JPH0522042A - デイジタル直交復調回路 - Google Patents
デイジタル直交復調回路Info
- Publication number
- JPH0522042A JPH0522042A JP3175553A JP17555391A JPH0522042A JP H0522042 A JPH0522042 A JP H0522042A JP 3175553 A JP3175553 A JP 3175553A JP 17555391 A JP17555391 A JP 17555391A JP H0522042 A JPH0522042 A JP H0522042A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- absolute value
- mixer
- correction
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はディジタル直交復調回路に関し、直
交する二つの信号の絶対値レベルを等しくし、位相差を
９０°とする補正を精密に行なうことにより歪みのない
復調の行なえるディジタル直交復調回路の実現を目的と
する。 【構成】 ９０°位相の異なる基準波を発生する基準波
発生回路１、この基準波を受信波に混合する二つの混合
器２及び３、所定の周波数成分のみを通過させる二つの
フィルタ４及び５、二乗平均を算出して復調信号を得る
復調手段６を備えるディジタル直交復調回路において、
ディジタル処理により直交する二つの信号の絶対値レベ
ルを比較し、比較結果に応じて一方の信号の強度を所定
量だけ増加又は減少させる絶対値レベル補正手段７を備
える。
交する二つの信号の絶対値レベルを等しくし、位相差を
９０°とする補正を精密に行なうことにより歪みのない
復調の行なえるディジタル直交復調回路の実現を目的と
する。 【構成】 ９０°位相の異なる基準波を発生する基準波
発生回路１、この基準波を受信波に混合する二つの混合
器２及び３、所定の周波数成分のみを通過させる二つの
フィルタ４及び５、二乗平均を算出して復調信号を得る
復調手段６を備えるディジタル直交復調回路において、
ディジタル処理により直交する二つの信号の絶対値レベ
ルを比較し、比較結果に応じて一方の信号の強度を所定
量だけ増加又は減少させる絶対値レベル補正手段７を備
える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直交復調回路に関し、特
に復調処理をディジタル処理にて行なうディジタル直交
復調回路に関する。
に復調処理をディジタル処理にて行なうディジタル直交
復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、検波回路としてはスーパーヘテロ
ダイン方式が一般的であるが、これに代わるものとして
直交復調回路によるダイレクトコンバージョン受信方式
がある。ダイレクトコンバージョン受信方式によれば回
路構成を簡単にすることができるとともに、調整箇所が
少なく高い信頼性が得られるという利点がある。
ダイン方式が一般的であるが、これに代わるものとして
直交復調回路によるダイレクトコンバージョン受信方式
がある。ダイレクトコンバージョン受信方式によれば回
路構成を簡単にすることができるとともに、調整箇所が
少なく高い信頼性が得られるという利点がある。
【０００３】特に近年においては、複雑なフィルタ処理
を高速で行なえるディジタルシグナルプロセッサ（以下
ＤＳＰと称する。）の性能向上と価格低下があり、復調
処理にこのＤＳＰを使用することで回路の一層の簡単化
と信頼性の向上が図られている。本出願人は、特開昭６
１−２７３００５号で簡単な構成で高い信頼性の得られ
る直交復調回路を提案しており、図９はその回路の基本
構成を示す図である。
を高速で行なえるディジタルシグナルプロセッサ（以下
ＤＳＰと称する。）の性能向上と価格低下があり、復調
処理にこのＤＳＰを使用することで回路の一層の簡単化
と信頼性の向上が図られている。本出願人は、特開昭６
１−２７３００５号で簡単な構成で高い信頼性の得られ
る直交復調回路を提案しており、図９はその回路の基本
構成を示す図である。
【０００４】図９において、局部発振源１１ｇからの発
振信号は混合器３ｇで受信波に混合されると同時に、位
相変換器１２ｇで９０°位相が変えられた後、混合器２
ｇで受信波に混合される。混合器２ｇからの信号は帯域
フィルタ（ＢＰＦ）４ｇを通って復調に必要な所定周波
数成分のみの信号＊Ｅ1 にされる。混合器３ｇからの信
号も同様であり、ＢＰＦ４ｇと５ｇは通常は低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）である。二つの信号＊Ｅ1 と＊Ｅ
2 は、位相成分を考慮してベクトル量で表わされるのが
一般的であり、ここでは＊でベクトル量であることを表
わす。
振信号は混合器３ｇで受信波に混合されると同時に、位
相変換器１２ｇで９０°位相が変えられた後、混合器２
ｇで受信波に混合される。混合器２ｇからの信号は帯域
フィルタ（ＢＰＦ）４ｇを通って復調に必要な所定周波
数成分のみの信号＊Ｅ1 にされる。混合器３ｇからの信
号も同様であり、ＢＰＦ４ｇと５ｇは通常は低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）である。二つの信号＊Ｅ1 と＊Ｅ
2 は、位相成分を考慮してベクトル量で表わされるのが
一般的であり、ここでは＊でベクトル量であることを表
わす。
【０００５】＊Ｅ1 と＊Ｅ2 は、Ａ／Ｄ変換器９１ｇと
９２ｇでディジタル変換された後、６１ｇから６４ｇの
演算器で二乗平均を求められる。これが受信波の信号で
あり、Ｄ／Ａ変換器９３ｇでアナログ信号に変換されて
出力される。演算器６１ｇから６４ｇは、すべてＤＳＰ
によるディジタルフィルタの形で実現される。ここでは
ディジタル処理により二乗平均を算出したが、もちろん
アナログ処理により行なうことも原理的には可能であ
る。しかし実際には精度等の点で問題があり、ＤＳＰに
よるディジタル処理で行なうことが必要である。
９２ｇでディジタル変換された後、６１ｇから６４ｇの
演算器で二乗平均を求められる。これが受信波の信号で
あり、Ｄ／Ａ変換器９３ｇでアナログ信号に変換されて
出力される。演算器６１ｇから６４ｇは、すべてＤＳＰ
によるディジタルフィルタの形で実現される。ここでは
ディジタル処理により二乗平均を算出したが、もちろん
アナログ処理により行なうことも原理的には可能であ
る。しかし実際には精度等の点で問題があり、ＤＳＰに
よるディジタル処理で行なうことが必要である。
【０００６】図９に示す回路は構成が簡単で容易に実現
できるという利点がある。しかし図９に示す回路では、
