JP7389642B2

JP7389642B2 - switching power supply

Info

Publication number: JP7389642B2
Application number: JP2019232311A
Authority: JP
Inventors: 公喜岩尾; 貴範江崎; 康徳箱田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2019-12-24
Filing date: 2019-12-24
Publication date: 2023-11-30
Anticipated expiration: 2039-12-24
Also published as: JP2021100363A

Description

本発明は、３相力率改善回路（以下「３相ＰＦＣ」という。）と、この出力側に接続されて直流（ＤＣ）電力を所定レベルの直流（ＤＣ）電力に変換する２つのＤＣ／ＤＣコンバータと、を有する２ステージ方式のスイッチング電源装置に関するものである。 The present invention comprises a three-phase power factor correction circuit (hereinafter referred to as "three-phase PFC") and two DC/DC converters connected to the output side of the circuit to convert direct current (DC) power to a predetermined level of direct current (DC) power. The present invention relates to a two-stage switching power supply device having a DC converter.

特許文献１には、リアクトル電流不連続モード制御の高効率コンバータの一つであるビエナ（ｖｉｅｎｎａ）方式の３相ＰＦＣが開示されている。更に、ビエナ方式の３相ＰＦＣの後段側に、２つのＤＣ／ＤＣコンバータを接続し、前段の３相ＰＦＣと後段のＤＣ／ＤＣコンバータを独立して制御する２ステージ方式のスイッチング電源装置も知られている。このような２ステージ方式のスイッチング電源装置では、前段と後段の回路動作が干渉することなく、広い入力電圧範囲及び負荷条件でも高い精度が期待できる。 Patent Document 1 discloses a Vienna type three-phase PFC, which is one of high-efficiency converters for reactor current discontinuous mode control. Furthermore, there is also a two-stage switching power supply system in which two DC/DC converters are connected to the rear stage of the Vienna type three-phase PFC, and the three-phase PFC in the front stage and the DC/DC converter in the latter stage are controlled independently. It is being In such a two-stage switching power supply device, high accuracy can be expected even over a wide input voltage range and load conditions without interference between the circuit operations of the preceding and succeeding stages.

図４は、従来の２ステージ方式のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional two-stage switching power supply device.

この２ステージ方式のスイッチング電源装置は、３相交流電源１に接続された前段の３相ＰＦＣ１０と、この出力側に並列に接続された後段の２つの第１コンバータ１８－１及び第２コンバータ１８－２と、を備えている。前段の３相ＰＦＣ１０は、３相交流電源１に接続された３相入力端子１１ａ，１１ｂ，１１ｃを有し、この３相入力端子１１ａ，１１ｂ，１１ｃ間に、高周波成分除去用の線間コンデンサ１２ａ，１２ｂ，１２ｃが接続されている。更に、３相入力端子１１ａ，１１ｂ，１１ｃには、３つのインダクタ１３ａ，１３ｂ，１３ｃからなる昇圧用の３相インダクタ１３、３つの接続点Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３、及び、スイッチング回路１４が直列に接続されている。 This two-stage switching power supply device includes a three-phase PFC 10 at the front stage connected to a three-phase AC power supply 1, and two first converters 18-1 and a second converter 18 at the rear stage connected in parallel to the output side of the three-phase PFC 10. -2. The three-phase PFC 10 at the front stage has three-phase input terminals 11a, 11b, and 11c connected to the three-phase AC power supply 1, and a line capacitor for removing high frequency components is connected between the three-phase input terminals 11a, 11b, and 11c. 12a, 12b, and 12c are connected. Furthermore, a three-phase boosting inductor 13 consisting of three inductors 13a, 13b, 13c, three connection points N1, N2, N3, and a switching circuit 14 are connected in series to the three-phase input terminals 11a, 11b, and 11c. It is connected.

スイッチング回路１４は、３つの双方向スイッチング素子１４ａ，１４ｂ，１４ｃにより構成されている。接続点Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３には、６つのダイオード１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ，１５ｅ，１５ｆがブリッジ接続された全波整流回路１５が接続されている。全波整流回路１５には、直列接続された２つの平滑コンデンサ１６ａ，１６ｂが並列に接続されている。２つの平滑コンデンサ１６ａ，１６ｂの両電極には、出力用の第１端子１７ａと第２端子１７ｂとが接続されている。 The switching circuit 14 includes three bidirectional switching elements 14a, 14b, and 14c. A full-wave rectifier circuit 15 in which six diodes 15a, 15b, 15c, 15d, 15e, and 15f are bridge-connected is connected to the connection points N1, N2, and N3. Two series-connected smoothing capacitors 16a and 16b are connected in parallel to the full-wave rectifier circuit 15. A first terminal 17a and a second terminal 17b for output are connected to both electrodes of the two smoothing capacitors 16a and 16b.

第１端子１７ａ及び第２端子１７ｂには、２つの第１コンバータ１８－１及び第２コンバータ１８－２の入力側が並列に接続されている。第１コンバータ１８－１及び第２コンバータ１８－２は、同一特性のＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、ＬＬＣコンバータ）により構成されている。第１コンバータ１８－１及び第２コンバータ１８－２の出力側は、第１出力端子２０ａ及び第２出力端子２０ｂに対して並列に接続されている。第１出力端子２０ａ及び第２出力端子２０ｂ間には、平滑用の出力コンデンサ１９が接続されている。 The input sides of two first converters 18-1 and two second converters 18-2 are connected in parallel to the first terminal 17a and the second terminal 17b. The first converter 18-1 and the second converter 18-2 are configured by DC/DC converters (for example, LLC converters) having the same characteristics. The output sides of the first converter 18-1 and the second converter 18-2 are connected in parallel to the first output terminal 20a and the second output terminal 20b. A smoothing output capacitor 19 is connected between the first output terminal 20a and the second output terminal 20b.

このような２ステージ方式のスイッチング電源装置では、３相交流電源１から出力された３相交流電力が、３相入力端子１１ａ，１１ｂ，１１ｃに入力され、線間コンデンサ１２ａ，１２ｂ，１２ｃにより高周波成分が除去される。高周波成分が除去された３相交流電力は、昇圧用の３相インダクタ１３を介して、スイッチング回路１４中のオン状態の双方向スイッチング素子１４ａ，１４ｂ，１４ｃに入力され、その３相インダクタ１３に、入力電力が蓄積される。次に、スイッチング回路１４中の双方向スイッチング素子１４ａ，１４ｂ，１４ｃがオフ状態に切り換えられ、入力電力と３相インダクタ１３に蓄積された電力との合算電力が、全波整流回路１５により全波整流される。全波整流された合算電力は、平滑コンデンサ１６ａ，１６ｂにより平滑されて、直流電圧Ｖｍが第１端子１７ａ及び第２端子１７ｂから出力される。 In such a two-stage switching power supply, three-phase AC power output from a three-phase AC power supply 1 is input to three-phase input terminals 11a, 11b, and 11c, and is converted into high-frequency power by line capacitors 12a, 12b, and 12c. components are removed. The three-phase AC power from which high-frequency components have been removed is input to the on-state bidirectional switching elements 14a, 14b, and 14c in the switching circuit 14 via the three-phase boosting inductor 13, and is then input to the three-phase inductor 13. , the input power is accumulated. Next, the bidirectional switching elements 14a, 14b, and 14c in the switching circuit 14 are turned off, and the total power of the input power and the power accumulated in the three-phase inductor 13 is converted into a full-wave rectifier circuit 15. rectified. The full-wave rectified total power is smoothed by smoothing capacitors 16a and 16b, and a DC voltage Vm is output from the first terminal 17a and the second terminal 17b.

第１端子１７ａ及び第２端子１７ｂから出力された直流電圧Ｖｍは、第１スイッチング周波数でスイッチング制御される第１コンバータ１８－１によって所定レベルの直流電圧に変換されると共に、第２スイッチング周波数でスイッチング制御される第２コンバータ１８－２によって所定レベルの直流電圧に変換され、出力コンデンサ１９により平滑される。平滑された出力電圧Ｖｏは、第１出力端子２０ａ及び第２出力端子２０ｂから出力され、図示しない負荷へ供給される。 The DC voltage Vm output from the first terminal 17a and the second terminal 17b is converted into a DC voltage at a predetermined level by the first converter 18-1 whose switching is controlled at the first switching frequency, and at the same time at the second switching frequency. It is converted into a DC voltage at a predetermined level by a second converter 18-2 whose switching is controlled, and smoothed by an output capacitor 19. The smoothed output voltage Vo is output from the first output terminal 20a and the second output terminal 20b, and is supplied to a load (not shown).

中国特許公開第ＣＮ１０４８１１０６１Ａ号公報China Patent Publication No. CN104811061A

従来の図４に示すスイッチング電源装置では、同一特性の第１コンバータ１８－１と第２コンバータ１８－２とを使用する。ところが、第１コンバータ１８－１と第２コンバータ１８－２との主要部品間に、ばらつきがあり、第１コンバータ１８－１と第２コンバータ１８－２を同期制御すると、第１コンバータ１８－１と第２コンバータ１８－２との出力電力特性が変わり、出力電力が不平衡（アンバランス）になるので、第１コンバータ１８－１及び第２コンバータ１８－２間で個別に電力バランス制御が必要になる。通常、第１コンバータ１８－１と第２コンバータ１８－２との出力電力の平衡（バランス）がとれるように、第１コンバータ１８－１及び第２コンバータ１８－２の出力電流等をそれぞれ監視して、電力バランス制御でバランスを保つようにしている。 The conventional switching power supply shown in FIG. 4 uses a first converter 18-1 and a second converter 18-2 having the same characteristics. However, there are variations between the main components of the first converter 18-1 and the second converter 18-2, and when the first converter 18-1 and the second converter 18-2 are synchronously controlled, the first converter 18-1 Since the output power characteristics of the first converter 18-1 and the second converter 18-2 change, and the output power becomes unbalanced, separate power balance control is required between the first converter 18-1 and the second converter 18-2. become. Normally, the output currents, etc. of the first converter 18-1 and the second converter 18-2 are monitored respectively so that the output power of the first converter 18-1 and the second converter 18-2 is balanced. The balance is maintained using power balance control.

しかし、第１スイッチング周波数でスイッチング制御される第１コンバータ１８－１と、第２スイッチング周波数でスイッチング制御される第２コンバータ１８－２と、を個別に制御すると、その第１スイッチング周波数と第２スイッチング周波数との差分により、第１コンバータ１８－１及び第２コンバータ１８－２の入出力に、ビート電圧（つまり、２つの近似した周波数の電圧波形の干渉によって生じる低周波のうなり電圧）が発生する。そのビート電圧を抑制する方法としては、例えば、第１コンバータ１８－１と第２コンバータ１８－２とを同期運転し、不要な周波数成分をフィルタで除去することが考えられる。ところが、２つの第１、第スイッチング周波数が必要な回路構成では、制御信号の本数の増加、ドライブ回路の増加、更に、第１、第２コンバータ１８－１，１８－２をスイッチング制御するための例えばデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）の処理負荷が重くなる等の問題が生じる。 However, if the first converter 18-1 whose switching is controlled at the first switching frequency and the second converter 18-2 whose switching is controlled at the second switching frequency are individually controlled, the first switching frequency and the second Due to the difference with the switching frequency, a beat voltage (that is, a low-frequency beat voltage caused by interference between voltage waveforms of two similar frequencies) is generated at the input and output of the first converter 18-1 and the second converter 18-2. do. As a method of suppressing the beat voltage, for example, it is possible to operate the first converter 18-1 and the second converter 18-2 synchronously and remove unnecessary frequency components with a filter. However, in a circuit configuration that requires two first and second switching frequencies, the number of control signals increases, the number of drive circuits increases, and furthermore, it becomes necessary to control the switching of the first and second converters 18-1 and 18-2. For example, problems arise such as an increase in the processing load on the digital signal processor (DSP).

そのため、電力バランス制御の必要のない、回路構成が簡単な２ステージ方式のスイッチング電源装置を実現することが困難であった。 Therefore, it has been difficult to realize a two-stage switching power supply device that does not require power balance control and has a simple circuit configuration.

本発明のスイッチング電源装置は、入力される３相交流電力をスイッチング回路によりスイッチングした後に整流平滑して、第１端子及び中間端子から、力率が改善された第１直流電圧を出力すると共に、前記中間端子及び第２端子から、力率が改善された第２直流電圧を出力する３相ＰＦＣと、前記第１端子及び前記中間端子から出力された前記第１直流電圧をフルブリッジ回路と変圧器により電圧変換して、第１出力端子及び第２出力端子から出力する第１コンバータと、前記中間端子及び前記第２端子から出力された前記第２直流電圧をフルブリッジ回路と変圧器により電圧変換して、前記第１出力端子及び第２出力端子から出力する第２コンバータと、前記３相ＰＦＣと前記第１コンバータと前記第２コンバータとを制御する制御部と、を備え、前記第２コンバータは、前記第１コンバータと同一の特性を有し、該第２コンバータの出力側が前記第１出力端子及び前記第２出力端子に対して並列又は直列に接続され、前記制御部は、前記３相ＰＦＣのスイッチング回路を、前記第１直流電圧と第２直流電圧の和でなる出力電圧が定電圧となるように、パルス幅変調のデューティ制御によりスイッチング制御し、前記第１コンバータの前記フルブリッジ回路及び前記第２コンバータの前記フルブリッジ回路を、同期したパルス周波数変調制御によりスイッチング制御する。 The switching power supply device of the present invention performs rectification and smoothing after switching the input three-phase AC power by a switching circuit , outputs a first DC voltage with improved power factor from the first terminal and the intermediate terminal, and A three-phase PFC that outputs a second DC voltage with improved power factor from the intermediate terminal and the second terminal, and a full bridge circuit and transformer for the first DC voltage output from the first terminal and the intermediate terminal. A first converter converts the voltage by a converter and outputs it from a first output terminal and a second output terminal, and converts the second DC voltage outputted from the intermediate terminal and the second terminal into a voltage by a full bridge circuit and a transformer. a second converter that converts and outputs from the first output terminal and the second output terminal; a control unit that controls the three-phase PFC, the first converter, and the second converter; The converter has the same characteristics as the first converter, the output side of the second converter is connected in parallel or series to the first output terminal and the second output terminal , and the control section The switching circuit of the phase PFC is controlled by duty control of pulse width modulation so that the output voltage consisting of the sum of the first DC voltage and the second DC voltage becomes a constant voltage, and the switching circuit of the first converter is controlled by duty control of pulse width modulation. Switching of the circuit and the full bridge circuit of the second converter is controlled by synchronized pulse frequency modulation control .

ここで、例えば、前記３相ＰＦＣは、前記３相交流電力を入力する３相入力端子と、前記３相入力端子に接続される３相インダクタと、前記３相インダクタに直列に、一端側が接続されたスイッチング回路と、前記３相インダクタと前記スイッチング回路との接続点と、前記スイッチング回路の他端に接続される前記中間端子と、前記第１直流電圧を出力する前記第１端子及び前記中間端子と、前記第２直流電圧を出力する前記中間端子及び前記第２端子と、前記接続点と前記第１端子及び前記第２端子との間に接続された整流回路と、前記第１端子及び前記中間端子間に接続された第１平滑回路と、前記中間端子及び前記第２端子間に接続された第２平滑回路と、を有している。 Here, for example, the three-phase PFC includes a three-phase input terminal that inputs the three-phase AC power , a three-phase inductor connected to the three-phase input terminal, and one end connected in series to the three-phase inductor. a switching circuit, a connection point between the three-phase inductor and the switching circuit, the intermediate terminal connected to the other end of the switching circuit, the first terminal that outputs the first DC voltage, and the intermediate terminal. a terminal, the intermediate terminal and the second terminal that output the second DC voltage , a rectifier circuit connected between the connection point and the first terminal and the second terminal, and the first terminal and the second terminal. It has a first smoothing circuit connected between the intermediate terminals, and a second smoothing circuit connected between the intermediate terminal and the second terminal.

又、前記第１コンバータは、第１入力側が前記第１端子及び前記中間端子に接続され、第１出力側が前記第１出力端子及び前記第２出力端子に接続され、前記第１入力側から入力される前記第１直流電圧を電圧変換して、前記第１出力側へ出力し、前記第２コンバータは、第２入力側が前記中間端子及び前記第２端子に接続され、第２出力側が前記第１出力端子及び前記第２出力端子に対して並列又は直列に接続され、前記第２入力側から入力される前記第２直流電圧を電圧変換して、前記第２出力側へ出力する、構成になっている。 Further, the first converter has a first input side connected to the first terminal and the intermediate terminal, a first output side connected to the first output terminal and the second output terminal, and an input side from the first input side. The second converter has a second input side connected to the intermediate terminal and the second terminal, and a second output side connected to the second converter. 1 output terminal and the second output terminal, and converts the second DC voltage input from the second input side and outputs the converted voltage to the second output side. It has become.

本発明によれば、３相ＰＦＣの出力側に設けられた第１端子、中間端子及び第２端子のうち、第１端子及び中間端子に、第１コンバータを接続し、中間端子及び第２端子に、第１コンバータと同一特性の第２コンバータを接続し、３相ＰＦＣの中間端子を使用した構成になっている。そのため、第１コンバータ及び第２コンバータの主要部品間のばらつきに起因して、第１コンバータ及び第２コンバータ間の電力がアンバランスになると、電力量の大きいコンバータの入力電圧が下がり、電力量の小さいコンバータの入力電圧が上がる。第１端子及び第２端子間の電圧は定電圧制御されているので、定電圧を維持しながら、第１直流電圧と第２直流電圧が変化して、第１コンバータ及び第２コンバータ間の電力バランスがとられる。これにより、第１コンバータ及び第２コンバータ側において電力バランス制御を行う必要がないので、回路構成が簡単なスイッチング電源装置を実現できる。 According to the present invention, the first converter is connected to the first terminal and the intermediate terminal among the first terminal, intermediate terminal, and second terminal provided on the output side of the three-phase PFC, and the first converter is connected to the intermediate terminal and the second terminal. A second converter having the same characteristics as the first converter is connected to the second converter, and an intermediate terminal of a three-phase PFC is used. Therefore, if the power between the first converter and the second converter becomes unbalanced due to variations between the main parts of the first converter and the second converter, the input voltage of the converter with a large amount of power will decrease, and the amount of power will decrease. The input voltage of the small converter increases. Since the voltage between the first terminal and the second terminal is controlled at a constant voltage, the first DC voltage and the second DC voltage change while maintaining the constant voltage, and the power between the first converter and the second converter is Balance is achieved. Thereby, there is no need to perform power balance control on the first converter side and the second converter side, so it is possible to realize a switching power supply device with a simple circuit configuration.

本発明の実施例１におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図A circuit diagram showing the configuration of a switching power supply device in Embodiment 1 of the present invention 本発明の実施例２におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図A circuit diagram showing the configuration of a switching power supply device in Embodiment 2 of the present invention 本発明の実施例３におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図A circuit diagram showing the configuration of a switching power supply device in Embodiment 3 of the present invention 従来のスイッチング電源装置の構成例を示す回路図Circuit diagram showing a configuration example of a conventional switching power supply

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。 Modes for carrying out the invention will become apparent from the following description of preferred embodiments when read in conjunction with the accompanying drawings. However, the drawings are solely for illustrative purposes and do not limit the scope of the present invention.

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１における２ステージ方式のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 (Configuration of Example 1)
FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a two-stage switching power supply device according to a first embodiment of the present invention.

２ステージ方式のスイッチング電源装置は、３相交流電源２１に接続された前段のビエナ方式の３相ＰＦＣ３０と、この出力側に接続された後段の２つの第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０と、を備えている。 The two-stage switching power supply device includes a first-stage Vienna-type three-phase PFC 30 connected to a three-phase AC power supply 21, and two subsequent stages, a first converter 40 and a second converter 50, connected to the output side of the two-stage switching power supply. It is equipped with

前段の３相ＰＦＣ３０は、３相交流電源２１に接続された３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃを有し、この３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃ間に、高周波成分除去用の線間コンデンサ３２ａ，３２ｂ，３２ｃが接続されている。更に、３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃには、３つのインダクタ３３ａ，３３ｂ，３３ｃからなる昇圧用の３相インダクタ３３と、３つの接続点Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ１３と、スイッチング回路３４と、出力側の第１端子３７ａ及び第２端子３７ｂ間の中点の中間端子３７ｃと、が直列に接続されている。 The three-phase PFC 30 at the front stage has three-phase input terminals 31a, 31b, and 31c connected to the three-phase AC power supply 21, and a line capacitor for removing high frequency components is connected between the three-phase input terminals 31a, 31b, and 31c. 32a, 32b, and 32c are connected. Further, the three-phase input terminals 31a, 31b, 31c are connected to a three-phase inductor 33 for boosting the voltage consisting of three inductors 33a, 33b, 33c, three connection points N11, N12, N13, a switching circuit 34, and an output. The first terminal 37a on the side and the intermediate terminal 37c at the middle point between the second terminal 37b are connected in series.

スイッチング回路３４は、３つの接続点Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ１３と中間端子３７ｃとの間にそれぞれ接続された３つの双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃにより構成されている。各双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃは、例えば、直列に接続された極性の異なる２つのＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）により構成されている。各ＭＯＳＦＥＴには、寄生ダイオードが逆並列に接続されている。なお、各双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」という。）等の他のパワー半導体素子により構成しても良い。 The switching circuit 34 includes three bidirectional switching elements 34a, 34b, and 34c connected between three connection points N11, N12, and N13 and an intermediate terminal 37c, respectively. Each of the bidirectional switching elements 34a, 34b, and 34c includes, for example, two MOS field effect transistors (hereinafter referred to as "MOSFETs") connected in series and having different polarities. A parasitic diode is connected in antiparallel to each MOSFET. Note that each of the bidirectional switching elements 34a, 34b, and 34c may be constructed of other power semiconductor elements such as an insulated gate bipolar transistor (hereinafter referred to as "IGBT").

接続点Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ１３には、整流回路（例えば、全波整流回路）３５が接続されている。全波整流回路３５は、６つのダイオード３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄ，３５ｅ，３５ｆがブリッジ接続されて構成されている。全波整流回路３５には、直列接続された２つの第１平滑回路（例えば、平滑コンデンサ）３６ａ及び第２平滑回路（例えば、平滑コンデンサ）３６ｂが、並列に接続されている。２つの平滑コンデンサ３６ａ，３６ｂの両電極には、第１端子３７ａと第２端子３７ｂとが接続されている。 A rectifier circuit (for example, a full-wave rectifier circuit) 35 is connected to the connection points N11, N12, and N13. The full-wave rectifier circuit 35 includes six diodes 35a, 35b, 35c, 35d, 35e, and 35f connected in a bridge manner. To the full-wave rectifier circuit 35, two series-connected first smoothing circuits (for example, smoothing capacitors) 36a and second smoothing circuits (for example, smoothing capacitors) 36b are connected in parallel. A first terminal 37a and a second terminal 37b are connected to both electrodes of the two smoothing capacitors 36a and 36b.

第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃには、第１コンバータ４０の入力側が接続され、更に、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂにも、第２コンバータ５０の入力側が接続されている。第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０の出力側は、並列に接続され、平滑用の出力コンデンサ５９を介して第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂが接続されている。 The input side of the first converter 40 is connected to the first terminal 37a and the intermediate terminal 37c, and the input side of the second converter 50 is also connected to the intermediate terminal 37c and the second terminal 37b. The output sides of the first converter 40 and the second converter 50 are connected in parallel, and are connected to a first output terminal 60a and a second output terminal 60b via a smoothing output capacitor 59.

第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０は、同一特性（つまり、同一構成）のＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、ＬＬＣコンバータ）により構成されている。 The first converter 40 and the second converter 50 are configured by DC/DC converters (for example, LLC converters) having the same characteristics (that is, the same configuration).

第１コンバータ４０は、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃに対して並列に接続された平滑用の入力コンデンサ４１を有し、この入力コンデンサ４１と並列に、ブリッジ回路（例えば、フルブリッジ回路）４２が接続されている。フルブリッジ回路４２は、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃ間に生じる第１直流電圧Ｖ１をスイッチングする回路であり、４つのスイッチング素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃ，４２ｄがブリッジ接続されて構成されている。各スイッチング素子４２ａ～４２ｄは、ＭＯＳＦＥＴにより構成され、それらの各ＭＯＳＦＥＴに、寄生ダイオードが逆並列に接続されている。なお、各スイッチング素子４２ａ～４２ｄは、ＩＧＢＴ等の他のパワー半導体素子により構成しても良い。 The first converter 40 has a smoothing input capacitor 41 connected in parallel to the first terminal 37a and the intermediate terminal 37c, and a bridge circuit (for example, a full bridge circuit) 42 connected in parallel to the input capacitor 41. is connected. The full bridge circuit 42 is a circuit that switches the first DC voltage V1 generated between the first terminal 37a and the intermediate terminal 37c, and is configured by four switching elements 42a, 42b, 42c, and 42d connected in a bridge manner. Each of the switching elements 42a to 42d is composed of a MOSFET, and a parasitic diode is connected in antiparallel to each of the MOSFETs. Note that each of the switching elements 42a to 42d may be constructed of other power semiconductor elements such as IGBTs.

スイッチング素子４２ａ及び４２ｂの接続点と、スイッチング素子４２ｃ及び４２ｄの接続点とには、共振回路が接続されている。共振回路は、フルブリッジ回路４２の出力電圧により共振する回路であり、共振コンデンサ４３、共振チョークコイル４４、及び励磁チョークコイル４５ａ１の直列回路により、構成されている。励磁チョークコイル４５ａ１は、例えば、変圧器４５の励磁インピーダンスにより構成されている。変圧器４５は、前記共振回路の出力電圧の電圧レベルを変換するものであり、１次巻線４５ａ及び２次巻線４５ｂを有している。 A resonant circuit is connected to the connection point between the switching elements 42a and 42b and the connection point between the switching elements 42c and 42d. The resonant circuit is a circuit that resonates due to the output voltage of the full bridge circuit 42, and is constituted by a series circuit of a resonant capacitor 43, a resonant choke coil 44, and an excitation choke coil 45a1. The excitation choke coil 45a1 is configured by the excitation impedance of the transformer 45, for example. The transformer 45 converts the voltage level of the output voltage of the resonant circuit, and has a primary winding 45a and a secondary winding 45b.

２次巻線４５ｂには、整流平滑回路が接続されている。整流平滑回路は、２次巻線４５ｂの出力電圧を整流及び平滑するものであり、全波整流回路４６、平滑用のチョークコイル４７、及び平滑コンデンサ４８により構成されている。平滑コンデンサ４８の両電極には、直流の出力電圧Ｖｏを出力する第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂが接続されている。 A rectifying and smoothing circuit is connected to the secondary winding 45b. The rectifying and smoothing circuit rectifies and smoothes the output voltage of the secondary winding 45b, and includes a full-wave rectifier circuit 46, a smoothing choke coil 47, and a smoothing capacitor 48. Both electrodes of the smoothing capacitor 48 are connected to a first output terminal 60a and a second output terminal 60b that output a DC output voltage Vo.

第２コンバータ５０は、第２直流電圧Ｖ２が生じる中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂに対して並列に接続された平滑用の入力コンデンサ５１を有している。入力コンデンサ５１には、第１コンバータ４０と同様に、４つのスイッチング素子５２ａ，５２ｂ，５２ｃ，５２ｄを有するブリッジ回路（例えば、フルブリッジ回路）５２と、共振コンデンサ５３、共振チョークコイル５４及び励磁チョークコイル５５ａ１を有する共振回路と、１次巻線５５ａ及び２次巻線５５ｂを有する変圧器５５と、が接続されている。更に、２次巻線５５ｂの出力側には、４つのダイオード５６ａ，５６ｂ，５６ｃ，５６ｄからなる全波整流回路５６と、平滑用のチョークコイル５７及び平滑コンデンサ５８を有する平滑回路と、が接続されている。平滑コンデンサ５８の両電極は、第１コンバータ４０の平滑コンデンサ４８に対して並列に、第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂに接続されている。 The second converter 50 has a smoothing input capacitor 51 connected in parallel to the intermediate terminal 37c and the second terminal 37b where the second DC voltage V2 is generated. Like the first converter 40, the input capacitor 51 includes a bridge circuit (for example, a full bridge circuit) 52 having four switching elements 52a, 52b, 52c, and 52d, a resonant capacitor 53, a resonant choke coil 54, and an excitation choke. A resonant circuit having a coil 55a1 and a transformer 55 having a primary winding 55a and a secondary winding 55b are connected. Furthermore, a full-wave rectifier circuit 56 including four diodes 56a, 56b, 56c, and 56d, and a smoothing circuit including a smoothing choke coil 57 and a smoothing capacitor 58 are connected to the output side of the secondary winding 55b. has been done. Both electrodes of the smoothing capacitor 58 are connected in parallel to the smoothing capacitor 48 of the first converter 40 to a first output terminal 60a and a second output terminal 60b.

３相ＰＦＣ３０内のスイッチング回路３４、第１コンバータ４０内のフルブリッジ回路４２、及び第２コンバータ５０内のフルブリッジ回路５２は、図示しない制御部により、スイッチング制御される。例えば、スイッチング回路３４は、パルス幅変調（以下「ＰＷＭ」という。）のデューティ制御により、スイッチング制御され、フルブリッジ回路４２及び５２は、同期したパルス周波数変調（以下「ＰＦＭ」という。）制御により、スイッチング制御される構成になっている。 The switching circuit 34 in the three-phase PFC 30, the full bridge circuit 42 in the first converter 40, and the full bridge circuit 52 in the second converter 50 are controlled in switching by a control section (not shown). For example, the switching circuit 34 is controlled by pulse width modulation (hereinafter referred to as "PWM") duty control, and the full bridge circuits 42 and 52 are controlled by synchronized pulse frequency modulation (hereinafter referred to as "PFM") control. , has a switching controlled configuration.

（実施例１の動作）
図１のスイッチング電源装置において、３相交流電源２１から出力された３相交流電力が、３相ＰＦＣ３０内の３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃに入力される。図示しない制御部により、スイッチング回路３４内の双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃがオン状態になると、入力された３相交流電力が、３相インダクタ３３及びオン状態の双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃを介して、中間端子３７ｃへ流れ、入力された３相交流電力が３相インダクタ３３に蓄積される。図示しない制御部により、双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃがオフ状態に切り換えられると、入力された３相交流電力と、３相インダクタ３３に蓄積された３相交流電力とが合算され、この合算電力が全波整流回路３５で全波整流され、平滑コンデンサ３６ａ，３６ｂにより平滑される。すると、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃから第１直流電圧Ｖ１が出力されると共に、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂから第２直流電圧Ｖ２が出力される。出力された第１直流電圧Ｖ１は、第１コンバータ４０へ供給されると共に、出力された第２直流電圧Ｖ２は、第２コンバータ５０へ供給される。 (Operation of Example 1)
In the switching power supply device of FIG. 1, three-phase AC power output from the three-phase AC power supply 21 is input to three-phase input terminals 31a, 31b, and 31c in the three-phase PFC 30. When the bidirectional switching elements 34a, 34b, 34c in the switching circuit 34 are turned on by a control unit (not shown), the input three-phase AC power is transferred to the three-phase inductor 33 and the two-way switching elements 34a, 34b in the on-state. , 34c to the intermediate terminal 37c, and the input three-phase AC power is accumulated in the three-phase inductor 33. When the bidirectional switching elements 34a, 34b, and 34c are turned off by a control unit (not shown), the input three-phase AC power and the three-phase AC power accumulated in the three-phase inductor 33 are summed. The total power is full-wave rectified by a full-wave rectifier circuit 35 and smoothed by smoothing capacitors 36a and 36b. Then, the first DC voltage V1 is output from the first terminal 37a and the intermediate terminal 37c, and the second DC voltage V2 is output from the intermediate terminal 37c and the second terminal 37b. The output first DC voltage V1 is supplied to the first converter 40, and the output second DC voltage V2 is supplied to the second converter 50.

ここで、第１端子３７ａ及び第２端子３７ｂ間の出力電圧（＝第１直流電圧Ｖ１＋第２直流電圧Ｖ２）は、図示しない電圧センサで計測され、この電圧計測値が、図示しない制御部において、目標電圧値と比較され、その比較結果が減少するようにフィードバック制御（例えば、比例積分（以下「ＰＩ」という。）制御、比例積分微分（以下「ＰＩＤ」という。）制御等）され、ＰＷＭのデューティ制御によって駆動パルスが生成される。生成された駆動パルスにより、双方向スイッチング素子３４ａ，３４ｂ，３４ｃがオン／オフ動作し、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が低下すれば、駆動パルスのオンデューティが大きくなって、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が上昇し、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が上昇すれば、駆動パルスのオンデューティが小さくなって、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が低下する。このような制御部の定電圧制御により、３相ＰＦＣ３０の出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）は、目標電圧に維持される。 Here, the output voltage between the first terminal 37a and the second terminal 37b (=first DC voltage V1 + second DC voltage V2) is measured by a voltage sensor (not shown), and this voltage measurement value is sent to a control unit (not shown). is compared with a target voltage value, and feedback control (for example, proportional integral (hereinafter referred to as "PI") control, proportional integral derivative (hereinafter referred to as "PID") control, etc.) is performed so that the comparison result decreases, and the PWM A drive pulse is generated by controlling the duty of . The generated drive pulse turns on/off the bidirectional switching elements 34a, 34b, and 34c, and if the output voltage (V1+V2) decreases, the on-duty of the drive pulse increases and the output voltage (V1+V2) increases. However, if the output voltage (V1+V2) increases, the on-duty of the drive pulse becomes smaller and the output voltage (V1+V2) decreases. By such constant voltage control of the control unit, the output voltage (V1+V2) of the three-phase PFC 30 is maintained at the target voltage.

第１直流電圧Ｖ１が供給される第１コンバータ４０では、その第１直流電圧Ｖ１が、入力コンデンサ４１で平滑され、フルブリッジ回路４２にて導通／遮断される。例えば、フルブリッジ回路４２内のスイッチング素子４２ａ，４２ｄがオン状態、スイッチング素子４２ｂ、４２ｃがオフ状態になると、入力コンデンサ４１の正極側→スイッチング素子４２ａ→共振コンデンサ４３→共振チョークコイル４４→励磁チョークコイル４５ａ１及び変圧器４５の１次巻線４５ａ→スイッチング素子４２ｄ→入力コンデンサ４１の負極側へ、電流が流れる。 In the first converter 40 to which the first DC voltage V1 is supplied, the first DC voltage V1 is smoothed by the input capacitor 41 and turned on/off by the full bridge circuit 42. For example, when the switching elements 42a and 42d in the full bridge circuit 42 are in the on state and the switching elements 42b and 42c are in the off state, the positive electrode side of the input capacitor 41→switching element 42a→resonant capacitor 43→resonant choke coil 44→excitation choke Current flows from the coil 45a1 and the primary winding 45a of the transformer 45 to the switching element 42d to the negative electrode side of the input capacitor 41.

次に、スイッチング素子４２ａ，４２ｄがオフ状態、スイッチング素子４２ｂ，４２ｃがオン状態に切り換えられると、共振コンデンサ４３に蓄積された電荷が放電し、共振コンデンサ４３の正極側→スイッチング素子４２ｂ→スイッチング素子４２ｄの寄生ダイオード→励磁チョークコイル４５ａ１及び変圧器４５の１次巻線４５ａ→共振チョークコイル４４→共振コンデンサ４３の負極側へ、電流が流れる。これにより、共振回路が共振し、変圧器４５の２次巻線４５ｂに交流電圧が誘起される。誘起された交流電圧は、全波整流回路４６で整流され、チョークコイル４７及び平滑コンデンサ４８により平滑される。平滑された直流電圧は、出力コンデンサ５９を介して第１、第２出力端子６０ａ，６０ｂへ出力される。 Next, when the switching elements 42a and 42d are turned off and the switching elements 42b and 42c are turned on, the charges accumulated in the resonance capacitor 43 are discharged, and the positive electrode side of the resonance capacitor 43 → the switching element 42b → the switching element A current flows from the parasitic diode 42d to the excitation choke coil 45a1 and the primary winding 45a of the transformer 45, to the resonant choke coil 44, and to the negative electrode side of the resonant capacitor 43. As a result, the resonant circuit resonates, and an alternating current voltage is induced in the secondary winding 45b of the transformer 45. The induced AC voltage is rectified by a full-wave rectifier circuit 46 and smoothed by a choke coil 47 and a smoothing capacitor 48. The smoothed DC voltage is outputted to the first and second output terminals 60a and 60b via the output capacitor 59.

又、第２直流電圧Ｖ２が供給される第２コンバータ５０も、第１コンバータ４０と同様の動作を行う。即ち、第２直流電圧Ｖ２が、入力コンデンサ５１で平滑され、フルブリッジ回路５２にて導通／遮断される。すると、共振コンデンサ５３、共振チョークコイル５４及び励磁チョークコイル５５ａ１からなる共振回路が共振し、変圧器５５の２次巻線５５ｂに交流電圧が誘起される。誘起された交流電圧は、全波整流回路５６で整流され、チョークコイル５７及び平滑コンデンサ５８により平滑される。平滑された直流電圧は、出力コンデンサ５９を介して第１、第２出力端子６０ａ，６０ｂへ出力される。これにより、第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂ間の直流の出力電圧Ｖｏが、図示しない負荷へ供給される。 Further, the second converter 50 to which the second DC voltage V2 is supplied also performs the same operation as the first converter 40. That is, the second DC voltage V2 is smoothed by the input capacitor 51 and turned on/off by the full bridge circuit 52. Then, the resonant circuit made up of the resonant capacitor 53, the resonant choke coil 54, and the excitation choke coil 55a1 resonates, and an alternating current voltage is induced in the secondary winding 55b of the transformer 55. The induced AC voltage is rectified by a full-wave rectifier circuit 56 and smoothed by a choke coil 57 and a smoothing capacitor 58. The smoothed DC voltage is outputted to the first and second output terminals 60a and 60b via the output capacitor 59. As a result, the DC output voltage Vo between the first output terminal 60a and the second output terminal 60b is supplied to a load (not shown).

ここで、出力電圧Ｖｏは、図示しない電圧センサで計測され、この電圧計測値が、図示しない制御部において、目標電圧値と比較され、その比較結果が減少するようにフィードバック制御（例えば、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等）され、ＰＦＭ制御によってスイッチング周波数を有する駆動パルスが生成される。生成された駆動パルスにより、スイッチング素子４２ａ～４２ｄ，５２ａ～５２ｄがオン／オフ動作し、出力電圧Ｖｏが低下すれば、駆動パルスのスイッチング周波数が小さくなって、出力電圧Ｖｏが上昇し、出力電圧Ｖｏが上昇すれば、駆動パルスのスイッチング周波数が大きくなって、出力電圧Ｖｏが低下する。このような制御部の定電圧制御により、出力される出力電圧Ｖｏは、目標電圧に維持される。 Here, the output voltage Vo is measured by a voltage sensor (not shown), this voltage measurement value is compared with a target voltage value in a control section (not shown), and feedback control (for example, PI control) is performed so that the comparison result decreases. , PID control, etc.), and drive pulses having a switching frequency are generated by PFM control. The generated drive pulse turns on/off the switching elements 42a to 42d, 52a to 52d, and if the output voltage Vo decreases, the switching frequency of the drive pulse decreases, the output voltage Vo increases, and the output voltage If Vo increases, the switching frequency of the drive pulse increases, and the output voltage Vo decreases. By such constant voltage control of the control section, the output voltage Vo is maintained at the target voltage.

（従来と実施例１の動作の比較）
従来の図４のスイッチング電源装置では、第１コンバータ１８－１と第２コンバータ１８－２との主要部品（共振コンデンサのキャパシタンス値、共振チョークコイルのインダクタンス値、及び励磁チョークコイルのインダクタンス値）間に、ばらつきがあると、第１コンバータ１８－１と第２コンバータ１８－２との出力電力特性が変わり、出力電力がアンバランスになるので、第１コンバータ１８－１及び第２コンバータ１８－２間で個別に電力バランス制御が必要になる。そのため、回路構成が複雑になる、といった課題があった。 (Comparison of operation between conventional and Example 1)
In the conventional switching power supply device shown in FIG. 4, the main components (the capacitance value of the resonant capacitor, the inductance value of the resonant choke coil, and the inductance value of the excitation choke coil) between the first converter 18-1 and the second converter 18-2 are If there is variation in the output power characteristics of the first converter 18-1 and the second converter 18-2, the output power characteristics will change and the output power will become unbalanced. Individual power balance control is required between the two. Therefore, there was a problem that the circuit configuration became complicated.

このような課題を解決するために、本実施例１では、図１に示す前段の３相ＰＦＣ３０の出力側に設けられた第１端子３７ａ、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂのうち、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃに、第１コンバータ４０を接続し、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂに、第１コンバータ４０と同一特性の第２コンバータ５０を接続し、３相ＰＦＣ３０の中間端子３７ｃを使用している。 In order to solve such problems, in the first embodiment, the first terminal 37a, the intermediate terminal 37c, and the second terminal 37b provided on the output side of the three-phase PFC 30 at the front stage shown in FIG. A first converter 40 is connected to the terminal 37a and the intermediate terminal 37c, a second converter 50 having the same characteristics as the first converter 40 is connected to the intermediate terminal 37c and the second terminal 37b, and the intermediate terminal 37c of the three-phase PFC 30 is connected to the intermediate terminal 37c. I am using it.

第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０の主要部品間のばらつきに起因して、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間の出力電力がアンバランスになると、３相ＰＦＣ３０の出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）は、目標電圧を維持しながら、変化する。 When the output power between the first converter 40 and the second converter 50 becomes unbalanced due to variations between the main components of the first converter 40 and the second converter 50, the output voltage (V1+V2) of the three-phase PFC 30 becomes Change while maintaining the target voltage.

例えば、（第１コンバータ４０の出力電力＞第２コンバータ５０の出力電力）になったとする。この時、（第１コンバータ４０の出力電圧＞第２コンバータ５０の出力電圧）の関係になる。この状態から、第１直流電圧Ｖ１が下がり、第２直流電圧Ｖ２が上がることで、（第１コンバータ４０の出力電圧≒第２コンバータ５０の出力電圧）になり、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間で出力電力のバランスがとれる（つまり、セルフバランスする）。負荷急変等の過渡時の動作も同じように、セルフバランスでき、従来のような図４の第１コンバータ１８－１及び第２コンバータ１８－２側の電力バランス制御が不要になる。 For example, assume that (output power of first converter 40>output power of second converter 50). At this time, the relationship is (output voltage of first converter 40>output voltage of second converter 50). From this state, the first DC voltage V1 decreases and the second DC voltage V2 increases, so that (output voltage of the first converter 40 ≒ output voltage of the second converter 50), and the first converter 40 and the second converter The output power can be balanced between 50 and 50 (that is, self-balancing). Similarly, self-balancing can be performed during transient operations such as sudden changes in load, and the conventional power balance control on the first converter 18-1 and second converter 18-2 sides shown in FIG. 4 is no longer necessary.

（実施例１の効果）
本実施例１によれば、図１に示す３相ＰＦＣ３０の中間端子３７ｃを使用した構成になっている。そのため、同一特性を有する第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０の主要部品間のばらつきに起因して、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間の出力電力がアンバランスになると、電力量の大きいコンバータの入力電圧が下がり、電力量の小さいコンバータの入力電圧が上がる。３相ＰＦＣ３０の出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）は定電圧制御されているので、定電圧を維持しながら、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が変化して、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０間の出力電力がセルフバランスする。これにより、従来のように、第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０側において電力バランス制御を行う必要がないので、回路構成が簡単なスイッチング電源装置を実現できる。 (Effects of Example 1)
According to the first embodiment, the configuration uses the intermediate terminal 37c of the three-phase PFC 30 shown in FIG. 1. Therefore, if the output power between the first converter 40 and the second converter 50 becomes unbalanced due to variations between the main components of the first converter 40 and the second converter 50 having the same characteristics, the converter with a large amount of power The input voltage of the converter decreases, and the input voltage of the converter with low power consumption increases. Since the output voltage (V1+V2) of the three-phase PFC 30 is controlled at a constant voltage, the output voltage (V1+V2) changes while maintaining the constant voltage, and the output power between the first converter 40 and the second converter 50 becomes self-controlled. balance. As a result, it is not necessary to perform power balance control on the first converter 40 and second converter 50 sides as in the conventional case, so it is possible to realize a switching power supply device with a simple circuit configuration.

（実施例２の構成）
図２は、本発明の実施例２における２ステージ方式のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この図２において、図１中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。 (Configuration of Example 2)
FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of a two-stage switching power supply device according to a second embodiment of the present invention. In FIG. 2, elements common to those in FIG. 1 are given the same reference numerals.

本実施例２の２ステージ方式のスイッチング電源装置は、実施例１と同様の前段のビエナ方式の３相ＰＦＣ３０と、この出力側に接続された後段の、実施例１とは異なる構成の２つの第１コンバータ４０Ａ及び第２コンバータ５０Ａと、を備えている。 The two-stage switching power supply device of the second embodiment has a front-stage Vienna-type three-phase PFC 30 similar to the first embodiment, and two stages connected to the output side of the latter stage, which have a different configuration from the first embodiment. It includes a first converter 40A and a second converter 50A.

本実施例２では、実施例１と異なり、第１コンバータ４０Ａの出力側と第２コンバータ５０Ａの出力側とが、直列に接続されて第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂに接続されている。 In the second embodiment, unlike the first embodiment, the output side of the first converter 40A and the output side of the second converter 50A are connected in series to the first output terminal 60a and the second output terminal 60b. There is.

第１コンバータ４０Ａ及び第２コンバータ５０Ａは、実施例１と同様に、同一特性（つまり、同一構成）のＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、ＬＬＣコンバータ）により構成されている。 The first converter 40A and the second converter 50A are configured by DC/DC converters (for example, LLC converters) having the same characteristics (that is, the same configuration) as in the first embodiment.

第１コンバータ４０Ａは、実施例１と同様に、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃに対して並列に接続された平滑用の入力コンデンサ４１を有し、この入力コンデンサ４１と並列に、ブリッジ回路（例えば、フルブリッジ回路）４２が接続されている。フルブリッジ回路４２は、実施例１と同様に、４つのスイッチング素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃ，４２ｄがブリッジ接続されて構成されている。スイッチング素子４２ａ及び４２ｂの接続点と、スイッチング素子４２ｃ及び４２ｄの接続点とには、実施例１と同様に、共振コンデンサ４３、共振チョークコイル４４、及び励磁チョークコイル４５ａ１の直列回路からなる共振回路が接続されている。変圧器４５は、実施例１と同様に、１次巻線４５ａ及び２次巻線４５ｂを有している。 Like the first embodiment, the first converter 40A has a smoothing input capacitor 41 connected in parallel to the first terminal 37a and the intermediate terminal 37c, and in parallel with the input capacitor 41, a bridge circuit ( For example, a full bridge circuit) 42 is connected. The full bridge circuit 42 is configured by connecting four switching elements 42a, 42b, 42c, and 42d in a bridge manner, as in the first embodiment. Similar to the first embodiment, a resonant circuit consisting of a series circuit of a resonant capacitor 43, a resonant choke coil 44, and an excitation choke coil 45a1 is connected to the connection point between the switching elements 42a and 42b and the connection point between the switching elements 42c and 42d. is connected. The transformer 45 has a primary winding 45a and a secondary winding 45b, as in the first embodiment.

第２コンバータ５０Ａは、実施例１と同様に、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂに対して並列に接続された平滑用の入力コンデンサ５１を有している。入力コンデンサ５１には、実施例１と同様に、４つのスイッチング素子５２ａ，５２ｂ，５２ｃ，５２ｄを有するブリッジ回路（例えば、フルブリッジ回路）５２と、共振コンデンサ５３、共振チョークコイル５４及び励磁チョークコイル５５ａ１を有する共振回路と、１次巻線５５ａ及び２次巻線５５ｂを有する変圧器５５と、が接続されている。 As in the first embodiment, the second converter 50A includes a smoothing input capacitor 51 connected in parallel to the intermediate terminal 37c and the second terminal 37b. As in the first embodiment, the input capacitor 51 includes a bridge circuit (for example, a full bridge circuit) 52 having four switching elements 52a, 52b, 52c, and 52d, a resonant capacitor 53, a resonant choke coil 54, and an excitation choke coil. A resonant circuit having 55a1 and a transformer 55 having a primary winding 55a and a secondary winding 55b are connected.

実施例１と異なり、第１コンバータ４０Ａの２次巻線４５ｂと第２コンバータ５０Ａの２次巻線５５ｂとは、直列に接続されている。直列に接続された２次巻線４５ｂ，５５ｂの出力側には、４つのダイオード４６ａ，５６ｂ，４６ｃ，５６ｄからなる全波整流回路４６Ａ、平滑用のチョークコイル４７及び平滑用の出力コンデンサ５９を有する整流平滑回路が、接続されている。出力コンデンサ５９の両電極は、第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂに接続されている。 Unlike the first embodiment, the secondary winding 45b of the first converter 40A and the secondary winding 55b of the second converter 50A are connected in series. A full-wave rectifier circuit 46A consisting of four diodes 46a, 56b, 46c, and 56d, a smoothing choke coil 47, and a smoothing output capacitor 59 are connected to the output side of the secondary windings 45b and 55b connected in series. A rectifying and smoothing circuit having a rectifying and smoothing circuit is connected. Both electrodes of the output capacitor 59 are connected to a first output terminal 60a and a second output terminal 60b.

３相ＰＦＣ３０内のスイッチング回路３４、第１コンバータ４０Ａ内のフルブリッジ回路４２、及び第２コンバータ５０Ａ内のフルブリッジ回路５２は、実施例１と同様に、図示しない制御部により、スイッチング制御される。例えば、スイッチング回路３４は、ＰＷＭのデューティ制御により、スイッチング制御され、フルブリッジ回路４２及び５２は、同期したＰＦＭ制御により、スイッチング制御される構成になっている。 The switching circuit 34 in the three-phase PFC 30, the full bridge circuit 42 in the first converter 40A, and the full bridge circuit 52 in the second converter 50A are controlled in switching by a control section (not shown), as in the first embodiment. . For example, the switching circuit 34 is configured to have its switching controlled by PWM duty control, and the full bridge circuits 42 and 52 are configured to be switched controlled by synchronized PFM control.

（実施例２の動作）
図２のスイッチング電源装置において、３相交流電源２１から出力された３相交流電力が、３相ＰＦＣ３０内の３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃに入力されると、実施例１と同様に、３相ＰＦＣ３０が動作し、第１端子３７ａ及び中間端子３７ｃから第１直流電圧Ｖ１が出力されると共に、中間端子３７ｃ及び第２端子３７ｂから第２直流電圧Ｖ２が出力される。出力された第１直流電圧Ｖ１は、第１コンバータ４０Ａへ供給されると共に、出力された第２直流電圧Ｖ２は、第２コンバータ５０Ａへ供給される。 (Operation of Example 2)
In the switching power supply device of FIG. 2, when the three-phase AC power output from the three-phase AC power supply 21 is input to the three-phase input terminals 31a, 31b, and 31c in the three-phase PFC 30, as in the first embodiment, The three-phase PFC 30 operates, and the first DC voltage V1 is output from the first terminal 37a and the intermediate terminal 37c, and the second DC voltage V2 is output from the intermediate terminal 37c and the second terminal 37b. The output first DC voltage V1 is supplied to the first converter 40A, and the output second DC voltage V2 is supplied to the second converter 50A.

第１直流電圧Ｖ１が供給される第１コンバータ４０Ａでは、その第１直流電圧Ｖ１が、実施例１と同様に、入力コンデンサ４１で平滑され、フルブリッジ回路４２にて導通／遮断されて共振回路が共振する。更に、第２直流電圧Ｖ２が供給される第２コンバータ５０Ａでは、その第２直流電圧Ｖ２が、実施例１と同様に、入力コンデンサ５１で平滑され、フルブリッジ回路５２にて導通／遮断されて共振回路が共振する。 In the first converter 40A to which the first DC voltage V1 is supplied, the first DC voltage V1 is smoothed by the input capacitor 41 and turned on/off by the full bridge circuit 42 to form a resonant circuit, as in the first embodiment. resonates. Furthermore, in the second converter 50A to which the second DC voltage V2 is supplied, the second DC voltage V2 is smoothed by the input capacitor 51 and turned on/off by the full bridge circuit 52, as in the first embodiment. The resonant circuit resonates.

第１コンバータ４０Ａの共振回路が共振すると、変圧器４５の２次巻線４５ｂに交流電圧が誘起される。更に、第２コンバータ５０Ａの共振回路が共振すると、変圧器５５の２次巻線５５ｂに交流電圧が誘起される。２次巻線４５ｂ及び５５ｂに誘起された交流電圧は、全波整流回路４６Ａで整流され、チョークコイル４７及び出力コンデンサ５９により平滑される。平滑された直流の出力電圧２Ｖｏ（＝実施例１の出力電圧Ｖｏの２倍の電圧）は、第１、第２出力端子６０ａ，６０ｂから出力され、図示しない負荷へ供給される。 When the resonant circuit of the first converter 40A resonates, an alternating current voltage is induced in the secondary winding 45b of the transformer 45. Furthermore, when the resonant circuit of the second converter 50A resonates, an alternating current voltage is induced in the secondary winding 55b of the transformer 55. The AC voltage induced in the secondary windings 45b and 55b is rectified by a full-wave rectifier circuit 46A, and smoothed by a choke coil 47 and an output capacitor 59. A smoothed DC output voltage 2Vo (=a voltage twice the output voltage Vo of Example 1) is output from the first and second output terminals 60a and 60b, and is supplied to a load (not shown).

ここで、出力電圧２Ｖｏは、実施例１と同様に、図示しない電圧センサで計測され、この電圧計測値が、図示しない制御部において、目標電圧値と比較され、その比較結果が減少するようにフィードバック制御され、ＰＦＭ制御によってスイッチング周波数を有する駆動パルスが生成される。生成された駆動パルスにより、スイッチング素子４２ａ～４２ｄ，５２ａ～５２ｄがオン／オフ動作し、制御部の定電圧制御により、第１出力端子６０ａ及び第２出力端子６０ｂから出力される出力電圧２Ｖｏが、目標電圧に維持される。 Here, as in the first embodiment, the output voltage 2Vo is measured by a voltage sensor (not shown), and this voltage measurement value is compared with a target voltage value in a control section (not shown) so that the comparison result is decreased. A drive pulse having a switching frequency is generated by feedback control and PFM control. The switching elements 42a to 42d and 52a to 52d are turned on and off by the generated drive pulses, and the output voltage 2Vo output from the first output terminal 60a and the second output terminal 60b is controlled by the constant voltage control of the control section. , maintained at the target voltage.

（実施例２の効果）
本実施例２によれば、実施例１と同様に、図２に示す３相ＰＦＣ３０の中間端子３７ｃを使用した構成になっているので、従来のように、第１コンバータ４０Ａ及び第２コンバータ５０Ａ側において電力バランス制御を行う必要がない。そのため、回路構成が簡単なスイッチング電源装置を実現できる。 (Effects of Example 2)
According to the second embodiment, as in the first embodiment, the configuration uses the intermediate terminal 37c of the three-phase PFC 30 shown in FIG. There is no need to perform power balance control on the side. Therefore, a switching power supply device with a simple circuit configuration can be realized.

（実施例３の構成）
図３は、本発明の実施例３における２ステージ方式のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。この図３において、図１中の要素と共通の要素には、共通の符号が付されている。 (Configuration of Example 3)
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of a two-stage switching power supply device according to a third embodiment of the present invention. In FIG. 3, elements common to those in FIG. 1 are given the same reference numerals.

本実施例３の２ステージ方式のスイッチング電源装置は、実施例１と同様の前段のビエナ方式の３相ＰＦＣ３０と、この出力側に接続された後段の、実施例１とは異なる構成の２つの第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂと、を備えている。 The two-stage switching power supply device of the third embodiment has a front-stage Vienna-type three-phase PFC 30 similar to the first embodiment, and two stages connected to the output side of the latter stage, which have a configuration different from that of the first embodiment. It includes a first converter 40B and a second converter 50B.

本実施例３の第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂは、実施例１の第１コンバータ４０及び第２コンバータ５０の構成とそれぞれ同一であるが、第１コンバータ４０Ｂの出力側の平滑コンデンサ４８と第２コンバータ５０Ｂの出力側の平滑コンデンサ５８とが、直列に接続されている点が、実施例１と異なる。その他の構成は、実施例１と同様である。 The first converter 40B and the second converter 50B of the third embodiment have the same configurations as the first converter 40 and the second converter 50 of the first embodiment, respectively, but the smoothing capacitor 48 on the output side of the first converter 40B This embodiment differs from the first embodiment in that the smoothing capacitor 58 on the output side of the second converter 50B is connected in series. The other configurations are the same as in the first embodiment.

（実施例３の動作）
本実施例３のスイッチング電源装置は、全体の動作が、実施例１と略同様である。実施例１と異なる点は、第１コンバータ４０Ｂの出力側の平滑コンデンサ４８に蓄積された電荷と、第２コンバータ５０Ｂの出力側の平滑コンデンサ５８に蓄積された電荷と、が加算されて出力コンデンサ５９に蓄積される。そのため、実施例２と同様に、出力端子６０ａ，６０ｂから、実施例１の出力電圧Ｖｏの２倍の出力電圧２Ｖｏが出力される。 (Operation of Example 3)
The entire operation of the switching power supply device of the third embodiment is substantially the same as that of the first embodiment. The difference from Embodiment 1 is that the charges accumulated in the smoothing capacitor 48 on the output side of the first converter 40B and the charges accumulated in the smoothing capacitor 58 on the output side of the second converter 50B are added to form the output capacitor. It is accumulated in 59. Therefore, similarly to the second embodiment, an output voltage 2Vo that is twice the output voltage Vo of the first embodiment is output from the output terminals 60a and 60b.

（実施例３の効果）
本実施例３によれば、実施例１と同様に、図３に示す３相ＰＦＣ３０の中間端子３７ｃを使用した構成になっている。そのため、実施例１と同様に、同一特性を有する第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂの主要部品間のばらつきに起因して、第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂ間の出力電力がアンバランスになると、電力量の大きいコンバータの入力電圧が下がり、電力量の小さいコンバータの入力電圧が上がる。３相ＰＦＣ３０の出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）は定電圧制御されているので、定電圧を維持しながら、出力電圧（Ｖ１＋Ｖ２）が変化して、第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂ間の出力電力がセルフバランスする。これにより、従来のように、第１コンバータ４０Ｂ及び第２コンバータ５０Ｂ側において電力バランス制御を行う必要がないので、回路構成が簡単なスイッチング電源装置を実現できる。 (Effects of Example 3)
According to the third embodiment, as in the first embodiment, the intermediate terminal 37c of the three-phase PFC 30 shown in FIG. 3 is used. Therefore, as in the first embodiment, the output power between the first converter 40B and the second converter 50B becomes unbalanced due to variations between the main components of the first converter 40B and the second converter 50B, which have the same characteristics. Then, the input voltage of the converter with a large amount of power decreases, and the input voltage of the converter with a small amount of power increases. Since the output voltage (V1+V2) of the three-phase PFC 30 is controlled at a constant voltage, the output voltage (V1+V2) changes while maintaining the constant voltage, and the output power between the first converter 40B and the second converter 50B becomes self-controlled. balance. Thereby, it is not necessary to perform power balance control on the first converter 40B and second converter 50B sides as in the conventional case, so it is possible to realize a switching power supply device with a simple circuit configuration.

（実施例１～３の変形例）
本発明は、上記実施例１～３に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）、（ｂ）のようなものがある。 (Modifications of Examples 1 to 3)
The present invention is not limited to the first to third embodiments described above, and can be used in various ways and modified. Examples of usage patterns and modifications include the following (a) and (b).

（ａ）前段の３相ＰＦＣ３０は、図示以外の構成に変更しても良い。例えば、線間コンデンサ３２ａ～３２ｃと共に、或いは、線間コンデンサ３２ａ～３２ｃに代えて、各３相入力端子３１ａ，３１ｂ，３１ｃと中間端子３７ｃとの間にコンデンサをそれぞれ接続し、高周波成分を除去する構成にしても良い。 (a) The three-phase PFC 30 at the front stage may have a configuration other than that shown. For example, a capacitor is connected between each of the three-phase input terminals 31a, 31b, 31c and the intermediate terminal 37c, together with the line capacitors 32a to 32c, or in place of the line capacitors 32a to 32c, to remove high frequency components. It may be configured to do so.

（ｂ）後段の第１コンバータ４０，４０Ａ，４０Ｂ及び第２コンバータ５０，５０Ａ，５０Ｂは、図示以外の構成に変更しても良い。例えば、フルブリッジ回路４２，５２をハーブブリッジ回路等に変更しても良い。チョークコイル４７，５７を省略しても良い。又、ＰＦＭ制御のＬＬＣコンバータに代えて、ＰＷＭによりデューティ制御されるＤＣ／ＤＣコンバータ（例えば、降圧コンバータ、昇圧コンバータ、昇降圧コンバータ等）を用いても良い。このような構成に変更しても、実施例１～３と略同様の効果が期待できる。 (b) The first converters 40, 40A, 40B and the second converters 50, 50A, 50B in the latter stages may have configurations other than those shown in the drawings. For example, the full bridge circuits 42 and 52 may be replaced with a herb bridge circuit or the like. The choke coils 47, 57 may be omitted. Further, instead of the PFM-controlled LLC converter, a DC/DC converter whose duty is controlled by PWM (for example, a buck converter, a boost converter, a buck-boost converter, etc.) may be used. Even if this configuration is changed, substantially the same effects as in Examples 1 to 3 can be expected.

３０３相ＰＦＣ
２１３相交流電力
３１ａ，３１ｂ，３１ｃ３相入力端子
３２ａ，３２ｂ，３２ｃ線間コンデンサ
３３３相インダクタ
３４スイッチング回路
３５全波整流回路
３６ａ，３６ｂ，４８，５８平滑コンデンサ
３７ａ，３７ｂ第１、第２端子
３７ｃ中間端子
４０，４０Ａ，４０Ｂ第１コンバータ
４１，５１入力コンデンサ
４２，５２フルブリッジ回路
４３，５３共振コンデンサ
４４，５４共振チョークコイル
４５ａ１，５５ａ１励磁チョークコイル
４５，５５変圧器
４６，４６Ａ，５６全波整流回路
４８，５８平滑コンデンサ
５０，５０Ａ，５０Ｂ第２コンバータ
５９出力コンデンサ
６０ａ，６０ｂ第１、第２出力端子 30 3 phase PFC
21 3-phase AC power 31a, 31b, 31c 3-phase input terminal 32a, 32b, 32c Line capacitor 33 3-phase inductor 34 Switching circuit 35 Full-wave rectifier circuit 36a, 36b, 48, 58 Smoothing capacitor 37a, 37b 1st, 1st 2 terminals 37c Intermediate terminals 40, 40A, 40B 1st converter 41, 51 Input capacitor 42, 52 Full bridge circuit 43, 53 Resonant capacitor 44, 54 Resonant choke coil 45a1, 55a1 Excitation choke coil 45, 55 Transformer 46, 46A, 56 Full wave rectifier circuit 48, 58 Smoothing capacitor 50, 50A, 50B 2nd converter 59 Output capacitor 60a, 60b 1st, 2nd output terminal

Claims

The input three-phase AC power is switched by a switching circuit , then rectified and smoothed, and a first DC voltage with improved power factor is output from the first terminal and the intermediate terminal, and a first DC voltage with improved power factor is output from the intermediate terminal and the second terminal. , a three-phase power factor correction circuit that outputs a second DC voltage with improved power factor;
a first converter that converts the first DC voltage output from the first terminal and the intermediate terminal using a full bridge circuit and a transformer , and outputs the converted voltage from the first output terminal and the second output terminal;
a second converter that converts the second DC voltage output from the intermediate terminal and the second terminal using a full bridge circuit and a transformer, and outputs the converted voltage from the first output terminal and the second output terminal;
a control unit that controls the three-phase power factor improvement circuit, the first converter, and the second converter;
Equipped with
The second converter has the same characteristics as the first converter, and the output side of the second converter is connected in parallel or series to the first output terminal and the second output terminal ,
The control unit includes:
Switching the switching circuit of the three-phase power factor improvement circuit is controlled by pulse width modulation duty control so that the output voltage, which is the sum of the first DC voltage and the second DC voltage, becomes a constant voltage;
A switching power supply device characterized in that switching control of the full bridge circuit of the first converter and the full bridge circuit of the second converter is performed by synchronized pulse frequency modulation control.

In the control unit of the switching power supply device,
The switching power supply according to claim 1, wherein the measured value of the output voltage is compared with a target voltage value, and the switching circuit of the three-phase power factor correction circuit is feedback-controlled so that the comparison result decreases. Device.

The three-phase power factor improvement circuit is
a three-phase input terminal for inputting the three-phase AC power;
a three-phase inductor connected to the three-phase input terminal;
a switching circuit with one end connected in series to the three-phase inductor;
a connection point between the three-phase inductor and the switching circuit;
the intermediate terminal connected to the other end of the switching circuit;
the first terminal and the intermediate terminal that output the first DC voltage;
the intermediate terminal and the second terminal that output the second DC voltage ;
a rectifier circuit connected between the connection point and the first terminal and the second terminal;
a first smoothing circuit connected between the first terminal and the intermediate terminal;
a second smoothing circuit connected between the intermediate terminal and the second terminal;
The switching power supply device according to claim 1, characterized in that it has:

The first converter is
A first input side is connected to the first terminal and the intermediate terminal, a first output side is connected to the first output terminal and the second output terminal, and the first DC voltage input from the first input side is converting the voltage and outputting it to the first output side;
The second converter is
A second input side is connected to the intermediate terminal and the second terminal, a second output side is connected in parallel or series to the first output terminal and the second output terminal, and the input is input from the second input side. voltage converting the second DC voltage and outputting it to the second output side;
The switching power supply device according to claim 1, characterized in that:

Between the three-phase inductors,
A line capacitor is connected to remove high frequency components.
The switching power supply device according to claim 3 , characterized in that:

The three-phase inductor is a three-phase inductor for boosting voltage,
The switching circuit is composed of a plurality of switching elements,
The rectifier circuit is composed of a full-wave rectifier circuit,
The first smoothing circuit and the second smoothing circuit each include a capacitor,
The switching power supply device according to claim 3 , characterized in that:

The first converter and the second converter each include:
Consists of a DC/DC converter including a resonant converter,
The switching power supply device according to claim 4 , characterized in that:

The resonant converter is
A bridge circuit that switches DC voltage using multiple switching elements,
a resonant circuit that resonates due to the output voltage of the bridge circuit;
a transformer that converts the voltage level of the output voltage of the resonant circuit;
a rectifying and smoothing circuit that rectifies and smoothes the output voltage of the transformer;
The switching power supply device according to claim 7 , characterized in that it has: