistance characteristic like a bipolar transistor. Since it is a voltage-driven element, it can be driven without using a component with frequency characteristics such as a transformer, and multi-scan compatibility can be easily realized. Also,
Since it has high-speed switching characteristics and low on-resistance characteristics, it is suitable for switching elements in high-speed large-output deflection circuits.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来技術
はＩＧＢＴのテール（Ｔａｉｌ）電流による損失増加に
ついて考慮がされておらず、たとえば水平偏向周波数６
０ｋＨｚ以上で使用できないと言う問題点があった。こ
れを図２を用いて説明する。図２において、１は水平ド
ライブパルス入力端子、３はＩＧＢＴからなる水平出力
トランジスタ、５はダンパーダイオード、６は共振コン
デンサ、７は水平偏向コイル、８はチョークコイル、９
はＳ字コンデンサ、１０はコンデンサ、１１，１２は電
源入力端子、１３，１４はバイポーラトランジスタであ
る。バイポーラトランジスタ１３，１４は水平出力トラ
ンジスタ(ＩＧＢＴ)３の入力容量を急速に充放電させる
ために設けた水平ドライブ回路を構成している。その他
は、水平出力トランジスタがＩＧＢＴである以外、一般
の水平偏向回路と同一である。図３を用いて、ＩＧＢＴ
のテール電流について説明する。図３において、（ａ）
は端子１に入力される水平ドライブパルスＨＤ、（ｂ）
は水平出力トランジスタ３のコレクタ電流Ｉｃ、（ｃ）
は水平出力トランジスタ３のコレクタ電圧Ｖｃである。
今、時刻t1で（ａ）の水平ドライブパルスＨＤが立ち上
がると、トランジスタ１３がオンし水平出力トランジス
タ３のゲート容量が瞬時に充電され、水平出力トランジ
スタ３がオンする。その結果、（ｂ）のコレクタ電流Ｉ
ｃが流れ始め、水平偏向電流の一部となる鋸波電流が形
成される。時刻t2で（ａ）のドライブパルスＨＤが立ち
下がると、トランジスタ１３がオフし、トランジスタ１
４がオンする。この結果、水平出力トランジスタ３のゲ
ート容量が瞬時に放電し、水平出力トランジスタ３はオ
フする。同時に、共振コンデンサ６と偏向ヨーク７との
共振により（ｃ）の水平出力トランジスタ３のコレクタ
電圧には、時刻t2とt4の間に正弦波状のコレクタパルス
（水平帰線パルス）が発生する。一方、（ｂ）の水平出
力トランジスタ３のコレクタ電流Ｉｃは、時刻t2で一端
急速に低下した後、時刻t2からt3の間にゆるやかに減少
する。これはＩＧＢＴのバイポーラトランジスタ部に残
留キャリアがあるため、このキャリアがゆるやかに放電
するためである。この結果、時刻t2からt3に至る間に大
きな損失が水平出力トランジスタ３に発生する。この損
失は、水平偏向周波数（繰返し周波数）に比例し、水平
帰線期間に反比例するため、水平偏向周波数が上昇する
につれて極めて大きな損失となり、現状では水平偏向周
波数６０ｋＨｚ以上では使用できなかった。However, the above-mentioned prior art does not take into consideration the increase in loss due to the tail current of the IGBT. For example, the horizontal deflection frequency 6
There was a problem that it could not be used at 0 kHz or higher. This will be described with reference to FIG. In FIG. 2, 1 is a horizontal drive pulse input terminal, 3 is a horizontal output transistor composed of an IGBT, 5 is a damper diode, 6 is a resonance capacitor, 7 is a horizontal deflection coil, 8 is a choke coil, and 9
Is an S-shaped capacitor, 10 is a capacitor, 11 and 12 are power input terminals, and 13 and 14 are bipolar transistors. The bipolar transistors 13 and 14 form a horizontal drive circuit provided for rapidly charging and discharging the input capacitance of the horizontal output transistor (IGBT) 3. Others are the same as the general horizontal deflection circuit except that the horizontal output transistor is an IGBT. With reference to FIG.
The tail current of will be described. In FIG. 3, (a)
Is a horizontal drive pulse HD input to terminal 1, (b)
Is the collector current Ic of the horizontal output transistor 3, (c)
Is the collector voltage Vc of the horizontal output transistor 3.
Now, when the horizontal drive pulse HD of (a) rises at time t 1 , the transistor 13 is turned on, the gate capacitance of the horizontal output transistor 3 is instantly charged, and the horizontal output transistor 3 is turned on. As a result, the collector current I in (b)
c begins to flow, and a sawtooth current that forms a part of the horizontal deflection current is formed. When the drive pulse HD in (a) falls at time t 2 , the transistor 13 turns off and the transistor 1
4 turns on. As a result, the gate capacitance of the horizontal output transistor 3 is instantly discharged, and the horizontal output transistor 3 is turned off. At the same time, due to the resonance of the resonance capacitor 6 and the deflection yoke 7, a sinusoidal collector pulse (horizontal retrace pulse) is generated in the collector voltage of the horizontal output transistor 3 in (c) between times t 2 and t 4. .. On the other hand, the collector current Ic of the horizontal output transistor 3 (b), after one end rapidly decreased at a time t 2, gradually decreases during the time t 2 of t 3. This is because there are residual carriers in the bipolar transistor part of the IGBT and the carriers are discharged slowly. As a result, a large loss occurs to the horizontal output transistor 3 between extending from time t 2 to t 3. Since this loss is proportional to the horizontal deflection frequency (repetition frequency) and inversely proportional to the horizontal blanking period, it becomes extremely large as the horizontal deflection frequency increases, and at present, it cannot be used at a horizontal deflection frequency of 60 kHz or higher.
【０００５】本発明の目的は、水平偏向周波数６０ｋＨ
ｚ以上でも使用可能なマルチスキャン対応低損失高速大
出力水平偏向回路を提供することにある。The object of the present invention is to provide a horizontal deflection frequency of 60 kHz.
It is an object of the present invention to provide a low-loss, high-speed, large-output horizontal deflection circuit compatible with multi-scan that can be used even at z or higher.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】上記目的は、水平偏向回
路においてＩＧＢＴからなる第一の水平出力トランジス
タとＭＯＳ−ＦＥＴからなる第二の水平出力トランジス
タを並列接続し、第一の水平出力トランジスタＩＧＢＴ
のテール電流期間で第二の水平出力トランジスタＭＯＳ
−ＦＥＴがオンになる様に第一及び第二の水平出力トラ
ンジスタを駆動することにより達成される。The above object is to connect a first horizontal output transistor formed of an IGBT and a second horizontal output transistor formed of a MOS-FET in parallel in a horizontal deflection circuit to form a first horizontal output transistor IGBT.
Second horizontal output transistor MOS in the tail current period of
-Achieved by driving the first and second horizontal output transistors so that the FET is turned on.
【０００７】[0007]
【作用】本発明の水平偏向回路では、第一の水平出力ト
ランジスタのテール電流部では、第二の水平出力トラン
ジスタ(ＭＯＳ−ＦＥＴ)がオンになっているので、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴがオンしている間はコレクタパルス（水平帰
線パルス）が発生しない。この結果、第一の水平出力ト
ランジスタには、テール電流とコレクタパルスの積によ
る損失が発生しない。また、第二の水平出力トランジス
タがオフになる時、コレクタパルスが発生するが、第二
の水平出力トランジスタはＭＯＳ−ＦＥＴであるので、
スイッチング期間は極めて短く、電流も存在しないの
で、スイッチング損失は極めて少なく問題にならない。In the horizontal deflection circuit of the present invention, since the second horizontal output transistor (MOS-FET) is turned on in the tail current section of the first horizontal output transistor, the MO
No collector pulse (horizontal retrace pulse) is generated while the S-FET is on. As a result, no loss due to the product of the tail current and the collector pulse occurs in the first horizontal output transistor. Also, when the second horizontal output transistor is turned off, a collector pulse is generated, but since the second horizontal output transistor is a MOS-FET,
Since the switching period is extremely short and there is no current, switching loss is extremely small and is not a problem.
【０００８】この様に、本発明の水平偏向回路では水平
出力トランジスタのオン抵抗による損失はオン抵抗が小
さい第一の水平出力トランジスタ(ＩＧＢＴ)が負担し、
スイッチングに伴うスイッチング損失はテール電流がな
くスイッチング損失が小さい第二の水平出力トランジス
タ(ＭＯＳ−ＦＥＴ)が負担するので、低損失高速大出力
水平偏向回路が実現できる。また、第一及び第二の水平
出力トランジスタ共に電圧駆動素子であるので、水平偏
向周波数が変化しても常に最適ドライブとなり、マルチ
スキャン対応を実現できる。As described above, in the horizontal deflection circuit of the present invention, the loss due to the ON resistance of the horizontal output transistor is borne by the first horizontal output transistor (IGBT) having a small ON resistance.
The switching loss due to switching is borne by the second horizontal output transistor (MOS-FET) having no tail current and small switching loss, so that a low loss high speed large output horizontal deflection circuit can be realized. Further, since both the first and second horizontal output transistors are voltage drive elements, even if the horizontal deflection frequency changes, optimum drive is always performed and multi-scan correspondence can be realized.
【０００９】[0009]
【実施例】以下、本発明の実施例を図を用いて説明す
る。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１０】図１は、本発明の原理を説明するための、
基本的な実施例を示す水平偏向回路の回路図である。図
１において、１は水平ドライブパルス入力端子、２は水
平ドライブ回路、３は第一の水平出力トランジスタ、４
は第二の水平出力トランジスタ、５はダンパーダイオー
ド、６は共振コンデンサ、７は水平偏向コイル、８はチ
ョークコイル、９はＳ字コンデンサ、１０はコンデン
サ、１１は電源入力端子である。第一の水平出力トラン
ジスタ３はＩＧＢＴであり、第二の水平出力トランジス
タ４はＭＯＳ−ＦＥＴである。水平ドライブ回路２は、
水平ドライブパルスＨＤが入力されると、第一の水平出
力トランジスタ３のテール電流期間で第二の水平出力ト
ランジスタ４がオンになる様に、第一及び第二の水平出
力トランジスタ３，４を駆動する動作を行う。FIG. 1 illustrates the principle of the present invention.
It is a circuit diagram of a horizontal deflection circuit showing a basic embodiment. In FIG. 1, 1 is a horizontal drive pulse input terminal, 2 is a horizontal drive circuit, 3 is a first horizontal output transistor, 4
Is a second horizontal output transistor, 5 is a damper diode, 6 is a resonance capacitor, 7 is a horizontal deflection coil, 8 is a choke coil, 9 is an S-shaped capacitor, 10 is a capacitor, and 11 is a power input terminal. The first horizontal output transistor 3 is an IGBT and the second horizontal output transistor 4 is a MOS-FET. The horizontal drive circuit 2 is
When the horizontal drive pulse HD is input, the first and second horizontal output transistors 3 and 4 are driven so that the second horizontal output transistor 4 is turned on during the tail current period of the first horizontal output transistor 3. Perform the action.
【００１１】次に、図５に図１に示した実施例の具体的
な回路例を示す。図５において、１２，１５，１８は電
源入力端子、１３，１４，１６，１７はバイポーラトラ
ンジスタ、１９は抵抗器、２０はコンデンサ、２１は入
力パルスの立上りでトリガされる。ワンショットマルチ
バイブレータである。図５において、図１の水平ドライ
ブ回路２は、バイポーラトランジスタ１３，１４，１
６，１７、電源入力端子１２，１５，１８、抵抗器１
９、コンデンサ２０、ワンショットマルチバイブレータ
２１によって構成されている。FIG. 5 shows a concrete circuit example of the embodiment shown in FIG. In FIG. 5, reference numerals 12, 15, 18 denote power supply input terminals, 13, 14, 16, 17 bipolar transistors, 19 resistors, 20 capacitors, and 21 triggered by the rising edge of an input pulse. It is a one-shot multivibrator. In FIG. 5, the horizontal drive circuit 2 of FIG. 1 includes bipolar transistors 13, 14, 1
6, 17, power input terminals 12, 15, 18, resistor 1
9, a condenser 20, and a one-shot multivibrator 21.
【００１２】以下、図５の動作を図６を用いて説明す
る。水平ドライブパルス入力端子７に（ａ）の水平ドラ
イブパルスＨＤが入力されると、ワンショットマルチバ
イブレータ２１に入力され、ワンショットマルチバイブ
レータ２１からは、抵抗器１９，コンデンサ２０で決ま
るパルス幅のパルスが発生する。これを第二の水平ドラ
イブパルスＨＤ’(図６の(ｄ))とする。ＨＤ’のパルス
幅はＨＤのパルス幅より、水平出力トランジスタ３のテ
ール電流期間分だけ短く設定されている。ＨＤ，ＨＤ’
が立ち上がると、バイポーラトランジスタ１３，１６が
オンとなり、水平出力トランジスタ３，４共にオンとな
る。しかし、第一の水平出力トランジスタ３はＩＧＢ
Ｔ、第二の水平出力トランジスタ４はＭＯＳ−ＦＥＴで
あるから、図６の（ｂ)，(ｅ）に示す様にオン抵抗の違
いにより、ほとんど第一の水平出力トランジスタ３の方
に電流が流れる。時刻t5で第二の水平ドライブパルスＨ
Ｄ’が立ち下がると、バイポーラトランジスタ１３はオ
フ、バイポーラトランジスタ１４はオンとなり、第一の
水平出力トランジスタ３はオフになる。第一の水平出力
トランジスタ３はＩＧＢＴであるので、そのコレクタ電
流は時刻t5で一端急速に低下した後、時刻t5からt6の間
緩やかに減少する。この時刻t5からt6の期間がテール電
流期間である。一方、第二の水平出力トランジスタ４
は、t2までオンであるため、t5からt2の期間は水平出力
トランジスタ４に鋸波電流の大部分が流れる。時刻t2に
なると、水平ドライブパルスＨＤが立下がり、トランジ
スタ１６はオフ、トランジスタ１７がオンとなり、第二
の水平出力トランジスタ４はオフになる。第二の水平出
力トランジスタ４はＭＯＳ−ＦＥＴであり、スイッチン
グ時間は極めて短く、テール電流も存在しないので、ス
イッチング損失は極めて少なくなる。この結果、オン抵
抗による損失はオン抵抗が小さい第一の水平出力トラン
ジスタ３が負担し、スイッチング損失は第二の水平出力
トランジスタ４が負担するので、低損失高速大出力水平
偏向回路が実現できる。The operation of FIG. 5 will be described below with reference to FIG. When the horizontal drive pulse HD of (a) is input to the horizontal drive pulse input terminal 7, it is input to the one-shot multivibrator 21, and from the one-shot multivibrator 21, a pulse having a pulse width determined by the resistor 19 and the capacitor 20. Occurs. This is the second horizontal drive pulse HD ′ ((d) in FIG. 6). The pulse width of HD ′ is set shorter than the pulse width of HD by the tail current period of the horizontal output transistor 3. HD, HD '
Rises, the bipolar transistors 13 and 16 are turned on, and the horizontal output transistors 3 and 4 are also turned on. However, the first horizontal output transistor 3 is
Since T and the second horizontal output transistor 4 are MOS-FETs, almost all of the current flows toward the first horizontal output transistor 3 due to the difference in on-resistance as shown in FIGS. 6B and 6E. Flowing. Second horizontal drive pulse H at time t 5
When D'falls, the bipolar transistor 13 is turned off, the bipolar transistor 14 is turned on, and the first horizontal output transistor 3 is turned off. Since the first horizontal output transistor 3 is the IGBT, the collector current after one rapidly decreased at a time t 5, decreases from time t 5 between t 6 gently. The period from time t 5 to t 6 is the tail current period. On the other hand, the second horizontal output transistor 4
Is ON until t 2 , so most of the sawtooth current flows through the horizontal output transistor 4 during the period from t 5 to t 2 . At time t 2 , the horizontal drive pulse HD falls, the transistor 16 turns off, the transistor 17 turns on, and the second horizontal output transistor 4 turns off. Since the second horizontal output transistor 4 is a MOS-FET, the switching time is extremely short and there is no tail current, the switching loss is extremely small. As a result, the loss due to the on-resistance is borne by the first horizontal output transistor 3 having a small on-resistance, and the switching loss is borne by the second horizontal output transistor 4, so that a low-loss, high-speed, large-output horizontal deflection circuit can be realized.
【００１３】次に、図７に本発明の水平偏向回路の第二
の実施例を示す。図７において、１９’は抵抗器、２
０’はコンデンサ、２１’はパルスの立ち下がりでトリ
ガされるワンショットマルチバイブレータである。図７
において、図１の水平ドライブ回路２は、バイポーラト
ランジスタ１３，１４，１６，１７、電源入力端子１
２，１５，１８、抵抗器１９’、コンデンサ２０’、ワ
ンショットマルチバイブレータ２１’によって構成され
ている。Next, FIG. 7 shows a second embodiment of the horizontal deflection circuit of the present invention. In FIG. 7, 19 'is a resistor, 2
0'is a capacitor, and 21 'is a one-shot multivibrator which is triggered by the falling edge of the pulse. Figure 7
1, the horizontal drive circuit 2 of FIG. 1 includes bipolar transistors 13, 14, 16, 17 and a power input terminal 1
2, 15, 18, resistor 19 ', capacitor 20', and one-shot multivibrator 21 '.
【００１４】以下、図７の動作を図８を用いて説明す
る。水平ドライブパルス入力端子１に（ａ）の水平ドラ
イブパルスＨＤが時刻t1に入力されると、バイポーラト
ランジスタ１３がオンとなり、第一の水平出力トランジ
スタ３がオンとなる。（ｂ）の第一の水平出力トランジ
スタ３のコレクタ電流Ｉｓがノコギリ波状に流れ始め
る。時刻t5に水平ドライブパルスＨＤが立ち下がると、
バイポーラトランジスタ１３はオフ、バイポーラトラン
ジスタ１４はオンとなり、第一の水平出力のトランジス
タはオフとなる。第一の水平出力トランジスタ３はＩＧ
ＢＴであるので、そのコレクタ電流は時刻t5で一端急速
に低下した後、時刻t5からt6の間ゆるやかに減少する。
一方、ワンショットマルチバイブレータ２１’からは時
刻t5で立ち上り、時刻t2で立ち下がる（ｆ）の第二の水
平ドライブパルスＨＤ”が発生する。この結果、第二の
水平出力トランジスタ４が時刻t5からt2の間オンし、
（ｅ）の鋸波電流の一部であるドレイン電流ＩD が流れ
る。時刻t2で第二の水平出力トランジスタ４がオフする
と、（ｃ）のコレクタパルスＶｃが発生するか、第二の
水平出力トランジスタ４はＭＯＳ−ＦＥＴでありスイッ
チング損失は極めて少なくなる。この結果、図５と同様
の効果が得られる。The operation of FIG. 7 will be described below with reference to FIG. When the horizontal drive pulse HD of (a) is input to the horizontal drive pulse input terminal 1 at time t 1 , the bipolar transistor 13 is turned on and the first horizontal output transistor 3 is turned on. The collector current Is of the first horizontal output transistor 3 in (b) starts to flow in a sawtooth waveform. When the horizontal drive pulse HD falls at time t 5 ,
The bipolar transistor 13 is turned off, the bipolar transistor 14 is turned on, and the first horizontal output transistor is turned off. The first horizontal output transistor 3 is an IG
Since at BT, the collector current after one rapidly decreased at a time t 5, decreases from time t 5 between t 6 gently.
On the other hand, from the one-shot multivibrator 21 'rise at time t 5, falls at time t 2 (f) a second horizontal drive pulse HD of "occurs. As a result, second horizontal output transistor 4 time Turns on from t 5 to t 2 ,
A drain current I D which is a part of the sawtooth current in (e) flows. When at time t 2 is the second horizontal output transistor 4 is turned off, the collector pulse Vc is either generated, a second horizontal output transistor 4 is a switching loss is MOS-FET becomes very small in (c). As a result, the same effect as that of FIG. 5 is obtained.
【００１５】次に、図９に本発明の水平偏向回路の第三
の実施例を示す。図９において、図７との相違点は、ワ
ンショットマルチバイブレータ２１の入力が、バイポー
ラトランジスタ１４のコレクタに接続された電流検出抵
抗２９に接続されている点とワンショットマルチバイブ
レータ２１が入力パルスの立上りでトリガされるタイプ
に変わっている点である。図９の動作を図１０を用いて
説明する。図９では、第二の水平出力トランジスタ４を
オンさせる（ｆ）の水平ドライブパルスＨＤ”を、第一
の水平出力トランジスタ３がオフする時に流れるゲート
容量放電電流をタイミングパルスとして利用している。
この時、電流検出抵抗２９には（ｇ）の電圧Ｖｓが発生
するので、これをワンショットマルチバイブレータ２１
に入力する事により、水平ドライブパルスＨＤ”を作成
している。その他の動作及び効果は図７と同様である。Next, FIG. 9 shows a third embodiment of the horizontal deflection circuit of the present invention. 9 is different from FIG. 7 in that the input of the one-shot multivibrator 21 is connected to the current detection resistor 29 connected to the collector of the bipolar transistor 14 and that the one-shot multivibrator 21 receives the input pulse. The point is that the type is triggered by the rising edge. The operation of FIG. 9 will be described with reference to FIG. In FIG. 9, the horizontal drive pulse HD ″ of (f) that turns on the second horizontal output transistor 4 is used as the timing pulse by the gate capacitance discharge current that flows when the first horizontal output transistor 3 is turned off.
At this time, the voltage Vs of (g) is generated in the current detection resistor 29, so that the one-shot multivibrator 21
To generate the horizontal drive pulse HD ″. Other operations and effects are the same as in FIG.
【００１６】次に、図１１に本発明の水平偏向回路の第
四の実施例を示す。図１１において、２２はワンショッ
トマルチバイブレータ、２３は電源入力端子、２４はコ
ンデンサ、２５，２６は抵抗器、２７はコンデンサ、２
８はトランジスタである。図１１の回路は、図３の回路
の改良形であり、水平偏向周波数の変化範囲が大きい場
合に適している。全体の動作は図３と同様であるので、
図６を用いて動作を説明する。図６において（ｄ）の第
二の水平ドライブパルスＨＤ’のパルス幅は、水平偏向
周波数が大きく変化する場合、それに追従する必要があ
る。そこで図１１では、ワンショットマルチバイブレー
タ２１のパルス幅をトランジスタ２８のベース電圧で制
御できる構成としている。そして、ワンショットマルチ
バイブレータ２２と抵抗２６とコンデンサ２７は周波数
電圧変換回路を構成しており、水平偏向周波数が上昇す
ると出力電圧が低下する特性をしている。従って、水平
偏向周波数が上昇して、（ａ）の水平ドライブパルスＨ
Ｄのパルス幅が減少するとそれに追従して（ｄ）の第二
の水平ドライブパルスＨＤ’のパルス幅も減少するの
で、常に図５に示すタイミング関係が維持され、水平偏
向周波数の変化範囲が大きい場合でも問題なく動作させ
る事ができる。その他の動作及び効果は図３と同様であ
る。Next, FIG. 11 shows a fourth embodiment of the horizontal deflection circuit of the present invention. In FIG. 11, 22 is a one-shot multivibrator, 23 is a power input terminal, 24 is a capacitor, 25 and 26 are resistors, 27 is a capacitor, 2
8 is a transistor. The circuit shown in FIG. 11 is an improved version of the circuit shown in FIG. 3 and is suitable when the range of change in the horizontal deflection frequency is large. The whole operation is the same as in FIG. 3, so
The operation will be described with reference to FIG. In FIG. 6, the pulse width of the second horizontal drive pulse HD ′ in (d) needs to follow the horizontal deflection frequency when it changes significantly. Therefore, in FIG. 11, the pulse width of the one-shot multivibrator 21 can be controlled by the base voltage of the transistor 28. The one-shot multivibrator 22, the resistor 26, and the capacitor 27 form a frequency-voltage conversion circuit, and have a characteristic that the output voltage decreases as the horizontal deflection frequency increases. Therefore, the horizontal deflection frequency increases and the horizontal drive pulse H of (a)
When the pulse width of D decreases, the pulse width of the second horizontal drive pulse HD ′ in (d) also decreases accordingly, so that the timing relationship shown in FIG. 5 is always maintained and the change range of the horizontal deflection frequency is large. Even in the case, it can be operated without problems. Other operations and effects are the same as those in FIG.
【００１７】[0017]
【発明の効果】本発明によれば、水平偏向回路において
ＩＧＢＴからなる第一の水平出力トランジスタとＭＯＳ
−ＦＥＴからなる第二の水平出力トランジスタを並列接
続し、第一の水平出力トランジスタのテール電流期間で
第２の水平出力トランジスタがオンとなる様に第一及び
第二の水平出力トランジスタを駆動する様に構成したの
で、マルチスキャン対応で低損失高速大出力水平偏向回
路を提供することができる。According to the present invention, in a horizontal deflection circuit, a first horizontal output transistor formed of an IGBT and a MOS are provided.
-A second horizontal output transistor composed of an FET is connected in parallel, and the first and second horizontal output transistors are driven so that the second horizontal output transistor is turned on during the tail current period of the first horizontal output transistor. With this configuration, it is possible to provide a low-loss, high-speed, large-output horizontal deflection circuit compatible with multi-scan.
【図１】本発明の水平偏向回路の回路図、FIG. 1 is a circuit diagram of a horizontal deflection circuit of the present invention,
【図２】従来の水平偏向回路の回路図、FIG. 2 is a circuit diagram of a conventional horizontal deflection circuit,
【図３】図２の動作を説明するための波形図、3 is a waveform chart for explaining the operation of FIG.
【図４】ＩＧＢＴの構造モデルと等価回路図、FIG. 4 is a structural model of an IGBT and an equivalent circuit diagram,
【図５】本発明の水平偏向の第一の実施例の回路図、FIG. 5 is a circuit diagram of a horizontal deflection first embodiment of the present invention;
【図６】図５の動作を説明するための波形図、6 is a waveform chart for explaining the operation of FIG.
【図７】本発明の水平偏向の第二の実施例の回路図、FIG. 7 is a circuit diagram of a second embodiment of horizontal deflection according to the present invention,
【図８】図７の動作を説明するための波形図、8 is a waveform chart for explaining the operation of FIG. 7,
【図９】本発明の水平偏向の第三の実施例の回路図、FIG. 9 is a circuit diagram of a horizontal deflection third embodiment of the present invention;
【図１０】図９の動作を説明するための波形図、10 is a waveform chart for explaining the operation of FIG.
【図１１】本発明の水平偏向の第四の実施例の回路図。FIG. 11 is a circuit diagram of a fourth embodiment of horizontal deflection according to the present invention.
【符号の説明】 １…水平ドライブパルス入力端子、２…水平ドライブ回
路、３…ＩＧＢＴ、４…ＭＯＳ−ＦＥＴ、５…ダンパー
ダイオード、６…共振コンデンサ、７…水平偏向コイ
ル。[Description of Reference Signs] 1 ... Horizontal drive pulse input terminal, 2 ... Horizontal drive circuit, 3 ... IGBT, 4 ... MOS-FET, 5 ... Damper diode, 6 ... Resonant capacitor, 7 ... Horizontal deflection coil.
Claims (6)
された水平偏向ドライブ回路と、前記水平偏向ドライブ
回路に接続された水平偏向出力回路を備えた水平偏向回
路において、前記水平偏向出力回路は絶縁ゲート・バイ
ポーラトランジスタからなる第一の水平出力トランジス
タと、前記第一の水平出力トランジスタと並列接続され
たＭＯＳ−ＦＥＴからなる第二の水平出力トランジスタ
を用いて構成され、水平偏向ドライブ回路は、前記第一
の水平出力トランジスタのテール電流期間で前記第二の
水平出力トランジスタがオンになる様に構成されている
ことを特徴とする水平偏向回路。1. A horizontal deflection output circuit comprising: a horizontal oscillation circuit; a horizontal deflection drive circuit connected to the horizontal oscillation circuit; and a horizontal deflection output circuit connected to the horizontal deflection drive circuit. Is composed of a first horizontal output transistor formed of an insulated gate bipolar transistor and a second horizontal output transistor formed of a MOS-FET connected in parallel with the first horizontal output transistor. A horizontal deflection circuit, wherein the second horizontal output transistor is turned on during a tail current period of the first horizontal output transistor.
回路は、前記水平発振回路の出力を入力とするワンショ
ットマルチバイブレータと、前記ワンショットマルチバ
イブレータの入力信号を入力とする第一の低出力インピ
ーダンスアンプと、前記ワンショットマルチバイブレー
タの出力を入力とする第二の低出力インピーダンスアン
プから構成され、前記第一の低出力インピーダンスアン
プが前記第二の水平出力トランジスタを駆動し、第二の
低出力インピーダンスアンプが前記第一の水平出力トラ
ンジスタを駆動する水平偏向回路。2. The horizontal deflection drive circuit according to claim 1, wherein the one-shot multivibrator having an output of the horizontal oscillation circuit as an input, and the first low output having an input signal of the one-shot multivibrator as an input. An impedance amplifier and a second low output impedance amplifier that receives the output of the one-shot multivibrator as input, the first low output impedance amplifier drives the second horizontal output transistor, and a second low output impedance amplifier is provided. A horizontal deflection circuit in which an output impedance amplifier drives the first horizontal output transistor.
回路は水平発振回路の出力を入力とするワンショットマ
ルチバイブレータと、前記ワンショットマルチバイブレ
ータの入力信号を入力とする第一の低出力インピーダン
スアンプと前記ワンショットマルチバイブレータの出力
を入力とする第二の低出力インピーダンスアンプから構
成され、前記第一の低出力インピーダンスアンプが前記
第一の水平出力トランジスタを駆動し、前記第二の低出
力インピーダンスアンプが前記第二の水平出力トランジ
スタを駆動する水平偏向回路。3. The one-shot multivibrator having the output of a horizontal oscillation circuit as an input, and the first low output impedance amplifier having an input signal of the one-shot multivibrator as an input. And a second low output impedance amplifier that receives the output of the one-shot multivibrator as input, the first low output impedance amplifier drives the first horizontal output transistor, and the second low output impedance A horizontal deflection circuit in which an amplifier drives the second horizontal output transistor.
回路は前記水平発振回路の出力を入力とする第一の低出
力インピーダンスアンプと、前記第一の低出力インピー
ダンスアンプから出力される放電電流検出電圧を入力と
するワンショットマルチバイブレータと、前記ワンショ
ットマルチバイブレータの出力を入力とする第二の低出
力インピーダンスアンプから構成され、前記第一の低出
力インピーダンスアンプが第一の水平出力トランジスタ
を駆動し、前記第二の低出力インピーダンスアンプが第
二の水平出力トランジスタを駆動する水平偏向回路。4. The first low output impedance amplifier, wherein the horizontal deflection drive circuit receives the output of the horizontal oscillation circuit as input, and the discharge current detection output from the first low output impedance amplifier. It is composed of a one-shot multivibrator that receives a voltage and a second low output impedance amplifier that receives the output of the one-shot multivibrator, and the first low output impedance amplifier drives a first horizontal output transistor. And a horizontal deflection circuit in which the second low output impedance amplifier drives a second horizontal output transistor.
チバイブレータが発生するパルス幅を水平偏向周波数に
略反比例する様に周波数電圧変換手段とパルス幅変調手
段を設けた水平偏向回路。5. A horizontal deflection circuit according to claim 2, wherein frequency pulse conversion means and pulse width modulation means are provided so that the pulse width generated by said one-shot multivibrator is substantially inversely proportional to the horizontal deflection frequency.
ーラトランジスタと同等まで小さくし、ＭＯＳ−ＦＥＴ
の並列動作に適した水平偏向出力用絶縁ゲート・バイポ
ーラトランジスタ。6. An ON-resistance is reduced to a level equivalent to that of a bipolar transistor by thinning the N-layer, and a MOS-FET.
Insulated gate bipolar transistor for horizontal deflection output suitable for parallel operation.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22686791A JP3218638B2 (en) | 1991-09-06 | 1991-09-06 | Horizontal deflection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22686791A JP3218638B2 (en) | 1991-09-06 | 1991-09-06 | Horizontal deflection circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0568179A true JPH0568179A (en) | 1993-03-19 |
| JP3218638B2 JP3218638B2 (en) | 2001-10-15 |
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ID=16851819
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22686791A Expired - Fee Related JP3218638B2 (en) | 1991-09-06 | 1991-09-06 | Horizontal deflection circuit |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3218638B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100378001B1 (en) * | 1996-01-26 | 2003-06-09 | 삼성에스디아이 주식회사 | High output power horizontal deflector |
| CN100378773C (en) * | 2003-10-16 | 2008-04-02 | 三星Sdi株式会社 | Switching device and driving apparatus for plasma display panel |
| EP2124340A3 (en) * | 2008-05-21 | 2012-10-10 | Honeywell International Inc. | Method of switching and switching device for solid state power controller applications |
| EP2562918A1 (en) * | 2011-08-23 | 2013-02-27 | Bombardier Transportation GmbH | Circuit arrangement with electronic switch |
-
1991
- 1991-09-06 JP JP22686791A patent/JP3218638B2/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
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| JP3218638B2 (en) | 2001-10-15 |
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