JPH043594Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この考案は、高電圧に充電するコンデンサを負
荷とする電源回路に適当なDC−DCコンバータに
関する。

「従来の技術」 乾電池などの直流電源から直流の高電圧を出力
させる手段として、トランジスタなどの半導体素
子とトランスとを用いた自動発振回路が広く利用
されている。

この種の発振回路のうちで、一つの発振トラン
ジスタを用いるものにブロツキング発振回路があ
るが、交流出力の半サイクルのみを整流して直流
出力とする発振回路としては第３図及び第４図に
示す回路構成のものが知られている。

第３図の発振回路は、昇圧トランス１、発振ト
ランジスタ２、時定数回路を形成する抵抗３及び
コンデンサ４から構成され、交流出力電圧がダイ
オード５によつて整流され直流電圧が出力する。
その他、この図における参照符号６は電池電源、
７は電源スイツチ、８は負荷として接続したコン
デンサである。

この発振回路の場合、発振トランジスタ２が
ONしている周期に負荷電流が流れてコンデンサ
８を充電する。

このときの出力電圧Eoは、Eo＝Ｅ・（Ns／
Np）によつて基本的に定められる。なお、Ｅは
電池電源６の電圧、Npは昇圧トランス１の一次
コイルＰの巻数、Nsは同トランス１の二次コイ
ルＳの巻数である。

第４図の発振回路は、上記した第３図の発振回
路に比べて昇圧トランス１の二次コイルの接続極
性が図示する如く異なつている。

この発振回路は、発振トランジスタ２がONし
ている周期では負荷電流が流れず、発振トランジ
スタ２がOFFして昇圧トランス１の一次コイル
Ｐの電流が断たれた時点からコンデンサ８に対し
て負荷電流が流れる。

すなわち、発振トランジスタ２のOFF周期の
間に一次コイルＰの周囲に蓄積した磁気エネルギ
ーが、フライバツクして二次コイルから取り出さ
れる。

したがつて、この発振回路の出力電圧は昇圧ト
ランスの巻数比では定まらず、発振トランジスタ
２がOFFする直前に一次コイルＰに流れている
電流の大きさと、発振トランジスタがONとOFF
の両状態の間を移行する動作速度に比例する。

これより、このフライバツク形の発振回路は高
電圧出力となる。

「考案が解決しようとする問題点」 以上より分かる如く、第４図に示したフライバ
ツク形の発振回路は、比較的に大なる容量のコン
デンサ８を高電圧に充電する電源回路に適する
が、ただ、このコンデンサ８の充電と放電とを短
時間周期で繰り返すような場合、例えば、数秒に
一回或いは１秒に数十回の頻度で充放電を繰返す
構成とする場合に、昇圧トランス１のマグネテイ
ツクリセツトが不充分となつて電力変換効率が低
下するという欠点がある。

この理由は主に以下の点に関連している。

(1) 発振トランジスタ２の発振周期が短く設計さ
れる。

(2) 発振トランジスタ２がOFFする直前に一次
コイルＰに流れる電流が大きくなるように構成
される。

(3) 発振トランジスタ２に加えることができる電
圧の許容限度が比較的に低いため、昇圧トラン
ス１の巻数比ｎがある程度大きな値となる。

一例として、コンデンサ８を500ボルトに充電
し、発振トランジスタ２のコレクタ・エミツタ間
に加わる電圧として50ボルトが限界であるとすれ
ば、昇圧トランス１の一次コイルＰに現われる電
圧は（50−Ｅ）ボルト以下に保つ必要があること
から、Ns／Np＝ｎを20に選ぶと、500／20＝25
ボルトが発振トランジスタ２のコレクタ・エミツ
タ間に加わることになる。

一方、二次コイルＳのインダクタンスは一次コ
イルＰのインダクタンスLpに対してn²Lpの値を
持つため、巻数比ｎが上記したように定まる関係
からこのインダクタンスn²Lpが可成り増加し、
これより、コンデンサ８の充電々荷が零または零
に近い状態のときに、二次コイルＳには極めて長
い時間にわたつて負荷電流が流れる。

その結果、発振トランジスタ２の発振周期が短
いことと相俟て、二次コイルＳの電流が充分に減
少しないうちにこのトランジスタ２が次のON周
期に突入してしまう。

このような現象は、磁性鉄心を有する昇圧トラ
ンス１を備えた上記の発振回路にとつて悪影響と
なると共に発振トランジスタ２を破損する原因と
なる。

上記した現象について第５図を参照しながら今
少し詳細に説明する。なお、第５図は昇圧トラン
ス１が備える磁性鉄心のＢ−Ｈ曲線である。

磁性鉄心は発振トランジスタ２の第１回目の
ONでａ〜ｂに向かつて磁化され、続くOFFで充
分な時間がある場合（コンデンサ８の充電が零ま
たは零に近い場合）にはｂ〜ｃに戻つてマグネテ
イツクリセツトとなる。このトランジスタ２が引
き続いてONとなれば、ｃ〜ｂに向かつて磁化さ
れ、以後、ｃ〜ｂのループが繰返されるときには
安定動作となる。

発振トランジスタ２がｂ〜ｃに戻る途中でON
すると、ｄ〜ｅに向かつて磁化され、同様に、ｅ
〜ｄに戻る前にOFFからONになると、ｆ〜ｇに
向かつて磁化される。

正しくは上記したｃ〜ｂ，ｄ〜ｅ，ｆ〜ｇのル
ープはＨ軸から見て同じ長さとなるから、マグネ
テイツクリセツトされないときには、徐々に磁束
が飽和する領域に入つていく。

したがつて、昇圧トランス１の二次コイルＳの
電柱が零に近ずかないうちに発振トランジスタ２
がON周期に入いると、磁性鉄心が充分にマグネ
テイツクリセツトされないまま磁化力増加方向に
駆動され磁束飽和の状態に次第に追い込まれ、極
端な場合にはトランス機能を失うことがある。

実際には、コンデンサ８の充電々圧が徐々に上
昇し、二次コイルＳの電流が零に達する時間が漸
時減少するので、マグネテイツクリセツトが行な
われるように発振トランジスタ２のOFF周期を
定めることができ、トランス機能を失うような極
端な弊害は少ない。

しかし、マグネテイツクリセツトが不充分なま
ま発振トランジスタ２が次のON周期に入るよう
な動作が繰返されているかぎり、入力−出力間の
電力変換効率が低下する。これは昇圧トランス１
から供給される電気エネルギーを残してしまい、
このエネルギーを使い切らない動作となるためで
ある。

また、上記のような動作は入力する電力が増し
て発振トランジスタ２の発熱を促進する原因とな
る。

「問題点を解決するための手段」 本考案は上記した問題点にかんがみ、発振周波
数が高く、コンデンサ負荷に適当なDC−DCコン
バータを開発することを目的とする。

しかして、本考案では、電池電源より供給され
る昇圧トランスの入力コイル電流を発振トランジ
スタにより断続し、コイルのフライバツク電圧に
よつて昇圧された当該昇圧トランスの出力コイル
電圧により整流用ダイオードを介してコンデンサ
を充電する構成のDC−DCコンバータにおいて、
出力コイルの出力電流路に設けた抵抗部材と、発
振動作毎にこの抵抗部材に発生する電圧を電池電
源電圧に加算して印加し、上記抵抗部材の電圧が
所定レベル以下に減少するまで導通するようにし
た定電圧素子と、この定電圧素子の導通に応動し
てONし、その非導通によつてOFFするようにし
て上記発振トランジスタのベース・エミツタ間に
接続したスイツチング部材とを設け、上記抵抗部
材の電圧が発振動作毎に零または零に近い所定レ
ベルに減少したとき上記スイツチング部材が
OFFして発振トランジスタをONさせる構成とし
てなるDC−DCコンバータを提案する。

「実施例」 次に、本考案の実施例について図面に沿つて説
明する。

第１図は本考案に係るDC−DCコンバータを示
す回路図であるが、上記した従来例に比べて同じ
回路部品について同符号が付してある。

図示する通り、本実施例では昇圧トランス１の
二次コイルＳとグランド線９との間に抵抗１０を
接続し、二次コイルＳに流れる電流に応じた電圧
をこの抵抗１０に発生させる。

また、二次コイルＳと上記抵抗１０との接続部
と、電池電源６の正極側との間に、抵抗１１，１
２及び定電圧素子１３からなる直列回路体を接続
すると共に、上記抵抗１１に発生する電圧によつ
てバイアスされてONするトランジスタ１４と、
このトランジスタ１４によつてベース入力されて
ONするスイツチング動作用のトランジスタ１５
とが設けてある。

そして、トランジスタ１５は発振トランジスタ
２のベース・エミツタ間に接続してあつて、この
トランジスタ１５のコレクタ・エミツタ間のイン
ピーダンスが充分低下したときに、発振トランジ
スタ２はバイアス電圧と正帰還電圧とが同時に低
下して発振動作を停止する。

コンデンサ８に並列接続した抵抗１６，１７
と、これら抵抗１６，１７の分電圧を受ける定電
圧素子１８と、この定電圧素子１８よりベース入
力を受けるトランジスタ１９はコンデンサ８の定
電圧制御回路を形成するもので、コンデンサ８が
所定の充電々圧に達したとき、定電圧素子１８の
導通によりトランジスタがONし、これより、ト
ランジスタ１４のコレクタ電流が増加して、トラ
ンジスタ１５のインピーダンスが低下し、発振ト
ランジスタ２の発振動作を停止させるように働
く。

次に、上記したDC−DCコンバータの動作につ
いて説明する。

発振中に発振トランジスタ２のコレクタに流れ
る電流Icと、出力電流検出用の抵抗１０に発生す
る電圧Vdはほぼ第２図に示す関係となり、コン
デンサ８の充電が進むに連れて出力電流の継続時
間Toが徐々に短くなる。

また、抵抗１０に発生する電圧Vdはグランド
線９を基準にすると負電圧となり、この電圧Vd
の絶対値を考えると次の式が成立する。

Ｅ＋｜Vd｜−Vz＞V_BE Ｅ：電池電源６の電圧 Vz：定電圧素子１３のゼナー電圧 V_BE：トランジスタ１４のベース・エミツタ
間の順方向電圧降下 上式が成立している間はトランジスタ１４が順
方向バイアスされるから、このコレクタ電流が増
加してトランジスタ１５が順方向にバイアスされ
るため、発振トランジスタ２はOFF状態を保つ。
すなわち、電圧Vdが予定レベル以上である間、
つまり、負荷電流が零に近づき電圧Vdが充分に
減少するまでの間は発振トランジスタ２が確実に
OFFする。

この間に、抵抗３及びコンデンサ４からなる時
定数回路が発振トランジスタ２に順方向バイアス
電圧を与える状態となるから、電圧Vdが予定レ
ベル以下となつてトランジスタ１４のコレクタ電
流が減少し、トランジスタ１５のコレクタ・エミ
ツタ間インピーダンスが増加した時点で、発振ト
ランジスタ２が直ちにONし、発振動作が継続さ
れる。

このように負荷電流が零または零に近づくまで
は発振トランジスタ２がOFFとなつているので、
昇圧トランス１の磁性鉄心のマグネテイツクリセ
ツトが確実に行なわれ、発振動作の高速化（高周
波発振）の構成が可能になる。

高速化は時定数回路の抵抗３の抵抗値とコンデ
ンサ４の容量値の積を小さくして構成する。

すなわち、コンデンサ８の充電が進み出力電流
の継続時間Toが適当に短くなつたときのこの継
続時間に対応するように上記積の値を定める。

ただし、定電圧素子１３のゼナー電圧Vzは、
Vz＞Ｅの条件を満たすようにし、電圧Vdが零の
場合でもトランジスタ１４が順方向にバイアスさ
れないように設定する必要がある。

この種のDC−DCコンバータでは時定数回路
３，４の回路因子の積を小さく設定し高速化を図
ることが最も有効である。以下にその説明を行な
う。

発振周波数をｆ，その周期１／ｆの1/2を発振
トランジスタ２のON周期、他の1/2をそのOFF
周期、Icmをそのコレクタ電流のピーク値、昇圧
トランス１の一次コイルＰのインダクタンスLp
とすると、出力電力Ｗが、 Ｗ＝η・（1/2）・Lp・I²cm・ｆ となる。ただし、ηは伝達効率で、η＜１であ
る。また、電池電源６の電圧Ｅと上記インダクタ
ンスLpとの間には、 Ｅ＝２・Lp・（Icm／ｆ） なる関係がある。

昇圧トランス１を小形にして大きな電力を扱う
場合には、インダクタンスLpを大きくすること
が望めないから、発振トランジスタ２のコレクタ
電流Icmを大きく設計することになる。しかし、
コレクタ電流Icmは発振トランジスタ２の容量に
よつて制限されるので、発振周波数ｆを高くする
こととなる。

また、時定数回路３，４の回路因子の積を大き
く設定することは、ブロツキング発振回路の動作
原理から考えて無効な時間が生じ著しく電力交換
効率を劣化させる原因となる。

したがつて、時定数回路３，４の回路因子の積
はコンデンサ８の充電過程の中間期における発振
周波数によつて定めた比較的に小さな値とするこ
とが好ましい。

一方、第１図において、コンデンサ８が所定の
電圧まで充電されたとき、定電圧素子１８の導通
によつてトランジスタ１９がONする。これよ
り、トランジスタ１４のコレクタ電流が増加し、
トランジスタ１５のコレクタ・エミツタ間インピ
ーダンスが減少して発振トランジスタ２がOFF
に維持される。

すなわち、コンデンサ８が予め定めた充電々圧
まで充電されたときDC−DCコンバータの発振が
停止し、このコンデンサ８の充電々圧が多少なり
とも低くなれば、定電圧素子１８の非導通の移行
によつてDC−DCコンバータが発振始動するか
ら、定電圧素子１８とトランジスタ１９がコンデ
ンサ８の充電々圧をほぼ一定に制御する出力電圧
コントロール回路として働く。

「考案の効果」 上記した通り、本考案では負荷電流が零または
零に近い状態となるまで発振トランジスタを
OFFさせるスイツチング部材を設けたので、昇
圧トランスの磁性鉄心が確実にマグネテイツクリ
セツトし、これより、入力電力に無駄の少ない電
力変換効率の高い発振回路のDC−DCコンバータ
となる。

また、マグネテイツクリセツトが確実に行なわ
れるから、発振周波数を高く設定しても電力変換
効率が低下することなく、早い頻度で充放電を繰
返すコンデンサ負荷の電源回路として有効なDC
−DCコンバータとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例を示すDC−DCコン
バータの回路図、第２図は発振トランジスタのコ
レクタ電流と、出力電流の検出用抵抗が発生した
電圧との関係を示す波形図、第３図及び第４図は
従来例として示したDC−DCコンバータの回路
図、第５図は昇圧トランスが備える磁性鉄心の磁
化状態を示すＢ−Ｈ曲線図である。 １……昇圧トランス、２……発振トランジス
タ、３，４……時定数回路を構成する抵抗とコン
デンサ、１０……出力電流検出用の抵抗、１１…
…バイアス電圧用の抵抗、１３……定電圧素子、
１４，１５……磁気飽和防止用のトランジスタ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 電池電源より供給される昇圧トランスの入力コ
   イル電流を発振トランジスタにより断続し、コイ
   ルのフライバツク電圧によつて昇圧された当該昇
   圧トランスの出力コイル電圧により整流用ダイオ
   ードを介してコンデンサを充電する構成のDC−
   DCコンバータにおいて、出力コイルの出力電流
   路に設けた抵抗部材と、発振動作毎にこの抵抗部
   材に発生する電圧を電池電源電圧に加算して印加
   し、上記抵抗部材の電圧が所定レベル以下に減少
   するまで導通するようにした定電圧素子と、この
   定電圧素子の導通に応動してONし、その非導通
   によつてOFFするようにして上記発振トランジ
   スタのベース・エミツタ間に接続したスイツチン
   グ部材とを設け、上記抵抗部材の電圧が発振動作
   毎に零または零に近い所定レベルに減少したとき
   上記スイツチング部材がOFFして発振トランジ
   スタをONさせる構成としてなるDC−DCコンバ
   ータ。