信号＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の二つの系路が等しいレベルを有し
且つ正確に直交していることが必要である。もし二つの
系路のレベルが異なるか、直交していない場合には、最
終的に得られる信号に歪みが発生する。このようなレベ
ルの差や位相のずれを生じる原因としては、局部発振１
１ｆからの信号の位相を９０°変化させる場合のずれ
や、ＬＰＦ４ｆと５ｆの特性の差異等がある。
できるという利点がある。しかし図９に示す回路では、
信号＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の二つの系路が等しいレベルを有し
且つ正確に直交していることが必要である。もし二つの
系路のレベルが異なるか、直交していない場合には、最
終的に得られる信号に歪みが発生する。このようなレベ
ルの差や位相のずれを生じる原因としては、局部発振１
１ｆからの信号の位相を９０°変化させる場合のずれ
や、ＬＰＦ４ｆと５ｆの特性の差異等がある。
【０００７】いずれにしろ＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の二つの信号
経路でレベル差があるか位相が９０°でない場合には、
正確な復調が行なえない。そこで二乗演算器６１ｇと６
２ｇに入力する前の段階で、ディジタル処理により二つ
の系路のレベルと位相差を補正することが行なわれる。
図１０は二つの系路のレベルの比率を検出して、同じレ
ベルになるように補正する回路の構成を示す図である。
＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の二つの系路の信号の絶対値を演算器７
７１ｈと７７２ｈで算出する。ここで算出された信号は
当然信号成分を含んでいるので、この信号成分より更に
低い周波数成分のみを通過させるＬＰＦ７７３ｈと７７
４ｈで＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値の平均を算出する。これ
がすなわち二つの系路をレベルである。除算器７７５ｈ
で二つのレベルの比率を算出し、二つの経路のレベルが
一致するように＊Ｅ2 の経路の信号を乗算器７１ｈで増
幅する。このようにして二つの経路のレベルは等しく保
持される。
経路でレベル差があるか位相が９０°でない場合には、
正確な復調が行なえない。そこで二乗演算器６１ｇと６
２ｇに入力する前の段階で、ディジタル処理により二つ
の系路のレベルと位相差を補正することが行なわれる。
図１０は二つの系路のレベルの比率を検出して、同じレ
ベルになるように補正する回路の構成を示す図である。
＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の二つの系路の信号の絶対値を演算器７
７１ｈと７７２ｈで算出する。ここで算出された信号は
当然信号成分を含んでいるので、この信号成分より更に
低い周波数成分のみを通過させるＬＰＦ７７３ｈと７７
４ｈで＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値の平均を算出する。これ
がすなわち二つの系路をレベルである。除算器７７５ｈ
で二つのレベルの比率を算出し、二つの経路のレベルが
一致するように＊Ｅ2 の経路の信号を乗算器７１ｈで増
幅する。このようにして二つの経路のレベルは等しく保
持される。
【０００８】次に二つの経路の信号の位相差が９０°か
らずれた場合の補正について説明する。本出願人は、特
願平３−１１３１１８号で位相差を補正する直交変調回
路を開示しており、その回路を例として説明する。図１
１は二つの経路の信号＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の位相差が９０°
からθt ずれた場合の関係を二次元で表わした図であ
る。＊Ｅ2 を＊Ｅ1 に直交するベクトル量にするには、
＊Ｅ2 sin θt の絶対値に等しい＊Ｅ1 方向のベクトル
を＊Ｅ2 に加えれば、＊Ｅ1 と直交する＊Ｅ21が得られ
ることがわかる。但し＊Ｅ21の大きさは＊Ｅ2 とは等し
くないので、更に大きさの補正を行って＊Ｅ22を得る必
要がある。
らずれた場合の補正について説明する。本出願人は、特
願平３−１１３１１８号で位相差を補正する直交変調回
路を開示しており、その回路を例として説明する。図１
１は二つの経路の信号＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の位相差が９０°
からθt ずれた場合の関係を二次元で表わした図であ
る。＊Ｅ2 を＊Ｅ1 に直交するベクトル量にするには、
＊Ｅ2 sin θt の絶対値に等しい＊Ｅ1 方向のベクトル
を＊Ｅ2 に加えれば、＊Ｅ1 と直交する＊Ｅ21が得られ
ることがわかる。但し＊Ｅ21の大きさは＊Ｅ2 とは等し
くないので、更に大きさの補正を行って＊Ｅ22を得る必
要がある。
【０００９】上記の補正を実現するのが図１２に示す回
路である。ここでは詳しい説明は省略するが、乗算器８
３１ｉでベクトル＊Ｅ1 と＊Ｅ2の内積をとると、その
結果は＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値の積に sinθt を乗じた
値である。もちろん＊Ｅ1 と＊Ｅ2 には高周波成分が含
まれているので、ＬＰＦ８３２ｉで低周波成分のみを取
り出す。＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値の積は二乗和を算出す
る加算器６３ｉより出力されるので、やはりＬＰＦ８４
１ｉで低周波成分のみを取り出して除算器８３４ｉで比
率を求めれば sinθt が算出できる。定数乗算器８３３
ｉは係数の補正を行なう。このようにして算出した sin
θt を乗算器８３６ｉで＊Ｅ1 に乗じて、加算器８３５
ｉで＊Ｅ2 に加えれば図１１の＊Ｅ21が得られる。８３
７ｉから８４０ｉは＊Ｅ21を＊Ｅ22に補正する部分であ
る。
路である。ここでは詳しい説明は省略するが、乗算器８
３１ｉでベクトル＊Ｅ1 と＊Ｅ2の内積をとると、その
結果は＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値の積に sinθt を乗じた
値である。もちろん＊Ｅ1 と＊Ｅ2 には高周波成分が含
まれているので、ＬＰＦ８３２ｉで低周波成分のみを取
り出す。＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値の積は二乗和を算出す
る加算器６３ｉより出力されるので、やはりＬＰＦ８４
１ｉで低周波成分のみを取り出して除算器８３４ｉで比
率を求めれば sinθt が算出できる。定数乗算器８３３
ｉは係数の補正を行なう。このようにして算出した sin
θt を乗算器８３６ｉで＊Ｅ1 に乗じて、加算器８３５
ｉで＊Ｅ2 に加えれば図１１の＊Ｅ21が得られる。８３
７ｉから８４０ｉは＊Ｅ21を＊Ｅ22に補正する部分であ
る。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】図１０及び図１２に示
すように＊Ｅ1 と＊Ｅ2 のレベルを合せ、位相を９０°
にすることにより歪みのない信号が再生できる。図示の
通りこれらの補正はかなり複雑な処理が必要であり、Ｄ
ＳＰを用いて行なうのが現実的である。図９及び図１１
に示す回路においては、ＬＰＦ７７３ｇ、７７４ｇ、８
３２ｈ及び８４１ｈが用いられる。これらの低域通過フ
ィルタは信号＊Ｅ1 及び＊Ｅ2 に含まれる変調成分の混
入を防ぐ必要があり、フィルタのカットオフ周波数をこ
の変調成分よりも低くすることが必要である。ＤＳＰで
ディジタルフィルタを形成する場合の代表的な構成例は
図１３に示すようなインフィニットインパルスフィルタ
である。このような構成でサンプリング周波数が３００
ＫＨz であり、カットオフ周波数が１Ｈz であるような
図１０及び図１２で使用できるフィルタを形成するに
は、各増幅器の係数を図１３に示すような値にする必要
がある。
すように＊Ｅ1 と＊Ｅ2 のレベルを合せ、位相を９０°
にすることにより歪みのない信号が再生できる。図示の
通りこれらの補正はかなり複雑な処理が必要であり、Ｄ
ＳＰを用いて行なうのが現実的である。図９及び図１１
に示す回路においては、ＬＰＦ７７３ｇ、７７４ｇ、８
３２ｈ及び８４１ｈが用いられる。これらの低域通過フ
ィルタは信号＊Ｅ1 及び＊Ｅ2 に含まれる変調成分の混
入を防ぐ必要があり、フィルタのカットオフ周波数をこ
の変調成分よりも低くすることが必要である。ＤＳＰで
ディジタルフィルタを形成する場合の代表的な構成例は
図１３に示すようなインフィニットインパルスフィルタ
である。このような構成でサンプリング周波数が３００
ＫＨz であり、カットオフ周波数が１Ｈz であるような
図１０及び図１２で使用できるフィルタを形成するに
は、各増幅器の係数を図１３に示すような値にする必要
がある。
【００１１】図１３に示すような係数を実現するには有
効桁数が２０桁にもなることがわかる。近年ＤＳＰはそ
の性能が著しく向上しているが、図１３に示すような係
数を完全に実現することは難しい。また仮に実現できた
としても非常に価格の高いものになる。そこで現実には
有効桁数を小さくして、図１３に示す係数の途中までを
有効にしてそれ以上は無視している。すなわち桁落ちで
対処している。しかしこのような形で低域通過フィルタ
を実現すると正確に補正を行なえなくなり、出力信号に
歪みを生じる。
効桁数が２０桁にもなることがわかる。近年ＤＳＰはそ
の性能が著しく向上しているが、図１３に示すような係
数を完全に実現することは難しい。また仮に実現できた
としても非常に価格の高いものになる。そこで現実には
有効桁数を小さくして、図１３に示す係数の途中までを
有効にしてそれ以上は無視している。すなわち桁落ちで
対処している。しかしこのような形で低域通過フィルタ
を実現すると正確に補正を行なえなくなり、出力信号に
歪みを生じる。
【００１２】このようにディジタル信号処理によりサン
プリング周波数に比べて著しく低いカットオフ周波数を
有する低域通過フィルタを形成して直交復調回路の補正
を行なう場合には、正確な補正を行なうのが難しいとい
う問題がある。本発明は上記問題点に鑑みてなされたも
のであり、ディジタル処理により直交復調を行なう場合
に、より正確な補正を可能とし、歪みの少ない出力が得
られる直交復調回路の実現を目的とする。
プリング周波数に比べて著しく低いカットオフ周波数を
有する低域通過フィルタを形成して直交復調回路の補正
を行なう場合には、正確な補正を行なうのが難しいとい
う問題がある。本発明は上記問題点に鑑みてなされたも
のであり、ディジタル処理により直交復調を行なう場合
に、より正確な補正を可能とし、歪みの少ない出力が得
られる直交復調回路の実現を目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタル直交
復調回路は上記問題点を解決するため、信号レベルの大
小の判定及び位相が９０°に対して進んでいるか遅れて
いるかの判定は正確に行なえることに着目し、その判定
結果に基づいて所定の微小量づつ補正する。図１は本発
明のディジタル直交復調回路の基本構成を示す図であ
る。なおすべての構成に関する図においては、同一機能
部分には同一番号を付し、図２以降順にアルファベット
の小文字を付して表わす。
復調回路は上記問題点を解決するため、信号レベルの大
小の判定及び位相が９０°に対して進んでいるか遅れて
いるかの判定は正確に行なえることに着目し、その判定
結果に基づいて所定の微小量づつ補正する。図１は本発
明のディジタル直交復調回路の基本構成を示す図であ
る。なおすべての構成に関する図においては、同一機能
部分には同一番号を付し、図２以降順にアルファベット
の小文字を付して表わす。
【００１４】すなわち本発明のディジタル直交復調回路
は、９０°位相の異なる二つの基準波を発生する基準波
発生回路１、受信波と二つの基準波をそれぞれ混合する
第一混合器２と第二混合器３、第一混合器２と第二混合
器３のそれぞれの出力の所定周波数成分のみを通過させ
る第一フィルタ４と第二フィルタ５、及びディジタル処
理により第一フィルタ４と第二フィルタ５からの出力の
二乗平均を算出して復調信号を得る復調手段６を備える
ディジタル直交復調回路において、ディジタル処理によ
り第一フィルタ４と第二フィルタ５からの出力の強度の
絶対値レベルを比較し、比較結果に応じて第一フィルタ
又は第二フィルタ５からの出力の一方の強度を所定量だ
け増加又は減少させる補正を行ない、補正後の絶対値レ
ベルの比較を更に行なって絶対値レベルを一致させるよ
うに補正を繰り返す絶対値レベル補正手段７を備える。
は、９０°位相の異なる二つの基準波を発生する基準波
発生回路１、受信波と二つの基準波をそれぞれ混合する
第一混合器２と第二混合器３、第一混合器２と第二混合
器３のそれぞれの出力の所定周波数成分のみを通過させ
る第一フィルタ４と第二フィルタ５、及びディジタル処
理により第一フィルタ４と第二フィルタ５からの出力の
二乗平均を算出して復調信号を得る復調手段６を備える
ディジタル直交復調回路において、ディジタル処理によ
り第一フィルタ４と第二フィルタ５からの出力の強度の
絶対値レベルを比較し、比較結果に応じて第一フィルタ
又は第二フィルタ５からの出力の一方の強度を所定量だ
け増加又は減少させる補正を行ない、補正後の絶対値レ
ベルの比較を更に行なって絶対値レベルを一致させるよ
うに補正を繰り返す絶対値レベル補正手段７を備える。
【００１５】更に別の態様では、第一フィルタ４と第二
フィルタ５からの出力の強度の絶対値レベルを基準値と
それぞれ比較し、比較結果に応じてそれぞれを所定量だ
け増加又は減少させる補正を行ない、補正後の絶対値レ
ベルの基準値との比較を行って絶対値レベルを基準値に
それぞれ一致させるように補正を繰り返す絶対値レベル
補正手段を備える。
フィルタ５からの出力の強度の絶対値レベルを基準値と
それぞれ比較し、比較結果に応じてそれぞれを所定量だ
け増加又は減少させる補正を行ない、補正後の絶対値レ
ベルの基準値との比較を行って絶対値レベルを基準値に
それぞれ一致させるように補正を繰り返す絶対値レベル
補正手段を備える。
【００１６】更に別の態様では、第一フィルタ４と第二
フィルタ５の出力の位相差が９０°より大きいか小さい
かに応じて一方の位相を所定量だけ進ませるか又は遅ら
せる補正を行ない、補正後の位相差を更に検出して位相
差を９０°にするように補正を繰り返す位相差補正手段
を備える。
フィルタ５の出力の位相差が９０°より大きいか小さい
かに応じて一方の位相を所定量だけ進ませるか又は遅ら
せる補正を行ない、補正後の位相差を更に検出して位相
差を９０°にするように補正を繰り返す位相差補正手段
を備える。
【００１７】
【作用】従来においては、絶対値レベルの補正を行なう
場合には＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値レベルの比率を算出
し、その比率で一方の信号を増幅又は減衰させている。
位相差の場合も同様に、位相差を検出して検出した位相
差だけ位相を進めるか又は遅らせていた。そのため桁落
ちにより誤差が生じるとそのまま出力に影響した。
場合には＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値レベルの比率を算出
し、その比率で一方の信号を増幅又は減衰させている。
位相差の場合も同様に、位相差を検出して検出した位相
差だけ位相を進めるか又は遅らせていた。そのため桁落
ちにより誤差が生じるとそのまま出力に影響した。
【００１８】＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値レベルのどちらが
高いか、又は基準値に対して大きいか小さいか、更に位
相差が９０°より大きいか小さいかの判定は比較的正確
に行なえる。そのためその判定結果に基づいて微小量づ
つ補正し、補正後の結果を更に判定して補正を繰り返せ
ば徐々に正規の状態に近づき、その後は補正量の分だけ
変動するだけであり、補正量を小さくすれば正確な補正
が可能で、歪のない復調出力が得られる。このためたと
え＊Ｅ1と＊Ｅ2 に含まれる信号成分の一部が低域フィ
ルタを通過しても出力に急激に影響することはない。こ
れはこの部分が低域通過フィルタの作用も果しているこ
とを意味する。
高いか、又は基準値に対して大きいか小さいか、更に位
相差が９０°より大きいか小さいかの判定は比較的正確
に行なえる。そのためその判定結果に基づいて微小量づ
つ補正し、補正後の結果を更に判定して補正を繰り返せ
ば徐々に正規の状態に近づき、その後は補正量の分だけ
変動するだけであり、補正量を小さくすれば正確な補正
が可能で、歪のない復調出力が得られる。このためたと
え＊Ｅ1と＊Ｅ2 に含まれる信号成分の一部が低域フィ
ルタを通過しても出力に急激に影響することはない。こ
れはこの部分が低域通過フィルタの作用も果しているこ
とを意味する。
【００１９】処理開始時点で一回の補正量に比べてずれ
が大きい場合には、正常になるまで時間がかかる。初期
のずれは基準信号発生部等の性能である程度定まるの
で、これらの性能と補正の応答性、及び最終的な復調信
号の許容できる歪率等を勘案して一回の補正量が決めら
れる。
が大きい場合には、正常になるまで時間がかかる。初期
のずれは基準信号発生部等の性能である程度定まるの
で、これらの性能と補正の応答性、及び最終的な復調信
号の許容できる歪率等を勘案して一回の補正量が決めら
れる。
【００２０】
【実施例】直交復調回路は、簡単な回路で直接可聴信号
に変換できるため、音声無線等に使用されることが多
く、ここでも音声無線に本発明を適用した実施例につい
て説明する。図２は実施例の全体構成を示す図である。
図において１１ａは受信波の搬送周波数と等しい周波数
の基準波を発生させる発振源である。１２ａはこの基準
波の位相を９０°変えたもう一つの基準波に変換する移
相器である。二つの基準波は位相差が９０°であること
が必要であるが、実際には移相器１２ａで若干の誤差を
生じ、これが復調信号の歪みとなる。２ａと３ａは受信
波に二つの基準波をそれぞれ混合する混合器であり、こ
こで出力された信号は低域周波数成分のみを通過させる
ＬＰＦ４ａと５ａを通過して前述の＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の信
号になる。
に変換できるため、音声無線等に使用されることが多
く、ここでも音声無線に本発明を適用した実施例につい
て説明する。図２は実施例の全体構成を示す図である。
図において１１ａは受信波の搬送周波数と等しい周波数
の基準波を発生させる発振源である。１２ａはこの基準
波の位相を９０°変えたもう一つの基準波に変換する移
相器である。二つの基準波は位相差が９０°であること
が必要であるが、実際には移相器１２ａで若干の誤差を
生じ、これが復調信号の歪みとなる。２ａと３ａは受信
波に二つの基準波をそれぞれ混合する混合器であり、こ
こで出力された信号は低域周波数成分のみを通過させる
ＬＰＦ４ａと５ａを通過して前述の＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の信
号になる。
【００２１】本発明では復調処理はすべてディジタル処
理で行なわれるため上記の信号＊Ｅ 1 と＊Ｅ2 はＡ／Ｄ
変換器９１ａと９２ａによりディジタル変換された後、
補正手段７ａにより補正され、復調手段６ａにより復調
された後、Ｄ／Ａ変換器９３ａでアナログの可聴信号に
変換される。補正手段７ａと復調手段６ａはすべてＤＳ
Ｐ１００ａによるディジタルフィルタで構成されてお
り、ＤＳＰ１００ａはマイクロコンピュータにより制御
されるがここでは図示していない。
理で行なわれるため上記の信号＊Ｅ 1 と＊Ｅ2 はＡ／Ｄ
変換器９１ａと９２ａによりディジタル変換された後、
補正手段７ａにより補正され、復調手段６ａにより復調
された後、Ｄ／Ａ変換器９３ａでアナログの可聴信号に
変換される。補正手段７ａと復調手段６ａはすべてＤＳ
Ｐ１００ａによるディジタルフィルタで構成されてお
り、ＤＳＰ１００ａはマイクロコンピュータにより制御
されるがここでは図示していない。
【００２２】次に本発明の特徴部分である補正手段７に
ついての実施例を説明する。図３は、＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の
強度の絶対値レベルを比較し、比較結果に基づいて＊Ｅ
2 のレベルを補正する実施例の構成を示す図である。絶
対値演算器７７１ｂと７７２ｂは＊Ｅ21と＊Ｅ1の絶対
値を算出してＬＰＦ７７３ｂと７７４ｂに出力する。＊
Ｅ1 と＊Ｅ2 （＊Ｅ21）には信号成分が含まれており、
信号強度は当然変動している。補正をするのは絶対値レ
ベルであり、ＬＰＦ７７３ｂと７７４ｂで低周波成分の
みを取り出す。これは＊Ｅ1 と＊Ｅ21の平均レベルを求
めることと同等である。
ついての実施例を説明する。図３は、＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の
強度の絶対値レベルを比較し、比較結果に基づいて＊Ｅ
2 のレベルを補正する実施例の構成を示す図である。絶
対値演算器７７１ｂと７７２ｂは＊Ｅ21と＊Ｅ1の絶対
値を算出してＬＰＦ７７３ｂと７７４ｂに出力する。＊
Ｅ1 と＊Ｅ2 （＊Ｅ21）には信号成分が含まれており、
信号強度は当然変動している。補正をするのは絶対値レ
ベルであり、ＬＰＦ７７３ｂと７７４ｂで低周波成分の
みを取り出す。これは＊Ｅ1 と＊Ｅ21の平均レベルを求
めることと同等である。
【００２３】ＬＰＦ７７３ｂと７７４ｂには図１２に示
したようなフィルタ構成が用いられる。そのため前述の
ように誤差が生じるが、ここでは大小の判定のみを行な
うためこの誤差は問題にならない。比較器７７５ｂで両
方の平均レベルＥ1 とＥ21を比較する。Ｅ1 の方が大き
い場合には、スイッチ７４ｂで７５ｂの値（１＋ａ）を
選択して、遅延器７２ｂに記憶された前の係数に乗算器
７３ｂで乗じた後に、乗算器７１ｂで＊Ｅ2 に乗ぜられ
る。これにより＊Ｅ2 はａの値に対応する分だけ増幅さ
れて＊Ｅ21となる。そしてこれが＊Ｅ1 と＊Ｅ21が一致
するまで繰り返えされる。
したようなフィルタ構成が用いられる。そのため前述の
ように誤差が生じるが、ここでは大小の判定のみを行な
うためこの誤差は問題にならない。比較器７７５ｂで両
方の平均レベルＥ1 とＥ21を比較する。Ｅ1 の方が大き
い場合には、スイッチ７４ｂで７５ｂの値（１＋ａ）を
選択して、遅延器７２ｂに記憶された前の係数に乗算器
７３ｂで乗じた後に、乗算器７１ｂで＊Ｅ2 に乗ぜられ
る。これにより＊Ｅ2 はａの値に対応する分だけ増幅さ
れて＊Ｅ21となる。そしてこれが＊Ｅ1 と＊Ｅ21が一致
するまで繰り返えされる。
【００２４】動作開始時点では遅延器７２ｂには１が格
納される。例えば補正値として連続して（１＋ａ）が選
択されると＊Ｅ2 への補正量は（１＋ａ）の累乗にな
る。ａは１に比べて非常に小さいため、実質的にはｎ回
目には（１＋ｎａ）が補正量になる。ａを小さく設定す
れば精密な補正が可能であるが、徐々にしか補正できな
い。
納される。例えば補正値として連続して（１＋ａ）が選
択されると＊Ｅ2 への補正量は（１＋ａ）の累乗にな
る。ａは１に比べて非常に小さいため、実質的にはｎ回
目には（１＋ｎａ）が補正量になる。ａを小さく設定す
れば精密な補正が可能であるが、徐々にしか補正できな
い。
【００２５】逆にａを非常に小さくして精密な補正を行
なおうとする場合、図３の回路では補正量の変化は１＋
ａ又は１−ａのａで決定されるため、ａを非常に小さな
値とする必要がある。しかしＤＳＰで浮動小数点演算を
行なう時、記憶されるのは１＋ａ又は１−ａであるから
ａを１に比べてあまり小さくすると＊Ｅ2 への乗算等で
桁落ちが生じてしまう。そこで図３の回路に比べて若干
複雑になるが、桁落ちを発生しにくくしたのが図４に示
す回路である。
なおうとする場合、図３の回路では補正量の変化は１＋
ａ又は１−ａのａで決定されるため、ａを非常に小さな
値とする必要がある。しかしＤＳＰで浮動小数点演算を
行なう時、記憶されるのは１＋ａ又は１−ａであるから
ａを１に比べてあまり小さくすると＊Ｅ2 への乗算等で
桁落ちが生じてしまう。そこで図３の回路に比べて若干
複雑になるが、桁落ちを発生しにくくしたのが図４に示
す回路である。
【００２６】図４では記憶されるのは＋ａと−ａであ
り、このいずれかをスイッチで選択し、加算器７３ｃで
遅延器７２ｃに記憶された前回の補正量と加え合せる。
そしてこの値と＊Ｅ2 の積を乗積器７１ｃで算出した
後、加算器７０ｃで＊Ｅ2 に加えて補正する。これなら
ば桁落ちは生じにくくなる。前述の通り図３に示したデ
ィジタル演算回路は実際にはＤＳＰを用いて実現され
る。図３の演算回路をＤＳＰで行なうための処理手順を
図５に示す。ステップ１０１では、＊Ｅ2 にｂを乗じ
る。開始時点ではｂは１である。ステップ１０２では＊
Ｅ1 の絶対値を求め、更に図１２に示したような低域通
過処理（ローパスフィルタ処理）を行ない、＊Ｅ1 の絶
対値レベルＥ1 を算出する。ステップ１０３では同様
に、＊Ｅ21の絶対値レベルＥ21を算出する。ステップ１
０４ではＥ1 とＥ21の大小を比較し、Ｅ1 の方が大きけ
ればステップ１０５でｂを（１＋ａ）倍にして増加さ
せ、Ｅ1 の方が小さければステップ１０６でｂに（１−
ａ）を乗じて減少させる。そしてステップ１０１に戻
り、上記の処理を繰り返す。これにより＊Ｅ1 とＥ21の
絶対値レベルは一致するように補正される。
り、このいずれかをスイッチで選択し、加算器７３ｃで
遅延器７２ｃに記憶された前回の補正量と加え合せる。
そしてこの値と＊Ｅ2 の積を乗積器７１ｃで算出した
後、加算器７０ｃで＊Ｅ2 に加えて補正する。これなら
ば桁落ちは生じにくくなる。前述の通り図３に示したデ
ィジタル演算回路は実際にはＤＳＰを用いて実現され
る。図３の演算回路をＤＳＰで行なうための処理手順を
図５に示す。ステップ１０１では、＊Ｅ2 にｂを乗じ
る。開始時点ではｂは１である。ステップ１０２では＊
Ｅ1 の絶対値を求め、更に図１２に示したような低域通
過処理（ローパスフィルタ処理）を行ない、＊Ｅ1 の絶
対値レベルＥ1 を算出する。ステップ１０３では同様
に、＊Ｅ21の絶対値レベルＥ21を算出する。ステップ１
０４ではＥ1 とＥ21の大小を比較し、Ｅ1 の方が大きけ
ればステップ１０５でｂを（１＋ａ）倍にして増加さ
せ、Ｅ1 の方が小さければステップ１０６でｂに（１−
ａ）を乗じて減少させる。そしてステップ１０１に戻
り、上記の処理を繰り返す。これにより＊Ｅ1 とＥ21の
絶対値レベルは一致するように補正される。
【００２７】図３の実施例は、両方の絶対値レベルを一
致させるように補正したが、信号のレベルがある程度定
まっている時にはある基準値を設定して両方の絶対値レ
ベルをこの基準値に合せることで両方のレベルを合せる
ことも可能である。図６はこのような実施例の構成を示
す図である。図３に比べて比較器が７７６ｄと７７７ｄ
の二個あり、それぞれ＊Ｅ21と＊Ｅ1 の絶対値レベルと
７７８ｄに格納された基準値とを比較し、比較結果に応
じてそれぞれの系にフィードバックをかける。このよう
に基準値に合せるように補正することで、両方の絶対値
レベルが一致するだけでなく、常に基準値に合されるの
で自動利得制御としても働く。
致させるように補正したが、信号のレベルがある程度定
まっている時にはある基準値を設定して両方の絶対値レ
ベルをこの基準値に合せることで両方のレベルを合せる
ことも可能である。図６はこのような実施例の構成を示
す図である。図３に比べて比較器が７７６ｄと７７７ｄ
の二個あり、それぞれ＊Ｅ21と＊Ｅ1 の絶対値レベルと
７７８ｄに格納された基準値とを比較し、比較結果に応
じてそれぞれの系にフィードバックをかける。このよう
に基準値に合せるように補正することで、両方の絶対値
レベルが一致するだけでなく、常に基準値に合されるの
で自動利得制御としても働く。
【００２８】次に位相差の９０°よりのずれを補正する
実施の構成を図７に示す。乗算器８１８ｅで＊Ｅ1 と＊
Ｅ21の内積を算出し、ＬＰＦ８１９ｅで低周波成分のみ
を取り出す。ベクトルの内積は９０°をなす時に０であ
り、９０°より小さければプラスになり、大きければマ
イナスになる。そこでこの値を基準値のゼロと比較器８
２０ｅで比較して位相差が９０°より大きいか小さいか
を判定する。この場合もＬＰＦ８１９ｅは図１３に示し
たようなフィルタであり有効桁数により誤差が生じる
が、プラスかマイナスかの判定には問題ない。この判定
結果に従ってスイッチ８１５ｅで＋ａか−ａを選択し、
遅延器８１３ｅに記憶された前回の値との和を加算器８
１４ｅで算出する。この和が補正する角度αの sinαに
相等する。この sinαと＊Ｅ1 との積を乗算器８１２ｅ
で算出した後、加算器８１ｄで＊Ｅ 2 に加える。
実施の構成を図７に示す。乗算器８１８ｅで＊Ｅ1 と＊
Ｅ21の内積を算出し、ＬＰＦ８１９ｅで低周波成分のみ
を取り出す。ベクトルの内積は９０°をなす時に０であ
り、９０°より小さければプラスになり、大きければマ
イナスになる。そこでこの値を基準値のゼロと比較器８
２０ｅで比較して位相差が９０°より大きいか小さいか
を判定する。この場合もＬＰＦ８１９ｅは図１３に示し
たようなフィルタであり有効桁数により誤差が生じる
が、プラスかマイナスかの判定には問題ない。この判定
結果に従ってスイッチ８１５ｅで＋ａか−ａを選択し、
遅延器８１３ｅに記憶された前回の値との和を加算器８
１４ｅで算出する。この和が補正する角度αの sinαに
相等する。この sinαと＊Ｅ1 との積を乗算器８１２ｅ
で算出した後、加算器８１ｄで＊Ｅ 2 に加える。
【００２９】処理開始時に遅延器８１３ｅには０が格納
されており、位相のずれ量に到達するまで連続して＋ａ
又は−ａが選択されると補正回数だけ補正量が累積す
る。図１１に示したように＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の位相差が９
０°からθt だけずれた時、＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値が
等しければ、＊Ｅ1 sin θt を＊Ｅ2に加えれば得られ
る＊Ｅ21は＊Ｅ1 と９０°の位相差になる。但しθt は
９０°より大きい場合をマイナスとする。ここでは補正
角度量がαであるから、θt はαに相等する。
されており、位相のずれ量に到達するまで連続して＋ａ
又は−ａが選択されると補正回数だけ補正量が累積す
る。図１１に示したように＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の位相差が９
０°からθt だけずれた時、＊Ｅ1 と＊Ｅ2 の絶対値が
等しければ、＊Ｅ1 sin θt を＊Ｅ2に加えれば得られ
る＊Ｅ21は＊Ｅ1 と９０°の位相差になる。但しθt は
９０°より大きい場合をマイナスとする。ここでは補正
角度量がαであるから、θt はαに相等する。
【００３０】図１１から明らかなように＊Ｅ2 に＊Ｅ1
sin θt を加えて位相差を９０°になるように補正する
と、補正により得られる＊Ｅ21の絶対値は＊Ｅ2 より小
さくなる。この分を補正するには、＊Ｅ2 と＊Ｅ21の絶
対値の比が cosθt であることに着目して、加算器８１
４ｅで得られる sinαより cosαを算出する。まず二乗
演算器９４ｅで sin2 αを算出し、これを演算器９５ｅ
で１より減算した後、平方根演算器９６ｅで cosαを算
出する。除算器９７ｄで＊Ｅ21を cosαで除算すれば絶
対値の補正が行なえる。
sin θt を加えて位相差を９０°になるように補正する
と、補正により得られる＊Ｅ21の絶対値は＊Ｅ2 より小
さくなる。この分を補正するには、＊Ｅ2 と＊Ｅ21の絶
対値の比が cosθt であることに着目して、加算器８１
４ｅで得られる sinαより cosαを算出する。まず二乗
演算器９４ｅで sin2 αを算出し、これを演算器９５ｅ
で１より減算した後、平方根演算器９６ｅで cosαを算
出する。除算器９７ｄで＊Ｅ21を cosαで除算すれば絶
対値の補正が行なえる。
【００３１】以上の補正は絶対値レベルと位相差をそれ
ぞれ補正する回路であるが、実際には両方の補正を行な
う必要がある。図８はそのような回路の例である。この
回路では図示の通り、まず図６の回路で＊Ｅ1 と＊Ｅ2
を所定の絶対値レベルに補正し、その後図７の回路で位
相差を補正する。そしてこの位相補正により生じた誤差
を最後の回路で補正している。この補正は＊Ｅ2 のみに
対して行なえば良い。
ぞれ補正する回路であるが、実際には両方の補正を行な
う必要がある。図８はそのような回路の例である。この
回路では図示の通り、まず図６の回路で＊Ｅ1 と＊Ｅ2
を所定の絶対値レベルに補正し、その後図７の回路で位
相差を補正する。そしてこの位相補正により生じた誤差
を最後の回路で補正している。この補正は＊Ｅ2 のみに
対して行なえば良い。
【００３２】図８の回路では位相補正の前に絶対値レベ
ルを補正し、位相補正後にその位相補正による絶対値レ
ベルの補正を行っているが、最初に位相補正を行なえ
ば、絶対値レベルの補正は一回だけ行なえば良く、回路
が簡単になる。但し、位相補正の前に絶対値レベルの補
正を行なった方が位相補正の精度が向上する。
ルを補正し、位相補正後にその位相補正による絶対値レ
ベルの補正を行っているが、最初に位相補正を行なえ
ば、絶対値レベルの補正は一回だけ行なえば良く、回路
が簡単になる。但し、位相補正の前に絶対値レベルの補
正を行なった方が位相補正の精度が向上する。
【００３３】
【発明の効果】本発明により、歪みの少ない再生の行な
えるディジタル直交復調回路が実現できる。
えるディジタル直交復調回路が実現できる。
【図１】本発明のディジタル直交復調回路の基本構成を
示す図である。
示す図である。
【図２】本発明の実施例の全体構成を示す図である。
【図３】絶対値レベルを一致させる補正を行なう実施例
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図４】絶対値レベルを補正する他の回路例を示す図で
ある。
ある。
【図５】図３における比較処理をＤＳＰで行なうための
処理例を示すフローチャートである。
処理例を示すフローチャートである。
【図６】絶対値レベルを基準値に合せるように補正する
実施例の構成を示す図である。
実施例の構成を示す図である。
【図７】位相差を補正する実施例の構成を示す図であ
る。
る。
【図８】絶対値レベルと位相差の両方を補正する実施例
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図９】従来のディジタル直交復調回路を示す図であ
る。
る。
【図１０】図９の回路の絶対値レベルを補正する回路例
を示す図である。
を示す図である。
【図１１】図９の回路での位相差による誤差の発生を示
すベクトル図である。
すベクトル図である。
【図１２】図９の回路での位相差を補正する回路例を示
す図である。
す図である。
【図１３】図１０と図１２の回路で使用されるディジタ
ルローパスフィルタの構成例を示す図である。
ルローパスフィルタの構成例を示す図である。
１…基準波発生回路
２…第一混合器
３…第二混合器
４…第一フィルタ
５…第二フィルタ
６…復調手段
７…絶対値レベル補正手段
Claims (3)
- 【請求項１】 ９０°位相の異なる二つの基準波を発生
する基準波発生回路（１）、 受信波と該二つの基準波をそれぞれ混合する第一混合器
（２）と第二混合器（３）、 該第一混合器（２）と該第二混合器（３）のそれぞれの
出力の所定周波数成分のみを通過させる第一フィルタ
（４）と第二フィルタ（５）、及びディジタル処理によ
り該第一フィルタ（４）と該第二フィルタ（５）からの
出力の二乗平均を算出して復調信号を得る復調手段
（６）を備えるディジタル直交復調回路において、 ディジタル処理により該第一フィルタ（４）と該第二フ
ィルタ（５）からの出力の強度の絶対値レベルを比較
し、比較結果に応じて該第一フィルタ（４）又は該第二
フィルタ（５）からの出力の一方の強度を所定量だけ増
加又は減少させる補正を行ない、補正後の絶対値レベル
の比較を更に行なって絶対値レベルを一致させるように
補正を繰り返す絶対値レベル補正手段（７）を備えるこ
とを特徴とするディジタル直交復調回路。 - 【請求項２】 ９０°位相の異なる二つの基準波を発生
する基準波発生回路（１）、 受信波と該二つの基準波をそれぞれ混合する第一混合器
（２）と第二混合器（３）、 該第一混合器（２）と該第二混合器（３）のそれぞれの
出力の所定周波数成分のみを通過させる第一フィルタ
（４）と第二フィルタ（５）、及びディジタル処理によ
り該第一フィルタ（４）と該第二フィルタ（５）からの
出力の二乗平均を算出して復調信号を得る復調手段
（６）を備えるディジタル直交復調回路において、 ディジタル処理により該第一フィルタ（４）と該第二フ
ィルタ（５）からのそれぞれの出力の強度の絶対値レベ
ルを基準値と比較し、比較結果に応じて該第一フィルタ
（４）と該第二フィルタ（５）からの出力の強度を所定
量だけ増加又は減少させる補正を行ない、補正後の絶対
値レベルの該基準値との比較を行って絶対値レベルを該
基準値にそれぞれ一致させるように補正を繰り返す絶対
値レベル補正手段を備えることを特徴とするディジタル
直交復調回路。 - 【請求項３】 ９０°位相の異なる二つの基準波を発生
する基準波発生回路（１）、 受信波と該二つの基準波をそれぞれ混合する第一混合器
（２）と第二混合器（３）、 該第一混合器（２）と該第二混合器（３）のそれぞれの
出力の所定周波数成分のみを通過させる第一フィルタ
（４）と第二フィルタ（５）、及びディジタル処理によ
り該第一フィルタ（４）と該第二フィルタ（５）からの
出力の二乗平均を算出して復調信号を得る復調手段
（６）を備えるディジタル直交復調回路において、 ディジタル処理により該第一フィルタ（４）と該第二フ
ィルタ（５）からの出力の位相差を検出し、位相差が９
０°より大きいか小さいかに応じて、該第一フィルタ
（４）又は該第二フィルタ（５）からの出力の一方の位
相を所定量だけ進めるか遅らせるかの補正を行い、補正
後の位相差の検出を更に行ない位相差を９０°にするよ
うに補正を繰り返す位相差補正手段を備えることを特徴
とするディジタル直交復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3175553A JP2653941B2 (ja) | 1991-07-16 | 1991-07-16 | ディジタル直交復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3175553A JP2653941B2 (ja) | 1991-07-16 | 1991-07-16 | ディジタル直交復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0522042A true JPH0522042A (ja) | 1993-01-29 |
| JP2653941B2 JP2653941B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=15998099
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3175553A Expired - Fee Related JP2653941B2 (ja) | 1991-07-16 | 1991-07-16 | ディジタル直交復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2653941B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7278596B2 (en) | 2001-07-27 | 2007-10-09 | Komatsu Ltd. | Crusher and mobile crushing machine equipped with the crusher |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61176308A (ja) * | 1985-01-30 | 1986-08-08 | 株式会社 大井製作所 | リクライニングシ−トの位置決め装置 |
| JPS61273005A (ja) * | 1985-05-28 | 1986-12-03 | Fujitsu Ten Ltd | 振幅変調方式受信機 |
| JPH02241250A (ja) * | 1989-03-15 | 1990-09-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 復調装置 |
| JPH04109704A (ja) * | 1990-08-29 | 1992-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | 位相検波装置 |
-
1991
- 1991-07-16 JP JP3175553A patent/JP2653941B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61176308A (ja) * | 1985-01-30 | 1986-08-08 | 株式会社 大井製作所 | リクライニングシ−トの位置決め装置 |
| JPS61273005A (ja) * | 1985-05-28 | 1986-12-03 | Fujitsu Ten Ltd | 振幅変調方式受信機 |
| JPH02241250A (ja) * | 1989-03-15 | 1990-09-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 復調装置 |
| JPH04109704A (ja) * | 1990-08-29 | 1992-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | 位相検波装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7278596B2 (en) | 2001-07-27 | 2007-10-09 | Komatsu Ltd. | Crusher and mobile crushing machine equipped with the crusher |
| US7293727B2 (en) | 2001-07-27 | 2007-11-13 | Komatsu Ltd. | Crusher and mobile crushing machine equipped with the crusher |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2653941B2 (ja) | 1997-09-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4731796A (en) | Multi-mode radio transceiver | |
| JPH0690261A (ja) | 直接変換受信機における信号チャネル間の利得及び位相エラー制御方法及び装置 | |
| US8976914B2 (en) | Multi-tap IQ imbalance estimation and correction circuit and method | |
| KR100581059B1 (ko) | 직교 복조 수신 시스템에서 가변루프이득을 이용한 동위상채널과 직교 채널 간 위상 및 이득 불일치 보상 장치 및그 방법 | |
| US6661852B1 (en) | Apparatus and method for quadrature tuner error correction | |
| US6442383B1 (en) | Demodulator and digital wireless communication receiver | |
| US7480348B2 (en) | I/Q demodulation circuit | |
| US5915028A (en) | Amplitude demodulator | |
| CN101142751B (zh) | 接收和解调频率调制rf信号的接收机以及其中的操作方法 | |
| US20050078776A1 (en) | Apparatus and method for compensating I/Q imbalance based on gain-controlled reference channel in orthogonal frequency division multiplex | |
| JP3386114B2 (ja) | 復調装置及び方法 | |
| US8064863B1 (en) | Image rejection calibration | |
| EP0973255B1 (en) | 90 degree phase shifter and image rejection mixer | |
| EP0671838A2 (en) | DPSK receiver with Doppler compensation | |
| JPH0522042A (ja) | デイジタル直交復調回路 | |
| CA2197472A1 (en) | Method and apparatus for the correction of signal-pairs | |
| CN101390360A (zh) | 同相和正交路径失衡补偿 | |
| US20060067431A1 (en) | Circuit and method for recovering a carrier | |
| JP4312705B2 (ja) | 直交復調誤差補償方法および直交復調誤差補償回路 | |
| US4833416A (en) | QPSK/BPSK demodulator | |
| JP2003309615A (ja) | 直交復調器 | |
| US7474711B2 (en) | Method and system for I/Q imbalance and DC offset correction | |
| JPH04275746A (ja) | 直交変調器 | |
| JP2004023340A (ja) | 周波数制御装置 | |
| US20230171143A1 (en) | Correction circuit and correction method |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19970415 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090523 Year of fee payment: 12 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |