JP7137260B1

JP7137260B1 - Ａｃ－ｄｃ電源

Info

Publication number: JP7137260B1
Application number: JP2022047807A
Authority: JP
Inventors: 西徳生大
Original assignee: 大西徳生
Priority date: 2022-03-24
Filing date: 2022-03-24
Publication date: 2022-09-14
Anticipated expiration: 2042-03-24
Also published as: JP2023141472A

Abstract

【課題】交流電源からの交流電流波形に比例した波形に制御することが可能なＡＣ－ＤＣ電源を提供する。【解決手段】ＡＣ－ＤＣ電源の主回路２００は、全波整流回路２２０の出力をスイッチＳ１によりＬＣ共振周期で決まる一定のオン期間で周期的にオンオフ制御して全波整流電圧の大きさに比例した共振パルス電流で共振キャパシタＣｒを充電制御し、スイッチング周期を制御することにより、直流出力電圧ｖоを制御すると共に、共振キャパシタに充電された電圧に対し、インダクタとスイッチＳ２及びダイオードで構成される回路で、第一のスイッチのオフ期間における一定のオン期間で周期的にオンオフ制御してインダクタの電流を制御することにより交流電流波形を交流電源電圧波形に比例した波形に制御する。【選択図】図１２

Description

本発明は、光源としてのＬＥＤ照明器具用電源から比較的容量の大きなインバータエアコンなど比較的容量の大きな応用分野の電気エネルギーを消費する負荷に対する直流電源の電源品質改善と小型化、軽量化、低価格化に貢献する技術である。

ＬＥＤ照明は、本来の低消費電力や長寿命の特徴に加えて省エネ化への期待や制御機能の向上が図られるため、近年の照明器具の低価格化と共に広く普及してきた。

ＬＥＤ照明電源は、電気エネルギーを一方的に需要要求に応じて消費する負荷であるため、極めて簡単な回路構成でも実用に供することができることと、市販される台数が極めて多いため、低価格な電源で構成されることが多く、今後のさらなる普及発展には解決すべき課題も多い。

一般的なＬＥＤ照明用電源は、交流電源を整流して電解コンデンサで平滑した後、スイッチ回路で調光制御しており、ハードスイッチング損失、スイッチングノイズ、電解コンデンサによる寿命等の課題に加えて、力率改善対策としてＰＦＣ（Power Factor Correction:力率改善）整流回路を付加したものは、ＬＥＤ照明用駆動電源としては動作電圧が高くなり、その後段に電圧を下げるためにＤＣ－ＤＣコンバータを接続する２段構成となるなど、回路構成がさらに複雑化するなどの課題があった。

一方、インバータエアコンの直流電源としては、インバータの動作電圧も高いため、接続される商用電源電圧によっては倍電圧整流が用いられるなど、ＬＥＤ照明電源に比べて、動作電圧は高いが、容量も大きく、その整流電源を得る時の動作特性が、電流波形ひずみによる周辺機器への影響も大きい。

このため、インバータエアコン用電源においてもＰＦＣコンバータが用いられており、回路構成が複雑化するだけでなく、スイッチング損失、高周波ノイズが課題となるため、種々の改善策も講じられている。

本発明は、新しく開発したソフトスイッチング技術による簡単な回路構成でスイッチング損失やスイッチングノイズの低減に有効なソフトスイッチング制御技術と、交流電源電流の波形改善技術を併用した高性能で小型軽量化となるため、ＬＥＤ照明用電源からインバータエアコン用直流電源までの幅広い応用範囲で適用が期待される技術である。

特願２０１８－２１９８４２：「ＰＦＣコンバータ」特許第６６６７７５０：「ＤＣ－ＤＣコンバータ」特許第６７７５７４５：「ＡＣ－ＤＣコンバータ」

ＬＥＤ照明用電源は、調光機能に加えて高い変換効率、高力率駆動が求められており、
インバータエアコン用の直流電源は、後段にＰＷＭインバータで出力制御はできるものの、前段の直流電源を得る変換装置も力率改善と高調波低減が要求されており、いずれも交流電源の電流高調波対策が求められており、ＰＦＣコンバータの導入が進んでいるが、
スイッチング損失、スイッチングノイズが発生する問題や回路構成が複雑化するなどの課題があり、様々な改善策が講じられている。

これら対策の多くは、ハードスイッチングによっているため、スイッチング損失だけでなく、スイッチングノイズの影響も問題となり、（
）ではＥＭＩノイズの低減、を目的に、またスイッチングに伴うリアクトル部での騒音の低減を目的にスイッチング周波数を調整する手法などが提案されている。

ハードスイッチングノイズの課題を解決する手法として、零電圧スイッチングや零電流スイッチングなどのソフトスイッチング手法がある。

（
）は、新しい零電流スイッチング手法を用いたソフトスイッチング制御によるＤＣ－ＤＣコンバータであり、（）は、交流電源からの交流―直流変換動作にそのスイッチング手法を適用したＡＣ－ＤＣコンバータで、１個のスイッチ素子で構成できる特徴がある。

このＡＣ－ＤＣコンバータは、ＬＣ共振回路によりソフトスイッチング動作をさせるときのスイッチング周期を制御することにより、電源電流波形は高周波スイッチングフィルタ回路を通すことにより、連続的に出力制御ができるが、直流負荷として白熱電球や電熱器などの抵抗負荷が接続される場合は、低次高調波電流が全く含まれない交流電源電圧波形と同じ正弦波に制御することができる優れた特性が得られる。

しかし、直流回路負荷がＬＥＤの場合は、順方向電圧降下が高く、ＡＣ－ＤＣコンバータの出力電圧がこの電圧より高いときしか流れないため、正弦波の交流電源波形の中央付近は流れるが、零電圧近辺は電流が流れないので、交流電源波形は正弦波ではなくなる。

また、ＬＥＤ照明の場合は、白熱電球とは異なり、この電流の流れに比例して明るさが変化するため、交流電源周波数の２倍の周波数でのフリッカも懸念される。

そこで、出力端に平滑用キャパシタを接続するとき、ＡＣ－ＤＣコンバータの出力電圧が平滑キャパシタの電圧以上にならないと電流は流れないため、電流波形はＬＥＤ照明の場合と同様の動作波形となる。

このため、（
）のＡＣ－ＤＣコンバータ単独では、ＬＥＤ照明電源やインバータエアコンの直流電源としては、基本波力率は高いが、交流電流波形のひずみはコンデンサインプット形の整流回路に比べると抑えられるものの総合力率としては十分ではなく、出力電圧脈動がない一定の直流電源としては働かすことができない。

（
）のＡＣ－ＤＣコンバータの優れたソフトスイッチング特性を活かし直流出力として一定の直流出力電圧、電流を得ながら、その入力電流は、高調波の発生を十分に抑えられ、ほぼ正弦波状とするための波形改善回路を付加したＡＣ－ＤＣ電源とする必要がある。

一方、一般のＰＦＣコンバータは、一定の直流出力を得ると同時に、交流電流波形を正弦波状に制御することができる特徴を有している。

このＰＦＣコンバータの電流制御手段として、ＣＣＭ(continuous Conduction Mode)と呼ばれる電流連続形のもの、ＤＣＭ(Discontinuous Conduction Mode)と呼ばれる電流不連続形のも、あるいはＣＲＭと呼ばれるものがあり、それぞれに優れた特徴とともに課題点も指摘されている。

そして、ＤＣＭ制御の場合を除いて、電流制御の基準波形の発生に掛け算処理等が必要となり、制御回路の構成が複雑化する。

また、これらはいずれもハードスイッチングを基本としているために、上述したスイッチング損失やスイッチングノイズの発生や電流波形制御用リアクトル部での騒音や、ＥＭＩノイズ対策も課題となる。

加えて、ＰＦＣコンバータは、交流電源電圧のピーク値以上の直流動作電圧でしか働かすことができないため、低い電圧出力を得るためのＤＣ－ＤＣコンバータを付加する場合は、主回路構成はさらに複雑化する。

（
）のＡＣ－ＤＣコンバータを、正弦波の交流電流波形に加えて、一定の直流出力が得られるＡＣ－ＤＣ電源に改善させる上で、ＰＦＣコンバータ回路単独での使用に比べて、どれだけ優れた特性や制御機能を持たせられるかが課題といえる。

図１は、本発明のＡＣ－ＤＣ電源のソフトスイッチング制御による単相ＡＣ－ＤＣコンバータ部の基本回路構成図を示している。

図２は、このＡＣ－ＤＣコンバータの直流負荷として抵抗が接続されている場合の基本動作波形であり、スイッチＳをＬＣ共振周期以上の期間オンしたのち、オフすることにより、交流電源電圧をダイオードブリッジ整流回路の出力電圧波形ｅasの振幅値に比例した共振電流ｉrが流れるため、交流電源電流波形ｉasは電源フィルタ回路を通すことにより正弦波電流波形ｉaが流れることを示している。

このとき、スイッチＳのオン、オフは共振電流ｉrが零電流のときにスイッチすることになることから、零電流ソフトスイッチング動作を実現できることが分かる。

なお、抵抗負荷時の電流ｉoは、共振キャパシタCrの端子電圧に比例した共振電流ｉrの平均的な正弦波の絶対値に比例した電流が流れることとなる。

図３は、三相電源電圧に対して三相全波整流回路の出力をＡＣ－ＤＣコンバータに接続したときの回路図を示している。

図４は、三相ＡＣ－ＤＣコンバータのスイッチング動作波形を示しており、スイッチＳのオンオフ制御により三相全波整流回路の出力電圧波形ｅasに比例した振幅の共振電流ｉrが流れるため、交流電流は図示するような１２０度区間毎にこの共振電流波形がスイッチ切り換えされた電流波形ｉaが流れる。

交流電流波形は単相の場合と三相の場合で異なるが、単相、三相いずれの動作においても、ＡＣ－ＤＣコンバータの交流電流波形は、等価的に全波整流回路の出力端に抵抗負荷が接続されたときの電流波形に比例した電流が流れることとなり、スイッチＳのスイッチング周期制御により出力制御されることを示している。

次に、上記ＡＣ－ＤＣコンバータの直流負荷としてＬＥＤなど接続された負荷が接続されたときの動作を説明する。

図５は、単相ＡＣ－ＤＣコンバータの負荷として平滑用キャパシタＣdとＬＥＤ負荷が接続された時の等価回路を示していて、ＬＥＤの順方向電圧降下Ｖ_Ｆを起電力Ｅ_Ｂに対応させて示している。

図６は、このような起電力源を含む負荷が接続された時の動作波形を示しており、ＡＣ－ＤＣコンバータの出力電圧がこの起電力源となる電圧より高いときしか流れないため、交流電源波形の零電圧近辺は電流が流れず、中央付近にしか流れない電流波形となる。

図７は、本発明のＡＣ－ＤＣ電源の主回路構成を示しており、ＡＣ－ＤＣコンバータのＬＣ共振回路の出力と負荷の間にスイッチＳ２を用いたスイッチ回路を付加した回路とし、共振用スイッチＳ１と同期してスイッチＳ２を周期的にオン、オフ制御することにより、ＡＣ－ＤＣコンバータだけの単独使用上に生じる課題を解決している。

図８は、本発明によるＡＣ－ＤＣ電源のスイッチング動作を示しており、ＡＣ－ＤＣコンバータのソフトスイッチング用スイッチＳ１と改善用付加回路のスイッチＳ２のスイッチングタイミングと、これらスイッチングによる共振回路電流ｉrと共振キャパシタＣrからの電流ｉ_ｄ０とフリーフォイーリングダイオードＤ３の電流も含むインダクタＬdへ流れる電流の波形ｉdを示している。

ここで、スイッチＳ１は、ほぼＬＣ共振周期(Ｔw1)だけオンとした後、オフし、周期Ｔｓでスイッチングを繰り返すことで、零電流ソフトスイッチング動作をしながら、全波整流出力電圧波形の振幅変化に比例した共振電流ｉrを流しており、このスイッチＳ１のオフ期間に同期してスイッチＳ２を短期間(Ｔw2)オンすることで、共振電流により充電される共振キャパシタＣrの電圧ｖrの振幅にほぼ比例した電流idを流す動作を繰り返す動作となっている。

なお、インダクタＬdに流れる電流は、スイッチＳ２のオン期間Ｔw2を長くしても共振キャパシタの電圧ｖrが零になっている期間は電流は上昇せず、回路損失が無ければほぼ一定の電流が流れ、スイッチＳ２をオフしたときに負荷の平滑キャパシタ電圧によって電流idは急激に減少して零電流となる。

したがって、スイッチＳ１のオフ期間(Ts-Ｔw1)は、スイッチＳ２のオン、オフ期間を合わせて電流idが零に戻るまでの期間を確保する必要がある。

以上の電流id制御は、ＰＦＣコンバータの不連続モード動作と類似した電流制御を行い、共振電流ｉrと電流id0が相補的に短期間で電流制御することから、共振用インダクタＬrと同程度の小さな値のインダクタＬdとすることが必要である。

図９は、以上のスイッチング動作を交流電源周期間で示したものであり、負荷に平滑用キャパシタが接続された起電力源を含む負荷が接続された時においても、図９に示す回路とＳ１とＳ２のスイッチング動作により、共振電流ｉrと電流id0はスイッチング周期単位で同期してほぼ同じ平均電流で流すことができ、フィルタ回路を通した交流電流波形を電源電圧波形と同じ正弦波に制御することができる。

そして、直流出力電圧は、正弦波の交流電源からソフトスイッチング制御スイッチＳ１のスイッチング周期Ｔｓを制御することにより連続的に制御でき、単相システムにおいては、同図に示すように交流電源電流ｉaが正弦波状としながら直流電圧voあるいは直流電流ｉoは、時間変化しない一定の波形とできる、出力一定の直流安定化電源としても動作させることができる。

また、三相システムでは、直流出力電圧は、スイッチＳ１のスイッチング周期Ｔｓを制御することにより連続的に制御でき、三相交流電源電流は三相全波整流回路の直流出力電圧波形に比例した１２０通電区間の波形となるので、電流波形は正弦波とならないが、基本波力率は１で働かせることができる。

さらに、本発明によるスイッチＳ２の信号は、スイッチＳ１と同期して一定のパルス場で制御できるために制御回路構成が、正弦波の電流基準波形や、波形制御のための電流検出回路およびこれらの瞬時値比較制御などの複雑な制御回路を必要とする一般のＰＦＣコンバータと比べて、極めて簡単に構成できる。

単相ソフトスイッチング制御ＡＣ－ＤＣコンバータ回路単相ソフトスイッチング制御ＡＣ－ＤＣコンバータの動作波形三相ソフトスイッチング制御ＡＣ－ＤＣコンバータ回路三相ソフトスイッチング制御ＡＣ－ＤＣコンバータの基本動作波形平滑回路付きＬＥＤ負荷駆動時の等価回路平滑回路付きＬＥＤ負荷動作駆動時の動作波形波形改善スイッチ回路加基本回路波形改善スイッチ回路付基本回路の電流波形制御原理波形改善スイッチ回路付基本回路の基本動作波形単相ＡＣ－ＤＣ電源の実用回路例単相ＡＣ－ＤＣ電源の簡単化回路構成・スイッチS１とスイッチS２の直列接続回路例・スイッチS２とスイッチS１の直列接続回路例単相ＡＣ－ＤＣ電源の実用回路例と制御システム三相ＡＣ－ＤＣ電源の実用回路例単相ＡＣ－ＤＣ電源のシミュレーション回路と回路定数抵抗負荷接続時の単相ＡＣ－ＤＣ電源のソフトスイッチング単独制御動作波形直流電圧源を含む抵抗負荷接続時の単相ソフトスイッチング単独制御動作波形単相ＡＣ－ＤＣ電源の波形改善スイッチ制御有無による動作波形の比較単相ＡＣ－ＤＣ電源のスイッチ併用制御特性（ｆｓ＝４０ｋＨｚ）単相ＡＣ－ＤＣ電源のスイッチ併用制御特性（ｆｓ＝２０ｋＨｚ）単相ＡＣ－ＤＣ電源のスイッチの併用制御スイッチング動作波形波形改善スイッチ回路付三相ＡＣ－ＤＣ電源のシミュレーション回路と回路定数直流電圧源を含む抵抗負荷接続時の三相ソフトスイッチング単独制御動作波形三相ＡＣ－ＤＣ電源のスイッチ併用制御特性（ｆｓ＝４０ｋＨｚ）三相ＡＣ－ＤＣ電源のスイッチ併用制御特性（ｆｓ＝２０ｋＨｚ）

本発明を実施する上で、図７に示すＡＣ－ＤＣ電源の主回路構成に対して、スイッチＳ１とスイッチＳ２に対するドライブ回路の簡単化ができればさらに望ましい実施形態となる。

本発明のＡＣ－ＤＣ電源の基本回路構成である図７において、ＡＣ－ＤＣコンバータ回路において、ＬＣ共振周期にほぼ等しい期間（Ｔw1）オンさせることにより、零電流でオンオフ制御した後のスイッチオフ期間に波形改善用スイッチＳ２を短期間（Ｔw2）だけオンすることで必要な電流制御ができるので、スイッチＳ１とスイッチＳ２は、直列接続することができる。

図１０は、図７におけるスイッチＳ２をスイッチＳ１の出力端からダイオードＤ３を介すると共に、電流制御インダクタＬdの出力からダイオードＤ５を介してスイッチＳ２を接続する構成により、スイッチＳ１とスイッチＳ２を直列接続した主回路構成例であり、回路動作に影響することなく、同じスイッチング制御が実現できるようにしたＡＣ－ＤＣ電源としての主回路構成例を示している。

また、図１１は、スイッチおよびインダクタの配置を変えることにより、新たなダイオードを付加することなく、二組のスイッチ回路を直列に接続する回路構成例であり、同図(a)は、スイッチＳ１とスイッチＳ２を直列接続した構成例、同図(b)は、スイッチＳ２とスイッチＳ１を直列接続した主回路構成例である。

なお、スイッチＳ１の直列ダイオードＤ１は、回路の接続位置を変えているだけで、回路としてスイッチＳ１に直列に接続しているが、全波整流回路の直流出力端にスイッチＳ１を直接接続する場合は、回路図上からは全波整流回路のダイオードで兼用できるが、スイッチＳ１のスイッチング周波数が高いので兼用するためには、高速ダイオードを用いる必要がある。

ここで、共振パルス電流ｉrに対するフィルタ回路としては、図１０に示すように単相全波整流回路の交流側に配置するケースだけでなく、単相全波整流回路の直流側あるいはフィルタ用インダクタを単相全波整流回路の交流側に、キャパシタを直流側に配置することもできる。

図１２は、以上をもとに本発明のＡＣ－ＤＣコンバータ電源の実施形態として、図１０に示した主回路構成例に対するスイッチング制御システムの構成例を示している。

ＬＣ共振回路定数に対応してスイッチＳ１のオン期間Ｔw1とスイッチＳ１がオフと同時にスイッチ切り換え時の素子間の短絡を防ぐデッドタイムを挟んでスイッチＳ２を期間Ｔw2だけオンする信号を発生させるだけの極めて簡単に制御システムを構成することができると共に、スイッチＳ1とスイッチＳ２は相補的にオンオフ制御できるので、チャージポンプ動作も可能となり、ドライブ回路の簡単化も達成することができる。

また、同図において前記直流負荷回路の出力電圧あるいは出力電流を検出し、それらの基準値と比較制御した量で、第一のスイッチ回路のスイッチング周期Ts（＝1/ｆs）を設定することで、直流電圧一定制御あるいは直流電流一定制御システムを構築することができる。

図１３は、三相電源に対する本発明のＡＣ－ＤＣ電源の主回路構成を示しており、単相の主回路構成に対して、単相全波整流回路を三相全波整流回路に置き換えるだけで容易に構成できるが、共振パルス電流ｉrに対するフィルタ回路としては、主回路構成の簡単化のため直流回路側に配置している例を示している。

以下に、本発明のＡＣ－ＤＣ電源のソフトスイッチング動作や負荷端に抵抗負荷から平滑用コンデンサや等価起電力源を含むＬＥＤ負荷などが接続されたときの電流波形制御効果、出力制御特性等の基本動作特性をシミュレーション解析により確認する。

図１４は、本発明の単相ＡＣ－ＤＣ電源のシミュレーション回路であり、シミュレーション解析で用いた回路定数ならびに動作条件を示している。

本発明の単相ＡＣ－ＤＣ電源のシミュレーション解析においては、電圧Ｅa=１００Ｖ,周波数ｆa＝６０Ｈｚの交流電圧を加え、直流負荷には、抵抗負荷Ｒ＝５０ΩとＬＥＤ負荷（抵抗Ｒ＝５０Ωと電圧ＥB＝ＶF=＝１００Ｖの等価起電力源を直列接続）について行った。

本発明の単相ＡＣ－ＤＣ電源の回路パラメータとしては、Ｌr＝１００ｕＨ,Ｃr＝０．１８ｕＦからなるＬＣ共振回路に対して、共振周期に対応するパルス幅を１５ｕｓｅｃとして、スイッチＳ１のスイッチング周波数fsを２０ｋＨｚおよび４０ｋＨＺで行い、電流制御用インダクタンスＬdをＬrと等しく選び、直流平滑キャパシタＣdとしてＣd＝２０００ｕＦを用いた。
１）ＡＣ－ＤＣコンバータ動作

先ず、ソフトスイッチング制御ＡＣ－ＤＣコンバータの基本動作を確認するために、本発明のＡＣ－ＤＣ電源において、電流波形改善のための付加回路におけるスイッチＳ２をオフとし働かさないときのシミュレーション解析結果を示す。

図１５は、直流負荷としてＲ＝５０Ωの抵抗負荷を接続したときの各部の電圧電流波形であり、同図(b)は同図(a)の波形の最大電流付近の時間軸を拡大したときの波形を示している。

同図(b)からは、スイッチＳ（Ｓ１）のスイッチ信号のオン、オフ時点における共振電流ｉrは零になっており、零電流スイッチング動作が確認でき、同図(a)からは白熱電球など抵抗負荷が接続されている場合は、正弦波の交流電流ｉaが流れることが確認できる。

図１６は、等価起電力源が含まれる負荷を接続したときの動作波形を示しており、同図(a)は、ＬＥＤの等価負荷として、Ｒ＝５０ΩとＥ_Ｂ＝１００Ｖが直列接続されたとき、同図(b)は、Ｒ＝５０Ωの抵抗負荷と並列にＣd＝２０００ｕＦの平滑用キャパシタが接続されている負荷に対する解析結果である。

いずれの場合も、交流電源電流ｉaは、共振回路キャパシタCrの両端電圧ｖrが負荷回路の電圧値以上のとき、交流電源の中央付近のみに電流が流れることが確認される。
２）ＡＣ－ＤＣ電源動作

図１７は、直流負荷として等価起電力源が含まれるＬＥＤ負荷に平滑用キャパシタが接続されたとき、電流波形改善のための付加回路のスイッチＳ２によるスイッチング動作の有無によるＡＣ－ＤＣ電源の制御動作波形の比較を示している。

同図(a)は、スイッチＳ２による制御をかけない場合、同図(b)は制御をかけた時の動作波形であり、制御により直流出力電圧voも高くなり、交流電流波形ｉaが正弦波に改善できていることが確認できる。

次に、図１８は、共振制御スイッチＳ１のオン期間(Ｔw1＝１５usec)は一定のもと、スイッチング周波数fsを４０ｋＨｚとしたときの解析結果を示している。

同図(b)は、同図(a)の波形の最大電流付近の時間軸を拡大したときの波形を示しているが、共振電流ｉr似対してスイッチＳ２により電流idが制御されることにより、正弦波状の交流電流波形ｉaが確認できる。

これに対して、図１９は、スイッチング周波数fsを２０ｋＨｚに下げたときの同様の動作波形結果が得られているが、図１８の結果と比較して周波数を下げることにより直流出力電圧voが低下し、負荷電流ｉoも下がり、交流電流波形ｉaの大きさも近く制御できていることが確認できる。

以上により、本発明のＡＣ－ＤＣ電源では直流出力電圧の脈動がない一定の直流電圧制御出力が得られ、交流電流波形は正弦波に制御できることが分かる。

図２０は、本発明のＡＣ－ＤＣ電源の共振用スイッチＳ１と波形改善用付加回路のスイッチＳ２のスイッチ信号と電流波形をスイッチング周波数ｆｓが４０ｋＨｚと２０ｋＨｚの場合の時間軸を拡大表示した波形である。

スイッチＳ１は、スイッチ信号と共振電流波形から、共振電流が零のときにスイッチ動作となっており、ソフトスイッチング動作が確認されるが、電流波形改善負荷回路の電流idが、低い値のときにスイッチＳ２がオンすることによって電流値が上昇しており、スイッチＳ２がオン時点でもほぼ零電流スイッチに近い状態でスイッチできることが確認できる。

スイッチＳ２のオフ時点で、スイッチに流れていたインダクタＬdの電流idは負荷の平滑キャパシタＣdに転流できるスナバ動作としてスイッチ制御でき、ノイズの抑制効果が期待できる。

図２１は、本発明のＡＣ－ＤＣ電源の三相システムにおける動作確認を行ったシミュレーション回路であり、シミュレーション解析で用いた回路定数ならびに動作条件を示している。

三相ＡＣ－ＤＣ電源のシミュレーション解析においては、上述した単相ＡＣ－ＤＣ電源の単相電源を三相電源とし、三相電源の線間電圧Ea＝２００Ｖ、周波数ｆa＝６０Ｈｚの交流電圧を加え、三相全波整流回路とＬＣフィルタ回路を介して、単相の場合と同じ回路パラメータで等価ＬＥＤ負荷（Ｒ＝５０Ω、ＥＢ＝１００Ｖ）を接続して行った。
・ＡＣ－ＤＣコンバータ動作

図２２は、ＡＣ－ＤＣ電源回路でスイッチＳ２をオフ状態にしたときのシミュレーション解析結果であり、三相全波整流回路の波形が平滑キャパシタの電圧以上のときのみ流れるため、交流電流波形は１２０度通流幅の電流に不連続区間が生じていることが分かる。
・ＡＣ－ＤＣ電源動作

図２３は、ＬＣ共振期間とほぼ等しい期間（Ｔw1＝１５usec）)で、オンさせていたスイッチＳ１がオフした後、スイッチＳ２を短期間(Ｔw2＝５usec)オンした時の動作波形であり、同図(b)に時間軸拡大波形からスイッチＳ１による電流ｉrとスイッチＳ２による電流idの電流制御の結果、同図(a)にみられるように、１２０度通流幅の交流電流波形ｉaが流れていることが確認できる。

図２４は、スイッチング周波数fsを２０ｋＨｚとした時の動作波形であり、直流出力電圧voは単相の場合と同様にスイッチング周波数fsによって低下しており、制御効果が確認できる。

本発明のＡＣ－ＤＣ電源は、降圧動作と昇圧動作が組み合わさって動作するため、ＬＥＤ照明用電源として用いた場合、単相システム、三相システムいずれの場合においても、直列接続されたＬＥＤの順方向電圧降下の変動に応じて、また交流電源電圧の変動に応じて直流出力電圧が広範に変化し、一方で交流電源電流は、単相システムでは正弦波に、三相システムでは１２０度通流幅の振幅変調された波形となることが確認できている。

以上のように、本発明のＡＣ－ＤＣ電源は、ソフトスイッチング制御によっているため、スイッチング損失の低減、スイッチングノイズの低減に有効で、流入電流波形に優れた直流電源として幅広い分野での適用が期待できるものと思われる。

１００ … 交流電源
２００ … ＡＣ－ＤＣ電源の主回路
２１０ … 共振電流に対するLCフィルタ
２２０ … ダイオードブリッジ整流回路
２３０ … 共振スイッチ回路
２３０－２ …共振スイッチと波形改善スイッチによるスイッチ回路
２４０ … 逆充電防止用ダイオード付きLC共振回路
２５０ … 出力側LC回路
２５０－２ …波形改善スイッチ回路を含む出力側LC回路
２５０－３ …ダイオードスイッチ回路を含む出力側LC回路
３００ … 直流負荷
３００－２…抵抗負荷
３００－３…ＬＥＤの順方向電圧降下等価電圧源を含む抵抗負荷
４００ …制御信号発生回路

Claims

全波整流回路を交流電源に接続し、前記全波整流回路の直流出力端子側に第一のスイッチ回路を第一のダイオードを介して共振インダクタＬrの一端に接続することで前記共振インダクタＬrと逆充電防止用ダイオードが並列接続された共振キャパシタCrで構成するLC共振回路に接続し、前記共振インダクタＬrの他端は前記共振キャパシタCrの一端に接続され、前記共振キャパシタCrの一端にインダクタＬdと第二のダイオードを介して平滑用キャパシタＣdに接続すると共に、前記インダクタＬdと前記第二のダイオードの接続点に第二のスイッチ回路の一端を接続し、前記第二のスイッチ回路の他端を前記共振キャパシタCrの他端に接続し、前記平滑用キャパシタＣdの両端に直流負荷回路を接続する交流―直流変換回路において、
前記第一のスイッチ回路を前記LC共振回路の共振周期で決まる一定の期間オンした後、直流出力電圧を制御するに必要なオフ期間を含む一定の周期で周期的にスイッチング動作を繰り返して、前記LC共振回路に流れる共振電流が零電流あるいは零電流に近い値のときに、前記第一のスイッチ回路をスイッチング制御することによりスイッチング損失の低減やスイッチングノイズの発生を低減し、
前記第一のスイッチ回路に対するスイッチング周波数を変えることにより、前記交流電源の電圧波形の絶対値波形に比例した前記共振電流のパルス列の間隔を変えて、前記平滑用キャパシタＣdにより平滑された直流出力電圧の大きさ変えると共に
前記第二のスイッチ回路を前記第一のスイッチ回路の周期的なオンオフ制御のオフ期間内に、同期して電流波形制御に必要な一定の期間オンしてオフすることにより、前記インダクタＬdに流れ出る電流を制御し、前記第一のスイッチ回路に流れるパルス列の前記共振電流を前記全波整流回路の交流側又は直流側に設けられたＬＣフィルタ回路に通すことにより、
前記直流負荷回路の負荷回路状態に係わらず、前記交流電源に流れる交流電流波形を前記交流電源の交流電圧波形にほぼ比例した波形に制御することを特徴とするＡＣ－ＤＣ電源。
請求項１記載のＡＣ－ＤＣ電源において、回路動作に影響することなく、前記第一のスイッチ回路と前記第二のスイッチ回路を直列接続するか、前記第二のスイッチ回路と前記第一のスイッチ回路を直列接続する主回路構成とすることにより、
前記第一のスイッチ回路と前記第二のスイッチ回路の二組のスイッチ回路間で、ドライブ電源のブートストラップ充電を可能として、前記二組のスイッチ回路のドライブ回路構成が簡単化できることを特徴とするＡＣ－ＤＣ電源。
請求項１から２のいずれか１項に記載のＡＣ－ＤＣ電源において、前記交流電源が単相電源の場合は、前記全波整流回路を単相全波整流回路とし、前記交流電源が三相電源の場合は、前記全波整流回路を三相全波整流回路とし、前記共振電流のパルス列の電流を前記ＬＣフィルタ回路に通すことにより前記交流電源が単相正弦波の場合は、正弦波状の交流電流波形に、三相正弦波の場合は、線間電圧波形の１２０度通流幅の交流電流波形に制御することを特徴とするＡＣ－ＤＣ電源。
請求項１から３のいずれか１項に記載のＡＣ－ＤＣ電源において、設定する直流出力電圧あるいは直流出力電流の基準値と前記直流負荷回路の直流出力電圧あるいは直流出力電流の検出量との比較制御量で前記第一のスイッチ回路の前記スイッチング周波数を制御することにより、前記直流負荷回路の直流出力電圧あるいは直流出力電流が制御できることを特徴とするＡＣ－ＤＣ電源。