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JP7554801B2 - OFDR System - Google Patents

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JP7554801B2
JP7554801B2 JP2022149276A JP2022149276A JP7554801B2 JP 7554801 B2 JP7554801 B2 JP 7554801B2 JP 2022149276 A JP2022149276 A JP 2022149276A JP 2022149276 A JP2022149276 A JP 2022149276A JP 7554801 B2 JP7554801 B2 JP 7554801B2
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Description

本開示は、OFDRシステムに関する。 This disclosure relates to an OFDR system.

光反射測定方法の一つとして、光周波数領域リフレクトメトリ測定方法(OFDR:Optical Frequency Domain Reflectometry)が用いられている(例えば、特許文献1を参照。)。OFDRでは、波長掃引光源から出射される波長掃引光を2分岐し、測定対象物で反射乱された信号光と一方の参照光との干渉により生じる測定干渉信号を解析し、測定対象物による反射ピークを特定することで、測定対象物までの距離を測定する。 Optical Frequency Domain Reflectometry (OFDR) is used as one of the optical reflection measurement methods (see, for example, Patent Document 1). In OFDR, the wavelength swept light emitted from a wavelength swept light source is split into two, and the measurement interference signal generated by the interference between the signal light reflected and scattered by the measurement object and one of the reference lights is analyzed, and the reflection peak by the measurement object is identified to measure the distance to the measurement object.

測定対象物までの距離が波長掃引光源のコヒーレンス長の1/2を超えると、信号光と参照光との干渉性が低下し、その結果位相ノイズが大きくなり、ビート信号のスペクトル幅が広がる。特許文献1では、測定干渉信号とは別に基準干渉信号を生成し、この基準干渉信号を用いて波長掃引光の位相変位量を算出し、補正する。 When the distance to the measurement object exceeds half the coherence length of the wavelength swept light source, the coherence between the signal light and the reference light decreases, resulting in increased phase noise and a wider spectral width of the beat signal. In Patent Document 1, a reference interference signal is generated separately from the measurement interference signal, and the amount of phase shift of the wavelength swept light is calculated and corrected using this reference interference signal.

特許第4917640号公報Patent No. 4917640

基準干渉信号を用いて、測定干渉信号に重畳される波長掃引光の位相変位の影響を、厳密に補正できるのは、波長掃引光源から基準干渉計を通ってAD変換器に入力されるまでの時間と、波長掃引光源から測定干渉計を通ってAD変換器に入力されるまでの時間とが同じ場合のみであり、この時間同士に差があると、波長掃引光の位相変位を補正できず、測定干渉信号のスペクトラム上に波長掃引光の位相変位成分が重畳されてしまう。そのため、測定干渉信号のスペクトラム上の測定対象物による反射ピークの幅が広がる、或いは反射ピークに側帯波が出現するなどし、測定対象物までの距離を検出する精度が低下していた。 The effect of the phase shift of the wavelength swept light superimposed on the measurement interference signal can be precisely corrected using the reference interference signal only when the time from the wavelength swept light source through the reference interferometer to being input to the AD converter is the same as the time from the wavelength swept light source through the measurement interferometer to being input to the AD converter. If there is a difference between these times, the phase shift of the wavelength swept light cannot be corrected and the phase shift component of the wavelength swept light is superimposed on the spectrum of the measurement interference signal. This causes the width of the reflection peak due to the measurement object on the spectrum of the measurement interference signal to widen, or sidebands to appear in the reflection peak, reducing the accuracy of detecting the distance to the measurement object.

本開示は、反射ピークに含まれる波長掃引光の位相変位成分を抑圧することを目的とする。 The purpose of this disclosure is to suppress the phase shift component of the wavelength swept light contained in the reflection peak.

本開示の装置は、
波長掃引光を出射する波長掃引光源(11)と、
波長掃引光を用いて、一定の遅延長Lに対応する基準干渉信号を生成する基準干渉計(14)と、
波長掃引光を測定対象物に照射し、前記測定対象物で反射又は散乱された信号光を参照光と合波することで、前記測定干渉信号を測定する測定干渉計(13)と、
前記基準干渉信号で定められるタイミングで、前記測定干渉信号をサンプリングするAD変換器(16)と、
前記AD変換器からの前記測定干渉信号が入力され、前記測定干渉信号のOFDRスペクトラムを算出するデータ処理部(17)と、
を備える。
The device of the present disclosure comprises:
A wavelength swept light source (11) that emits wavelength swept light;
a reference interferometer (14) that uses wavelength-swept light to generate a reference interference signal corresponding to a fixed delay length L R ;
a measurement interferometer (13) that irradiates a measurement object with wavelength swept light and measures the measurement interference signal by combining a signal light reflected or scattered by the measurement object with a reference light;
an AD converter (16) for sampling the measurement interference signal at a timing determined by the reference interference signal;
a data processing unit (17) that receives the measurement interference signal from the AD converter and calculates an OFDR spectrum of the measurement interference signal;
Equipped with.

本開示の装置及び方法では、データ処理部が、
OFDRを用いて測定された測定干渉信号における、予め定められた距離Lでの波長掃引光の位相変位量δPを測定し、
測定した位相変位量δPを用いて、距離Lでの位相変位量δPLzを算出し、
距離Lでの位相変位量を用いて、距離Lでの連続位相θLzを算出し、
距離Lでの連続位相θLzを等しい位相で分割するサンプリング位置niでの測定干渉信号Sの値を算出し、
算出した測定干渉信号Sの値を高速フーリエ変換することで、距離LでのOFDRスペクトラムを算出する。
In the apparatus and method of the present disclosure, the data processing unit includes:
Measure a phase shift amount δP of the wavelength swept light at a predetermined distance L p in a measurement interference signal measured using an OFDR;
Using the measured phase shift amount δP, a phase shift amount δP Lz at a distance Lz is calculated;
Calculate a continuous phase θ Lz at distance L z using the phase shift amount at distance L z ;
Calculating values of the measured interference signal S at sampling locations n i that divide the continuous phase θ L z at distance L z by equal phases;
The calculated value of the measured interference signal S is subjected to a fast Fourier transform to calculate the OFDR spectrum at the distance Lz .

本開示の装置は、予め定められた遅延長Lを有する位相検出干渉計(15)を備え、
前記位相検出干渉計で得られた位相干渉信号を用いて、前記位相変位量δPを測定してもよい。
The apparatus of the present disclosure comprises a phase detection interferometer (15) having a predetermined delay length L p ,
The phase displacement amount δP may be measured using a phase interference signal obtained by the phase detection interferometer.

なお、上記各開示は、可能な限り組み合わせることができる。 The above disclosures may be combined whenever possible.

本開示によれば、測定対象物の距離Lでの位相変位量δPLzを算出し、これを用いて距離Lでの測定干渉信号Sの値を算出する。このため、本開示は、測定対象物の距離Lでの反射ピークに含まれる波長掃引光の位相変位成分を抑圧することができる。 According to the present disclosure, the amount of phase shift δP Lz at the distance L z of the measurement object is calculated, and the amount of phase shift δP Lz is used to calculate the value of the measurement interference signal S at the distance L z . Therefore, the present disclosure can suppress the phase shift component of the wavelength swept light included in the reflection peak at the distance L z of the measurement object.

OFDRシステムの一例を示す。1 illustrates an example of an OFDR system. 測定干渉信号Sの一例を示す。2 shows an example of a measured interference signal S. 本開示の本実施形態に係るOFDRシステムの一例を示す。1 illustrates an example OFDR system according to an embodiment of the present disclosure. ステップS01において測定されるOFDRスペクトラムの一例を示す。2 shows an example of an OFDR spectrum measured in step S01. 本開示に係るOFDRスペクトラムの一例を示す。1 illustrates an example of an OFDR spectrum according to the present disclosure. 本開示に係るOFDRスペクトラム測定方法の一例を示す。1 illustrates an example of an OFDR spectrum measurement method according to the present disclosure. ステップS02において生成されるOFDRスペクトラムの一例を示す。1 shows an example of an OFDR spectrum generated in step S02. ステップS02において生成される位相干渉信号の一例を示す。2 shows an example of the phase interference signal generated in step S02. ステップS03において算出されるデータ番号nごとの位相Φの一例を示す。An example of the phase Φ for each data number n calculated in step S03 is shown below. 連続位相θの一例を示す。An example of a continuous phase θ is shown. 連続位相θとその線形成分の一例を示す。An example of a continuous phase θ and its linear components is shown below. 距離Lでの位相変位量δPの一例を示す。An example of a phase shift amount δP at a distance Lp is shown. 位相変位成分を抑圧する補正係数Kの距離依存性の一例を示す。1 shows an example of the distance dependency of the correction coefficient Kp for suppressing the phase shift component. 距離Lでの位相変位量δPLzの一例を示す。An example of a phase shift amount δP Lz at a distance Lz is shown. 距離Lでの連続位相θLzの一例を示す。4 shows an example of a continuous phase θ Lz at a distance L z . 連続位相θLzをN等分割するサンプリング位置niの算出例を示す。An example of calculating sampling positions ni for equally dividing the continuous phase θLz into N is shown below. サンプリング位置niに対応する出力値Vの一例を示す。An example of an output value V corresponding to a sampling position ni is shown. サンプリング位置niに対応する出力値Vの算出例を示す。An example of calculation of an output value V corresponding to a sampling position ni is shown below. 本開示に係るOFDRスペクトラムの一例を示す。1 illustrates an example of an OFDR spectrum according to the present disclosure. OFDRスペクトラムの比較例を示す。1 shows a comparative example of an OFDR spectrum. OFDRスペクトラムの実施例を示す。1 shows an example of an OFDR spectrum. 本開示に係るOFDRスペクトラムの一例を示す。1 illustrates an example of an OFDR spectrum according to the present disclosure. 本開示に係るOFDRスペクトラムの一例を示す。1 illustrates an example of an OFDR spectrum according to the present disclosure. 本開示に係るOFDRスペクトラムの一例を示す。1 illustrates an example of an OFDR spectrum according to the present disclosure. 本開示の本実施形態に係るOFDRシステムの一例を示す。1 illustrates an example OFDR system according to an embodiment of the present disclosure. AD変換器からの出力信号の一例を示す。3 shows an example of an output signal from an AD converter.

以下、本開示の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本開示は、以下に示す実施形態に限定されるものではない。これらの実施の例は例示に過ぎず、本開示は当業者の知識に基づいて種々の変更、改良を施した形態で実施することができる。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。 The following describes in detail the embodiments of the present disclosure with reference to the drawings. Note that the present disclosure is not limited to the embodiments shown below. These implementation examples are merely illustrative, and the present disclosure can be implemented in various forms with various modifications and improvements based on the knowledge of those skilled in the art. Note that components with the same reference numerals in this specification and drawings are considered to be identical to each other.

(第1の実施形態)
図1に、OFDRシステムの一例を示す。本実施形態のOFDRシステムは、ハードウェアリニアライズ法を用いて、測定干渉信号Sをサンプリングする。例えば、OFDRシステムは、波長掃引光源11、測定干渉計13、基準干渉計14、AD変換器16、データ処理部17を備える。
First Embodiment
An example of an OFDR system is shown in Fig. 1. The OFDR system of this embodiment uses a hardware linearization method to sample a measurement interference signal S. For example, the OFDR system includes a wavelength swept light source 11, a measurement interferometer 13, a reference interferometer 14, an AD converter 16, and a data processing unit 17.

波長掃引光源11から出射される波長掃引光はカプラ12で基準干渉計14及び測定干渉計13に分岐される。基準干渉計14は、波長掃引光を用いて、一定の遅延長Lに対応する基準干渉信号を生成し、出力する。測定干渉計13は、波長掃引光を測定対象物100に照射し、測定対象物100で反射又は散乱された信号光と参照光を合波した測定干渉信号を出力する。 The wavelength swept light emitted from the wavelength swept light source 11 is branched by the coupler 12 to a reference interferometer 14 and a measurement interferometer 13. The reference interferometer 14 uses the wavelength swept light to generate and output a reference interference signal corresponding to a certain delay length L R. The measurement interferometer 13 irradiates the wavelength swept light onto the measurement object 100 and outputs a measurement interference signal obtained by combining the signal light reflected or scattered by the measurement object 100 with the reference light.

AD変換器16は、基準干渉計14からの基準干渉信号をクロックに用いて、測定干渉信号Sをサンプリングする。データ処理部17は、AD変換器16からの測定干渉信号を解析する。 The AD converter 16 samples the measurement interference signal S using the reference interference signal from the reference interferometer 14 as a clock. The data processing unit 17 analyzes the measurement interference signal from the AD converter 16.

本実施形態では、一定の遅延長Lに対応する基準干渉信号で測定干渉信号Sがサンプリングされる。このため、波長掃引光の光周波数と時間の関係が非線形であっても、その非線形性をキャンセルできる。 In this embodiment, the measurement interference signal S is sampled with a reference interference signal corresponding to a constant delay length L R. Therefore, even if the relationship between the optical frequency of the wavelength swept light and time is nonlinear, the nonlinearity can be cancelled.

基準干渉計14の構成は任意であるが、例えば、波長掃引光をカプラ41で分岐し、分岐光を異なるミラー42A及び42Bで反射し、これらミラー42A及び42Bでの反射光をカプラ41で合波し、受光器43で合波光を受光する。これにより基準干渉計14は、カプラ41からミラー42Aまでの光路長とカプラ41からミラー42Bまでの光路長との差である遅延長Lで決まるフリースペクトルレンジ(=C/(2LR)、Cは光速)を有する干渉計として働く。そして、波長掃引光の光周波数が上記フリースペクトルレンジの周波数を掃引される度に強弱が繰り返される基準干渉信号を、受光器43が出力する。 The reference interferometer 14 may have any configuration, but for example, the wavelength swept light is split by the coupler 41, the split light is reflected by different mirrors 42A and 42B, the reflected light from these mirrors 42A and 42B is combined by the coupler 41, and the combined light is received by the photoreceiver 43. In this way, the reference interferometer 14 functions as an interferometer having a free spectral range (=C/(2LR), C is the speed of light) determined by the delay length L R which is the difference between the optical path length from the coupler 41 to the mirror 42A and the optical path length from the coupler 41 to the mirror 42B. Then, the photoreceiver 43 outputs a reference interference signal whose intensity repeatedly changes every time the optical frequency of the wavelength swept light is swept through the frequencies in the free spectral range.

測定干渉計13の構成は任意であるが、例えば、波長掃引光をカプラ31Aで測定光と参照光に分岐し、測定光をコリメータレンズ33から測定対象物100に照射し、測定対象物100で反射又は散乱された信号光をカプラ31Bで参照光と合波し、受光器34で合波光を受光する。これにより、受光器34が、測定対象物100までの距離Lに対応するOFDRスペクトラム上の位置に反射ピークを有する測定干渉信号Sを出力する。ここで距離Lとは、OFDRスペクトラムの周波数が0となる干渉原点すなわち信号光の光路長と参照光の光路長が一致する位置から、測定対象物100までの光路長を示す。 The measurement interferometer 13 may have any configuration, but for example, the wavelength swept light is split into measurement light and reference light by a coupler 31A, the measurement light is irradiated onto the measurement object 100 through a collimator lens 33, the signal light reflected or scattered by the measurement object 100 is combined with the reference light by a coupler 31B, and the combined light is received by a photoreceiver 34. As a result, the photoreceiver 34 outputs a measurement interference signal S having a reflection peak at a position on the OFDR spectrum corresponding to the distance Lz to the measurement object 100. Here, the distance Lz indicates the optical path length from the interference origin where the frequency of the OFDR spectrum is 0, i.e., the position where the optical path length of the signal light and the optical path length of the reference light are equal, to the measurement object 100.

AD変換器16は、受光器34から出力される測定干渉信号Sを、受光器43から出力される信号の立上がりや立下り等のタイミングでデジタル信号に変換する。これにより、波長掃引光が、上記遅延長Lで決まる上記フリースペクトルレンジの周波数を掃引される度に測定干渉信号Sがサンプリングされる。図2に、測定干渉信号Sの一例を示す。横軸はAD変換器16でのサンプリング番号nである。ハードウェアリニアライズ法では、nは光周波数に線形である。 The AD converter 16 converts the measurement interference signal S output from the photoreceiver 34 into a digital signal at the timing of the rising or falling edge of the signal output from the photoreceiver 43. This causes the measurement interference signal S to be sampled every time the wavelength swept light sweeps the frequency of the free spectral range determined by the delay length L R. An example of the measurement interference signal S is shown in Fig. 2. The horizontal axis is the sampling number n in the AD converter 16. In the hardware linearization method, n is linear to the optical frequency.

(第2の実施形態)
図3に、本実施形態のOFDRシステムの一例を示す。本実施形態のOFDRシステムでは、測定干渉計13がカプラ31C及びミラー35を備える。
Second Embodiment
3 shows an example of the OFDR system of this embodiment. In the OFDR system of this embodiment, the measurement interferometer 13 includes a coupler 31C and a mirror 35.

本実施形態では、測定光をカプラ31Cでミラー35及び測定対象物100に分岐し、ミラー35及び測定対象物100での反射光をカプラ31Bで参照光と合波し、受光器34で合波光を受光する。これにより、受光器34が、干渉原点からミラー35までの距離Lと干渉原点から測定対象物100までの距離Lに対応するOFDRスペクトラム上のそれぞれの位置に反射ピークを有する測定干渉信号Sを出力する。 In this embodiment, the measurement light is split by coupler 31C to mirror 35 and object to be measured 100, the reflected light at mirror 35 and object to be measured 100 is multiplexed with the reference light by coupler 31B, and the multiplexed light is received by photoreceiver 34. As a result, photoreceiver 34 outputs a measurement interference signal S having reflection peaks at positions on the OFDR spectrum corresponding to distance Lp from the interference origin to mirror 35 and distance LZ from the interference origin to object to be measured 100.

データ処理部17は、測定干渉信号Sを高速フーリエ変換(FFT:Fast Fourier Transformation)する。これにより、図4に示すような、OFDRスペクトラムが得られる。OFDRスペクトラムでは、反射点があると、その距離に対応する周波数位置に反射ピークが現れる。例えば、干渉原点から距離Lの位置に測定対象物100が配置されている場合、距離Lに対応する周波数位置に測定対象物100での反射ピークP100が現れる。 The data processing unit 17 performs a fast Fourier transformation (FFT) on the measured interference signal S. This results in an OFDR spectrum as shown in FIG. 4. In the OFDR spectrum, when a reflection point exists, a reflection peak appears at a frequency position corresponding to the distance. For example, when the measurement object 100 is placed at a position of distance Lz from the interference origin, a reflection peak P100 from the measurement object 100 appears at a frequency position corresponding to the distance Lz .

本実施形態では、測定干渉計13がミラー35を備えるため、測定干渉信号Sには、ミラー35の距離Lに、ミラー35での反射ピークP35が現れる。本実施形態では、データ処理部17が、反射ピークP35を利用して距離Lでの位相変位量δPを測定し、その位相変位量δPを用いて、測定対象物100の位置Lでの位相変位成分を抑圧する。 In this embodiment, since the measurement interferometer 13 includes the mirror 35, a reflection peak P35 at the mirror 35 appears in the measurement interference signal S at a distance Lp from the mirror 35. In this embodiment, the data processing unit 17 measures a phase displacement amount δP at the distance Lp by utilizing the reflection peak P35 , and suppresses a phase displacement component at a position Lz of the measurement object 100 by using the phase displacement amount δP.

ここで、反射ピークP35は、距離が既知の任意のピークを用いることができる。例えば、図5に示すように、光ファイバの端面32の先端にコリメータレンズ33が配置され、コリメータレンズ33から測定対象物100に照射される場合、光ファイバの端面32での反射を用いてもよい。 Here, any peak with a known distance can be used as the reflection peak P 35. For example, as shown in Fig. 5, when a collimator lens 33 is disposed at the tip of an end face 32 of an optical fiber and light is irradiated onto a measurement target 100 from the collimator lens 33, reflection at the end face 32 of the optical fiber may be used.

図6に、本開示の距離測定方法の一例を示す。本開示の距離測定方法は、OFDRを用いて測定対象物100の距離を測定する方法であって、
測定干渉信号Sを測定し(S01)、
測定干渉信号Sに含まれる反射ピークP35を用いて位相干渉信号を算出し(S02)、
位相干渉信号を用いて波長掃引光源11の位相変位量δPを算出し(S03)、
反射ピークP100の存在する距離Lでの位相変位量δPを算出し(S04)、
位相変位量δPを用いて測定干渉信号Sを補正し(S05)、
補正後の測定干渉信号Sの反射ピークP100に基づいて、測定対象物100まで距離Lを算出する(S06)。
6 shows an example of a distance measurement method according to the present disclosure. The distance measurement method according to the present disclosure is a method for measuring a distance to a measurement object 100 using OFDR,
Measure the measurement interference signal S (S01);
A phase interference signal is calculated using the reflection peak P35 included in the measured interference signal S (S02);
Calculate the phase shift amount δP of the wavelength swept light source 11 using the phase interference signal (S03);
A phase shift amount δP at a distance Lz where a reflection peak P100 exists is calculated (S04).
The measured interference signal S is corrected using the phase shift amount δP (S05);
Based on the reflection peak P100 of the corrected measurement interference signal S, the distance Lz to the measurement object 100 is calculated (S06).

(ステップS01:測定干渉信号の測定)
波長掃引光源11が波長掃引光を出射し、基準干渉計14において基準干渉信号を生成し、測定干渉計13において測定干渉信号Sを生成し、AD変換器16から測定干渉信号Sをデジタル信号に変換し出力する。データ処理部17は、AD変換器16からの出力値VをFFTする。これにより、図4に示すようなOFDRスペクトラムを取得する。
(Step S01: Measurement of measurement interference signal)
A wavelength swept light source 11 emits wavelength swept light, a reference interference signal is generated in a reference interferometer 14, a measurement interference signal S is generated in a measurement interferometer 13, and the measurement interference signal S is converted into a digital signal and output from an AD converter 16. A data processing unit 17 performs FFT on an output value V from the AD converter 16. As a result, an OFDR spectrum such as that shown in FIG.

(ステップS02:位相干渉信号の算出)
図7に示すように、データ処理部17は、OFDRスペクトラム上のLを挟む任意の近側領域と遠側領域を残して、それ以外の領域の値を0としたデータ(選択OFDRスペクトラム)を作成する。そして、選択OFDRスペクトラムを逆FFTする。これにより、ミラー35が観測された位相干渉信号が得られる。例えば、図8に示すように、横軸はAD変換器16でサンプリングされたデータ番号n(整数)、縦軸は出力値Vのデータが得られる。
(Step S02: Calculation of phase interference signal)
As shown in Fig. 7, the data processing unit 17 creates data (selected OFDR spectrum) in which any near-side and far-side regions on either side of Lp on the OFDR spectrum are left and the values of the other regions are set to 0. Then, the selected OFDR spectrum is subjected to inverse FFT. This results in a phase interference signal observed by the mirror 35. For example, as shown in Fig. 8, the horizontal axis indicates the data number n (integer) sampled by the AD converter 16, and the vertical axis indicates the data of the output value V.

(ステップS03:位相変位量の算出)
次に、データ処理部17は、ミラー35が観測された位相干渉信号を逆FFTし、得られた値T(複素数)から位相Φを計算する。これにより、図9に示すような、データ番号nごとの位相Φを求めることができる。位相Φは、次式で表される。
Φ(t)=∠T=atan2(Im(n)、Re(n)) {C関数表記}
(Step S03: Calculation of phase shift amount)
Next, the data processing unit 17 performs inverse FFT on the phase interference signal observed by the mirror 35, and calculates the phase Φ from the obtained value T (complex number). This makes it possible to obtain the phase Φ for each data number n, as shown in Fig. 9. The phase Φ is expressed by the following equation.
Φ(t) = ∠T = atan2(Im(n), Re(n)) {C function notation}

図10に示すように、データ処理部17は、-πからπの各データ番号nの位相Φを接続して連続位相θを算出する。 As shown in FIG. 10, the data processing unit 17 calculates the continuous phase θ by connecting the phase Φ of each data number n ranging from -π to π.

データ番号nをx軸、連続位相θをy軸としてプロットすると、図11に示すように、線形成分a×n+bが得られる。この線形成分と各プロットとの差分(位相変位量δP)を計算する。この位相変位量δPをデータ番号nに対してプロットすると、図12に示すような、距離Lでの位相変位量δPが得られる。これにより、波長掃引光源11の位相変位量δPを算出することができる。 When the data number n is plotted on the x-axis and the continuous phase θ is plotted on the y-axis, a linear component a×n+b is obtained as shown in Fig. 11. The difference between this linear component and each plot (phase shift amount δP) is calculated. When this phase shift amount δP is plotted against the data number n, the phase shift amount δP at the distance Lp is obtained as shown in Fig. 12. This makes it possible to calculate the phase shift amount δP of the wavelength swept light source 11.

(ステップS04:測定対象物の位置での位相変位量)
波長掃引光源11の位相変位量δPの強度は、図13に示すように、距離に対して線形に変化する。そこで、基準干渉計14での遅延長L及びミラー35の既知の距離Lを用いて、測定対象物100の距離Lでの補正係数Kを以下の式で計算する。
=(L-L)/(L-L
(Step S04: Phase displacement amount at the position of the measurement object)
The intensity of the phase shift amount δP of the wavelength swept light source 11 changes linearly with respect to the distance, as shown in Fig. 13. Therefore, using the delay length L R of the reference interferometer 14 and the known distance L p of the mirror 35, the correction coefficient K p at the distance L z of the measurement object 100 is calculated by the following formula.
K p = (L R - L z )/(L R - L p )

測定干渉計13と基準干渉計14との遅延ずれΔnは次式を用いて算出できる。
Δn=2(L-L)/c/t
ここでcは光速、tは基準干渉信号及び測定干渉信号Sを測定時のAD変換器16におけるサンプリング間隔の時間平均である。
The delay difference Δn between the measurement interferometer 13 and the reference interferometer 14 can be calculated using the following equation.
Δn=2( Lz - Lp )/c/ ts
Here, c is the speed of light, and ts is the time average of the sampling interval in the AD converter 16 when measuring the reference interference signal and the measurement interference signal S.

そこで、データ処理部17は、δPをK倍し、さらにデータ番号nをΔnずらすことで、測定対象物100の距離Lでの位相変位量δPLzを算出する。
δPLz(n)=K×δP(n+Δn)
これにより、図14に示すような、距離Lでの位相変位量δPLzを算出することができる。なお、このステップで用いる距離Lは反射ピークP100の存在するおよその距離であればよく、およそ±10m以内であれば本開示の作用・効果が得られる。
Therefore, the data processing unit 17 multiplies δP by Kp and further shifts the data number n by Δn to calculate the amount of phase displacement δP Lz at the distance Lz of the measurement object 100 .
δP Lz (n)=K p ×δP(n+Δn)
This makes it possible to calculate the amount of phase shift δP Lz at the distance L z as shown in Fig. 14. Note that the distance L z used in this step may be an approximate distance at which the reflection peak P 100 exists, and the action and effect of the present disclosure can be obtained if the distance is within about ±10 m.

(ステップS05:測定対象物の位置での測定干渉信号の補正)
データ処理部17は、ステップS04で算出した距離Lでの位相変位量δPLz、図11に示す線形成分における係数a及びb、を用いて、距離Lでの連続位相θLzを算出する。距離Lでの連続位相θLzは、位相変位量δPLz、係数a及びb、を用いて、次式で求めることができる。
θLz=a×n+b+δPLz(n)
(Step S05: Correction of the measured interference signal at the position of the measurement object)
The data processing unit 17 calculates the continuous phase θ Lz at the distance Lz using the phase shift amount δP Lz at the distance Lz calculated in step S04 and the coefficients a and b in the linear components shown in Fig. 11. The continuous phase θ Lz at the distance Lz can be obtained by the following equation using the phase shift amount δP Lz and the coefficients a and b.
θ Lz = a×n+b+δP Lz (n)

図15に、距離Lでの連続位相θLzの一例を示す。データ処理部17は、図16に示すように、連続位相θLzを位相で等分割した場合のni番目のデータのサンプリング位置を算出する。例えば、n5番目のデータのサンプリング位置はn=5.4である。このように、サンプリング位置は、整数ではなく実数となる。 Fig. 15 shows an example of the continuous phase θ Lz at the distance L z . As shown in Fig. 16, the data processing unit 17 calculates the sampling position of the n i -th data when the continuous phase θ Lz is equally divided by the phase. For example, the sampling position of the n5 -th data is n = 5.4. In this way, the sampling position is a real number rather than an integer.

ここで、分割数は予め定められた数であり、例えばAD変換器16で定められているサンプリング数Nと同じである。なお、本開示では、分割数Nに代えて、連続位相θLzを予め定められた位相間隔でサンプリングしてもよい。 Here, the number of divisions is a predetermined number, and is, for example, the same as the sampling number N determined by the AD converter 16. Note that in the present disclosure, instead of the number of divisions N, the continuous phase θ Lz may be sampled at a predetermined phase interval.

データ処理部17は、図17に示すように、ni番目のデータのサンプリング位置に対応する出力値Vを、図2に示すような測定干渉計13で得られた測定干渉信号Sから抽出する。例えば、図18に示すように、サンプリング位置がn=5.4である場合、データ処理部17は、データ番号n=5の測定干渉信号S(5)とデータ番号n=6の測定干渉信号S(6)を内挿し、データ番号n=5.4での測定干渉信号Sの出力値Vをn5番目の測定干渉信号Sのデータの値として算出する。これにより、等しい位相でサンプリングした場合の測定干渉信号Sの値で構成される、補正後の測定干渉信号SPNSを算出することができる。 As shown in Fig. 17, the data processing unit 17 extracts an output value V corresponding to the sampling position of the ni-th data from the measurement interference signal S obtained by the measurement interferometer 13 shown in Fig. 2. For example, as shown in Fig. 18, when the sampling position is n=5.4, the data processing unit 17 interpolates the measurement interference signal S(5) of data number n=5 and the measurement interference signal S(6) of data number n=6, and calculates the output value V of the measurement interference signal S at data number n=5.4 as the data value of the n5-th measurement interference signal S. This makes it possible to calculate a corrected measurement interference signal S PNS consisting of the values of the measurement interference signal S when sampled at the same phase.

そして、データ処理部17は、算出された補正後の測定干渉信号SPNSをFFTする。この処理により、図19に示すように、位相変位成分の抑圧された距離LでのOFDRスペクトラムを得ることができる。 Then, the data processing unit 17 performs FFT on the calculated corrected measurement interference signal S PNS . This process makes it possible to obtain an OFDR spectrum at the distance L z in which the phase shift component is suppressed, as shown in FIG.

図20に、距離LでのOFDRスペクトラムの一例を示す。図20(b)は距離L近傍を拡大したものである。測定対象物100による反射ピークの近傍に側帯波が出現し、測定対象物100による反射ピークの幅が広がっている。図21に、本実施形態を用いて得られた距離LでのOFDRスペクトラムの一例を示す。図21(b)は距離L近傍を拡大したものである。本実施形態では、図20に示すOFDRスペクトラムに比べて距離Lの反射ピークの側帯波を抑圧でき、幅広となったピーク形状を狭窄化できている。 FIG. 20 shows an example of an OFDR spectrum at a distance Lz . FIG. 20(b) shows an enlarged view of the vicinity of the distance Lz . Sidebands appear near the reflection peak due to the object to be measured 100, and the width of the reflection peak due to the object to be measured 100 is widened. FIG. 21 shows an example of an OFDR spectrum at a distance Lz obtained using this embodiment. FIG. 21(b) shows an enlarged view of the vicinity of the distance Lz . In this embodiment, compared to the OFDR spectrum shown in FIG. 20, the sidebands of the reflection peak at the distance Lz can be suppressed, and the wide peak shape can be narrowed.

(ステップS06:測定対象物の位置の算出)
データ処理部17は、ステップS05で得られたOFDRスペクトラムを用いて、距離Lでのピーク位置を算出する。本実施形態では図21に示すように、距離Lでの位相変位成分を抑圧することができるため、距離Lでのピーク位置を高精度に特定することができる。したがって、本実施形態は、測定対象物までの距離精度を大幅に向上できる。
(Step S06: Calculate the position of the measurement object)
The data processing unit 17 calculates the peak position at the distance Lz by using the OFDR spectrum obtained in step S05. In this embodiment, as shown in Fig. 21, the phase shift component at the distance Lz can be suppressed, so that the peak position at the distance Lz can be specified with high accuracy. Therefore, this embodiment can significantly improve the accuracy of the distance to the measurement object.

なお、本実施形態では、L<Lの例を示したが、本開示はこれに限定されない。例えば、L<Lであっても、図12に示すような位相変位量δPを算出し、これを用いて距離Lでの位相変位量δPLzを算出することができる。 In this embodiment, an example of Lp < Lz has been shown, but the present disclosure is not limited to this. For example, even if Lz < Lp , it is possible to calculate the phase shift amount δP as shown in FIG. 12 and use this to calculate the phase shift amount δP Lz at the distance Lz .

(第3の実施形態)
第1の実施形態では測定対象物100の距離Lが1つである例を示したが、測定対象物100の距離Lが2以上であってもよい。例えば、図22(a)に示すように、距離Lz1及びLz2にピークが存在する場合、図6に示すステップS04からS06を、距離Lz1及びLz2ごとに行う。これにより、図22(b)及び図22(c)に示すように、ステップS03で算出した位相変位量δPに相当する位相変位成分を、距離Lz1及びLz2ごとに抑圧することができる。
Third Embodiment
In the first embodiment, an example in which the object 100 to be measured has one distance Lz has been described, but the object 100 to be measured may have two or more distances Lz . For example, as shown in Fig. 22(a), when peaks exist at distances Lz1 and Lz2 , steps S04 to S06 shown in Fig. 6 are performed for each of the distances Lz1 and Lz2 . This makes it possible to suppress the phase shift component equivalent to the phase shift amount δP calculated in step S03 for each of the distances Lz1 and Lz2, as shown in Fig. 22(b) and Fig. 22( c).

(第4の実施形態)
図12に示すような位相変位量δPは、約±10mの範囲でほぼ一定である。そこで、距離Lz1及びLz2の間の距離が20m以内の場合、ステップS04において、データ処理部17は、図23に示すように、距離Lz1及びLz2の中間点に距離Lを設定してもよい。これにより、ステップS04からS06の処理を1回行うだけで、複数の距離に位置する反射ピークの位相変位成分を抑圧することができる。
Fourth Embodiment
The phase shift amount δP as shown in Fig. 12 is almost constant within a range of about ±10 m. Therefore, when the distance between distances Lz1 and Lz2 is within 20 m, in step S04, the data processing unit 17 may set the distance Lz to the midpoint between distances Lz1 and Lz2 as shown in Fig. 23. This makes it possible to suppress the phase shift components of reflection peaks located at a plurality of distances by performing the processes from steps S04 to S06 only once.

(第5の実施形態)
上述の実施形態では測定対象100での反射ピークが1又は複数である例を示したが、測定対象100は光ファイバであってもよい。この場合、光ファイバでの反射ピークが光ファイバの長手方向に分布する。
Fifth Embodiment
In the above embodiment, an example has been shown in which the measurement object 100 has one or more reflection peaks, but the measurement object 100 may be an optical fiber. In this case, the reflection peaks in the optical fiber are distributed in the longitudinal direction of the optical fiber.

図12に示すような位相変位量δPは、約±10mの範囲で広がる。そこで、データ処理部17は、図24に示すように、距離Lの10m先に距離Lz1を設定し、距離Lz1から20m毎に距離Lzjを設定する。これにより、各距離Lzjを中心とする±10mの範囲での位相変位成分を抑圧することができ、これによって光ファイバの長手方向での位相変動成分を抑圧することができる。 The phase shift amount δP as shown in Fig. 12 spreads in the range of about ±10 m. Therefore, the data processing unit 17 sets a distance Lz1 10 m ahead of the distance Lp , and sets distances Lzj at intervals of 20 m from the distance Lz1 , as shown in Fig. 24. This makes it possible to suppress the phase shift component in the range of ±10 m centered on each distance Lzj , thereby making it possible to suppress the phase fluctuation component in the longitudinal direction of the optical fiber.

(第6の実施形態)
図25に、本実施形態のOFDRシステムの一例を示す。本実施形態のOFDRシステムでは、測定干渉計13に備わるカプラ31C及びミラー35に代えて、位相検出干渉計15を備える。これにより、本実施形態では、測定干渉信号Sと、位相干渉信号を、ハードウェアリニアライズ法で同時サンプリングする。
Sixth Embodiment
An example of an OFDR system according to this embodiment is shown in Fig. 25. In the OFDR system according to this embodiment, a phase detection interferometer 15 is provided instead of the coupler 31C and mirror 35 provided in the measurement interferometer 13. As a result, in this embodiment, the measurement interference signal S and the phase interference signal are simultaneously sampled by a hardware linearization method.

位相検出干渉計15の構成は任意であるが、例えば、波長掃引光をカプラ51で分岐し、分岐光を異なるミラー52A及び52Bで反射し、カプラ51で合波し、受光器53で合波光を受光する。これにより、受光器53が、カプラ51からミラー52Aまでの距離とカプラ51からミラー52Bまでの距離との遅延長Lに対応する位相干渉信号を出力する。 The phase detection interferometer 15 may have any configuration, but for example, the wavelength swept light is split by a coupler 51, the split light is reflected by different mirrors 52A and 52B, and combined by the coupler 51, and the combined light is received by a photoreceiver 53. As a result, the photoreceiver 53 outputs a phase interference signal corresponding to a delay length Lp between the distance from the coupler 51 to the mirror 52A and the distance from the coupler 51 to the mirror 52B.

本実施形態では、基準干渉信号をAD変換器16のクロックに入力し、位相干渉信号をAD変換器16の第1測定チャンネルに入力し、測定干渉信号をAD変換器16の第2測定チャンネルに入力する。 In this embodiment, the reference interference signal is input to the clock of the AD converter 16, the phase interference signal is input to the first measurement channel of the AD converter 16, and the measurement interference signal is input to the second measurement channel of the AD converter 16.

図26に、AD変換器16からの出力信号の一例を示す。図26(a)は測定干渉信号Sを示し、図26(b)は位相干渉信号を示す。図26(b)に示す位相干渉信号は、第2の実施形態においてミラー35を用いて算出した位相干渉信号(図8)に相当する。 Figure 26 shows an example of an output signal from the AD converter 16. Figure 26(a) shows the measurement interference signal S, and Figure 26(b) shows the phase interference signal. The phase interference signal shown in Figure 26(b) corresponds to the phase interference signal (Figure 8) calculated using the mirror 35 in the second embodiment.

本実施形態では、図8に示す位相干渉信号がAD変換器16から出力されるため、第2の実施形態におけるステップS02を省略することができる。また、LとLが近接していても位相変位量を測定することができる。 In this embodiment, since the phase interference signal shown in Fig. 8 is output from the AD converter 16, step S02 in the second embodiment can be omitted. In addition, even if Lp and Lz are close to each other, the amount of phase shift can be measured.

なお、ステップS03におけるデータ番号nごとの位相Φの算出において、データ処理部17は、ヒルベルト変換を用いて位相干渉信号の位相Φを算出してもよい。 In addition, in calculating the phase Φ for each data number n in step S03, the data processing unit 17 may calculate the phase Φ of the phase interference signal using a Hilbert transform.

本発明のデータ処理部17はコンピュータとプログラムによっても実現でき、プログラムを記録媒体に記録することも、ネットワークを通して提供することも可能である。本開示のプログラムは、本開示に係るデータ処理部17に備わる各機能部としてコンピュータを実現させるためのプログラムであり、本開示に係るデータ処理部17が実行する方法に備わる各ステップをコンピュータに実行させるためのプログラムである。 The data processing unit 17 of the present invention can also be realized by a computer and a program, and the program can be recorded on a recording medium or provided via a network. The program of the present disclosure is a program for realizing a computer as each functional unit of the data processing unit 17 of the present disclosure, and is a program for causing a computer to execute each step of the method executed by the data processing unit 17 of the present disclosure.

11:波長掃引光源
12:カプラ
13:測定干渉計
14:基準干渉計
15:位相検出干渉計
16:AD変換器
17:データ処理部
31A、31B:カプラ
32:光ファイバの端面
33:コリメータレンズ
34:受光器
35:ミラー
41:カプラ
42A、42B:ミラー
43:受光器
51:カプラ
52A、52B:ミラー
53:受光器
11: Wavelength swept light source 12: Coupler 13: Measurement interferometer 14: Reference interferometer 15: Phase detection interferometer 16: AD converter 17: Data processing unit 31A, 31B: Coupler 32: End face of optical fiber 33: Collimator lens 34: Photoreceiver 35: Mirror 41: Couplers 42A, 42B: Mirror 43: Photoreceiver 51: Couplers 52A, 52B: Mirror 53: Photoreceiver

Claims (4)

OFDR(Optical Frequency Domain Reflectometry)を用いて測定された測定干渉信号における、予め定められた距離Lでの波長掃引光の位相変位量δPを測定し、
測定した位相変位量δPを用いて、距離Lでの位相変位量δPLzを算出し、
距離Lでの位相変位量を用いて、距離Lでの連続位相θLzを算出し、
距離Lでの連続位相θLzを等しい位相で分割するサンプリング位置niでの測定干渉信号Sの値を算出し、
算出した測定干渉信号Sの値を高速フーリエ変換することで、距離LでのOFDRスペクトラムを算出する、
装置。
A phase shift amount δP of the wavelength swept light at a predetermined distance Lp in a measurement interference signal measured using OFDR (Optical Frequency Domain Reflectometry) is measured;
Using the measured phase shift amount δP, a phase shift amount δP Lz at a distance Lz is calculated;
Calculate a continuous phase θ Lz at distance L z using the phase shift amount at distance L z ;
Calculating values of the measured interference signal S at sampling locations n i that divide the continuous phase θ L z at distance L z by equal phases;
The calculated value of the measured interference signal S is subjected to a fast Fourier transform to calculate an OFDR spectrum at the distance L z .
Device.
波長掃引光を出射する波長掃引光源と、
波長掃引光を用いて、一定の遅延長Lに対応する基準干渉信号を生成する基準干渉計と、
波長掃引光を測定対象物に照射し、前記測定対象物で反射又は散乱された信号光を参照光と合波することで、前記測定干渉信号を測定する測定干渉計と、
前記基準干渉信号で定められるタイミングで、前記測定干渉信号をサンプリングするAD変換器と、
前記AD変換器からの前記測定干渉信号が入力され、距離LでのOFDRスペクトラムを算出するデータ処理部と、
を備える請求項1に記載の装置。
a wavelength swept light source that emits wavelength swept light;
a reference interferometer that uses a wavelength-swept light to generate a reference interference signal corresponding to a fixed delay length L R ;
a measurement interferometer that irradiates a measurement object with wavelength swept light and multiplexes a signal light reflected or scattered by the measurement object with a reference light, thereby measuring the measurement interference signal;
an AD converter that samples the measurement interference signal at a timing determined by the reference interference signal;
a data processing unit which receives the measured interference signal from the AD converter and calculates an OFDR spectrum at a distance Lz ;
The apparatus of claim 1 .
予め定められた遅延長Lを有する位相検出干渉計を備え、
前記位相検出干渉計で得られた位相干渉信号を用いて、前記位相変位量δPを測定する、
請求項2に記載の装置。
a phase detection interferometer having a predetermined delay length L p ;
The phase shift amount δP is measured using a phase interference signal obtained by the phase detection interferometer.
3. The apparatus of claim 2.
OFDR(Optical Frequency Domain Reflectometry)を用いて測定された測定干渉信号における、予め定められた距離Lでの波長掃引光の位相変位量δPを測定し、
測定した位相変位量δPを用いて、距離Lでの位相変位量δPLzを算出し、
距離Lでの位相変位量を用いて、距離Lでの連続位相θLzを算出し、
距離Lでの連続位相θLzを等しい位相で分割するサンプリング位置niでの測定干渉信号Sの値を算出し、
算出した測定干渉信号Sの値を高速フーリエ変換することで、距離LでのOFDRスペクトラムを算出する、
方法。
A phase shift amount δP of the wavelength swept light at a predetermined distance Lp in a measurement interference signal measured using OFDR (Optical Frequency Domain Reflectometry) is measured;
Using the measured phase shift amount δP, a phase shift amount δP Lz at a distance Lz is calculated;
Calculate a continuous phase θ Lz at distance L z using the phase shift amount at distance L z ;
Calculating values of the measured interference signal S at sampling locations n i that divide the continuous phase θ L z at distance L z by equal phases;
The calculated value of the measured interference signal S is subjected to a fast Fourier transform to calculate an OFDR spectrum at the distance L z .
method.
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