JP5790889B2 - スイッチング電源装置およびａｃ−ｄｃ電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、交流電力を入力されて直流電力を出力するスイッチング電源装置、およびＡＣ−ＤＣ電力変換システムに関するものである。

商用の電力系統に接続されて動作する電子機器においては、単相、もしくは３相の交流を整流し、トランスを用いて絶縁を確保した状態で電力変換した後、一定の直流電圧値に安定化して前記電子機器に電力を供給するシステムが一般的に使用されている。前記のＡＣ−ＤＣ電力変換システムには一般的にスイッチング電源装置が用いられる。

一方で、前記のＡＣ−ＤＣ電力変換システムの力率が低いと、前記電力系統の設備で過大な損失が発生したり、前記電力系統に共通接続された電子機器に誤動作を発生させたり、異音が発生する等の弊害を生じる。そのため、交流入力電流に含まれる高調波に関して、例えばＩＥＣ６１００−３−２のような国際的な規制があり、高調波を規制の限度値以下に抑制する必要がある。

力率を改善し、高調波を規制限度値以下に抑制するには、インダクタ、コンデンサのみでフィルタを構成するパッシブ方式と、スイッチング電源の技術を応用したアクティブ方式がある。アクティブ方式では、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、力率改善）コンバータが用いられる。ＰＦＣコンバータではスイッチング動作による損失は伴うが、パッシブ方式より力率改善効果が高く、必要なインダクタ、コンデンサの値もパッシブ方式より小さい。

前述のように構成したＡＣ−ＤＣ電力変換システムの第１従来例を図１２に示す。なお、本発明の全ての回路図においては、わかりやすくするためにＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを点線で明示している。第１従来例では、交流電源ＡＣｉｎから供給される単相の交流が整流素子Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０で構成されるブリッジ整流ステージで整流されて脈流に変換される。ＰＦＣステージのＰＦＣコンバータはＰＦＣステージの入力電圧とほぼ比例した脈流状の入力電流を維持しつつ、前記脈流を直流に変換する。第１従来例の構成では、ＰＦＣコンバータにはブーストコンバータのトポロジーが用いられ、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１、スイッチ素子Ｑ９、整流素子Ｄ１１、と平滑用のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１がブーストコンバータの電力変換回路を構成している。

通常、ＰＦＣ出力の直流電圧は脈流のピーク値よりも大きく設定され、一例として、最大で２４０Ｖａｃの入力を想定するワールドワイド対応の電力変換システムでは、ＰＦＣコンバータの出力電圧は４００Ｖｄｃ程度に設定される。ＰＦＣステージの出力電圧は抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧された後、第３の比較器ＡＭＰ３に入力され、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較されて第１の誤差信号を形成する。前記第１の誤差信号は抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された脈流電圧と共に乗算器Ｍ１に入力され、第１の誤差信号と脈流電圧の乗算値が計算される。前記乗算値とＰＦＣステージの入力電流に比例する電圧が第１の比較器ＡＭＰ１で比較されて第２の誤差信号を形成する。前記第２の誤差信号は、鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波電圧とコンパレータＣＯＭＰ１で比較されてＰＷＭ制御された方形波信号を形成する。前記方形波信号に従って１次側制御回路ＣＮＴＰ１がスイッチ素子Ｑ９を駆動する事で、入力電流が正弦波状を維持しつつ、ＰＦＣステージの出力電圧が目標値に安定化される。

ＰＦＣコンバータから出力されエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１に一旦蓄積された直流電力は絶縁型コンバータステージの絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに入力され、トランスで絶縁を確保した状態で電力変換された後、安定化された直流電圧として出力される。第１従来例の絶縁型コンバータステージは電流共振ハーフブリッジコンバータのトポロジーで構成されている。ＰＦＣ ステージから供給される直流電力は、デューティ比５０％（Ｄ＝０．５）で交互に駆動されるスイッチ素子Ｑ１０、Ｑ１１でスイッチングされて交流電力に変換され、トランスＴ１によって１次側から２次側に伝送される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される第１、第２の同期整流素子ＳＲ７、ＳＲ８はそれぞれ、２次側制御回路ＣＮＴＳ１によって、ほぼ正弦波状に変化するトランスＴ１の２次巻線から出力される出力電流のうち、ソース→ドレイン方向の導通期間のみターンオンされる。前記第１、第２の同期整流素子ＳＲ７、ＳＲ８の整流動作によって、平滑コンデンサＣｆ１両端に直流出力電圧が形成される。スイッチ素子Ｑ１０、Ｑ１１をＺＶＳ（Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ゼロ電圧スイッチング）、同期整流素子ＳＲ７、ＳＲ８をＺＣＳ（Ｚｅｒｏ−Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ゼロ電流スイッチング）駆動させることで、高効率な電力変換動作が可能である。

前記直流出力電圧は、抵抗Ｒ５、Ｒ６で分圧された後、第２の比較器ＡＭＰ２で第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較され第３の誤差信号を形成する。前記第３の誤差信号はフォトカプラ等で形成される絶縁信号伝送素子ＩＳＯ１を介して１次側制御回路ＣＮＴＰ１に入力される。１次側制御回路ＣＮＴＰ１は、前記第３の誤差信号に応じた周波数制御を行い、直流出力電圧を目標値に安定化させる。

図１３に示す第２従来例はブリッジレスＰＦＣコンバータと一般に呼ばれる、特許文献１（米国特許第４４１２２７７号公報）に開示された回路である。交流入力に対して２つのブーストコンバータを逆方向、直列に接続する事で、交流電力を整流しながら力率を改善でき、第１従来例のブリッジ整流ステージとＰＦＣステージを１つのステージで構成している。従って、第１従来例でブリッジ整流ステージ、ＰＦＣ ステージ 、絶縁型コンバータステージの３つのステージの直列接続で構成されていたＡＣ−ＤＣ電力変換システムが、整流 ／ＰＦＣステージと絶縁型コンバータステージの２つのステージの直列接続で構成できる。

交流入力電圧の正の半周期ではインダクタ９、１１、スイッチ素子１７、ダイオード１３が構成する第１のブーストコンバータがＰＦＣコンバータとして動作する。スイッチ素子１７のスイッチング電流は、スイッチ素子１９の寄生ダイオードを経由して流れ、スイッチ素子１７が入力電流を正弦波状にするようにＰＷＭ制御される。一方で、交流入力電圧の負の半周期ではインダクタ９、１１、スイッチ素子１９、ダイオード１５が構成する第２のブーストコンバータがＰＦＣコンバータとして動作する。スイッチ素子１９のスイッチング電流は、スイッチ素子１７の寄生ダイオードを経由して流れ、スイッチ素子１９が入力電流を正弦波状にするようにＰＷＭ制御される。

図１４に示す第３従来例は特許文献２（特許第２６３２５８６号公報）に開示されている絶縁型のブリッジレスＰＦＣコンバータである。第３従来例は、図１５に示すカレントフェッドプッシュプルコンバータ（Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｆｅｄ Ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：電流供給形プッシュプルコンバータ）の１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３を、それぞれＭＯＳＦＥＴを逆方向、直列に接続して構成した双方向スイッチ素子に置き換える事で交流入力に対応している。図１４が２次側整流回路にブリッジ整流を用いているのに対して図１５は両波整流を用いている点は異なるが、トポロジーは同じである。カレントフェッドプッシュプルコンバータでは、１次側電力スイッチＱ１２、Ｑ１３が共にオンするオーバーラップ時間を制御する事でＰＷＭ制御が可能であり、入力電圧、出力電流の変動に対して出力電圧を安定化させる事ができる。カレントフェッドプッシュプルコンバータでは、入力電流は電流連続モードで動作する。従って、カレントフェッドプッシュプルコンバータを第３従来例に示すように絶縁型ブリッジレスＰＦＣコンバータに適用すると、入力電流から高調波を除去するための入力フィルタを簡易化できる利点がある。第１従来例がブリッジ整流ステージ、ＰＦＣ ステージ 、絶縁型コンバータステージの３つのステージの直列接続で構成し、第２従来例が整流 ／ＰＦＣステージと絶縁型コンバータステージの２つのステージの直列接続で構成しているのに対して、第３従来例は整流 ／ＰＦＣ／絶縁ステージの１つのステージでＡＣ−ＤＣ電力変換システムを構成できる。

米国特許第４４１２２７７号公報 特許第２６３２５８６号公報

前述のように、第１従来例においては３つのステージが直列接続されており、ＡＣ−ＤＣ電力変換システムの総合効率はそれぞれのステージ効率の乗算値になる。１例として各ステージ効率を９８．０％、９４．０％、９４．０％と仮定すると総合効率は８６．６％となる。各ステージを高効率に設計しても、乗算値である総合効率の高効率化は容易ではない。ＡＣ−ＤＣ電力変換システムの高効率化には、各ステージの高効率化だけでなく、直列に接続されるステージの数を減らす事が効果的である。前述のように、第１従来例は３つのステージの直列接続で構成し、第２従来例は２つのステージの直列接続で構成している。また、第２従来例は入力電流が整流ダイオードを通過する回数が第１従来例より１回少なく（３回→２回）、第１従来例よりも１％程度の効率向上が期待できる。

しかし、第２従来例においても２つのステージの直列接続になるので、ＡＣ−ＤＣ電力変換システムの総合効率は第１、第２ステージ効率の乗算値になり、高効率化が難しい問題点がある。

第１従来例では３つ、第２従来例では２つのステージの直列接続でＡＣ−ＤＣ電力変換システムが構成されていたのに対し、第３従来例は１つのステージでＡＣ−ＤＣ電力変換システムを構成できる。第３従来例は図１５に示すカレントフェッドプッシュプルコンバータの１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３を、双方向スイッチ素子に置き換える事で構成しているが、カレントフェッドプッシュプルコンバータには、単体で動作させるには致命的な欠点がある。入力電圧をＶｉｎ、トランス巻数比をＮｓ／Ｎｐ（＝２次コイル巻き数／１次コイル巻き数）とすると、カレントフェッドプッシュプルコンバータでは、出力電圧Ｖｏｕｔを以下に示す値以下に低減する事ができない。

従って、コンバータの出力が短絡した場合に出力電圧を垂下させる過電流保護動作ができず、起動時に出力電圧を緩やかに立ち上げるソフトスタートもできない。また、入力電圧Ｖｉｎが印加された状態でスイッチング動作を停止させると、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーによって、１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３の両端にサージ電圧が発生するので、入力電圧Ｖｉｎが十分に低下するまでは１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３のスイッチング動作を停止する事ができない。これらの欠点を補うために、カレントフェッドプッシュプルコンバータは、前段に入力電圧Ｖｉｎを低減、もしくは遮断するための降圧ステージを直列接続する必要がある。

図１６は降圧ステージを直列接続したカレントフェッドプッシュプルコンバータの構成例である。スイッチ素子Ｑ１４、整流素子Ｄ１４とインダクタＬ１とで降圧コンバータを構成し、スイッチ素子Ｑ１４を１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３のスイッチング動作に同期させてスイッチングする。スイッチ素子Ｑ１４のＰＷＭ制御によってカレントフェッドプッシュプルコンバータの入力電圧Ｖｉｎを低減、もしくは遮断する事ができる。

カレントフェッドプッシュプルコンバータを基に構成した第３従来例も、カレントフェッドプッシュプルコンバータと同じ問題を有する。即ち、前段に入力電圧を低減、もしくは遮断するための 降圧ステージを直列接続しないと、過電流に対する出力電圧の垂下動作、ソフトスタート動作、及びスイッチング動作の停止ができない。一方で、前段に降圧ステージを直列接続すると、２つのステージの直列接続になるので電力変換効率が低下する問題がある。

また、第３従来例は、第１、第２従来例にはない問題点を抱えている。第１、第２従来例では、ＰＦＣコンバータの出力に直流電圧を保持するエネルギー蓄積コンデンサを有するが、第３従来例にはエネルギー蓄積機能がなく、交流電力を直接スイッチングして絶縁、電力変換しているので、交流入力電圧が低下する位相においては出力平滑コンデンサ２０に電力が供給されない。従って、交流入力電圧が低下する位相では、出力電力を出力平滑コンデンサ２０の蓄積電荷のみから供給するので交流リップルが大きく、大きなリップルを許容できる負荷装置にしか採用できない。更に、商用の電力系統に接続されて動作する電力変換システムでは、瞬時停電によって交流入力が遮断された際、一定期間（例えば２０ｍｓｅｃ程度）出力電圧を保持する機能が一般的に要求されるが、エネルギー蓄積機能がない第３従来例では対応する事ができない。

本発明は従来例の電力変換システムを１ステージだけで構成できるので高効率化に適しており、入力電流が電流連続モードになるので入力フィルタが簡易化でき、ＰＦＣ制御に必要な交流入力電圧、交流入力電流を１次側制御回路のグランド電位を基準に測定できるので測定回路が簡易化でき、エネルギー蓄積機能と蓄積エネルギーからの電力供給機能を有するので出力リップルが小さく、瞬時停電に対する出力電圧保持機能を有し、かつ、部品点数が少ないので小型化、低価格化が容易なスイッチング電源装置を提供することを目的としている。

本発明のスイッチング電源装置は、交流電源（Ａｃｉｎ）に少なくとも１つのＰＦＣインダクタ（Ｌｐｆｃ）と、双方向スイッチ素子（Ｑｂｄ）とを直列接続し、前記双方向スイッチ（Ｑｂｄ）の一端に、交流入力電圧の正の半周期に導通する極性の第１の整流素子（Ｄ１）と、交流入力電圧の負の半周期に導通する極性の第２の整流素子（Ｄ２）とを接続し、前記第１の整流素子（Ｄ１）と第１のスイッチ素子（Ｑ１）とを有する直列回路と、前記第２の整流素子（Ｄ２）と第２のスイッチ素子（Ｑ２）とを有する直列回路とを、前記双方向スイッチ素子（Ｑｂｄ）と並列に接続し、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）と前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）とが構成する直列スイッチ回路と並列に、エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）を接続し、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）と前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）の接続点には、少なくとも１つの共振コンデンサ（Ｃｒ１）と少なくとも１つのトランス（Ｔ１）の１次巻線、もしくは前記共振コンデンサ（Ｃｒ１）と少なくとも１つの共振インダクタ（Ｌｒ１）と前記トランス（Ｔ１）の１次巻線と、を有する直列共振回路の一端を接続して前記エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）を入力源とするブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記トランス（Ｔ１）の２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記ブリッジ形電力変換回路と、前記トランス（Ｔ１）と、前記整流平滑回路とを有する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部を構成し、交流入力電圧の正の半周期には前記双方向スイッチ素子（Ｑｂｄ）、もしくは前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）が主スイッチ素子、前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）が平滑コンデンサとして動作する第１の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、交流入力電圧の負の半周期には前記双方向スイッチ素子（Ｑｂｄ）、もしくは前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）が主スイッチ素子、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）が平滑コンデンサとして動作する第２の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）と前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）を、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動し、正弦波状の交流入力電圧が加わると、この交流入力電圧に実質的に比例する正弦波状の電流を流入し、かつ安定化した直流電圧を出力することを特徴とする。

また、本発明のスイッチング電源装置は、ＰＦＣインダクタ（Ｌｐｆｃ）と直列に接続された双方向スイッチ素子（Ｑｂｄ）と、交流入力電圧の正の半周期に入力電流をスイッチングする第１の整流素子（Ｄ１）と第１のスイッチ素子（Ｑ１）とで構成する第１の直列回路と、交流入力電圧の負の半周期に入力電流をスイッチングする第２の整流素子（Ｄ２）と第２のスイッチ素子（Ｑ２）とで構成する第２の直列回路と、エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）と、少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えるトランス（Ｔ１）と、前記トランス（Ｔ１）の２次側に構成される整流平滑回路と、交流入力電流と交流入力電圧に応じた信号と、を比較する第１の比較器（ＡＭＰ１）と、直流出力電圧と基準電圧と、を比較する第２の比較器（ＡＭＰ２）とを備え、交流電源から前記交流入力電圧が加わると前記交流入力電圧に実質的に比例する電流を流入し、前記エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）の両端に直流電圧を出力する整流／ＰＦＣ回路部と、前記エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）を直流電力源として、スイッチング動作によって直流を交流に変換した後、前記トランス（Ｔ１）によって１次側から２次側に伝送し、直流電圧を出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部と、を備えるスイッチング電源装置であって、前記整流／ＰＦＣ回路部が前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）、もしくは第２のスイッチ素子（Ｑ２）を同期整流に用いるブーストコンバータで構成される事を特徴とする。

また、本発明では、前記交流電源が３相交流であり、上記のスイッチング電源装置が３相交流入力の各相間に接続され、かつ各相間の電流バランスを保持する電流バランス回路を有するＡＣ−ＤＣ電力変換システムを構成してもよい。

本発明によれば、１ステージで交流入力、直流出力でＰＦＣ機能を有する絶縁型スイッチング電源装置、もしくはＡＣ−ＤＣ電力変換システムを構成できる。１ステージであっても、交流リップルが発生せず、瞬時停電に対する出力電圧保持動作が可能であり、かつ、従来の３ステージよりも導通損失が少ないので高効率な電力変換が可能である。

図１は本発明の第１実施例のスイッチング電源装置１０１の回路図である。 図２は第１実施例の主要部分の動作波形である。 図３は交流入力電圧に対する第３従来例のスイッチング電源装置と、本発明のスイッチング電源装置の、出力電圧波形である。 図４は第１実施例において、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の両端電圧Ｖｅｎｓを一定値と仮定した際のスイッチング周波数ｆｓｗと出力電圧Ｖｏｕｔの関係の一例を示したグラフである。 図５は本発明の第１実施例のＣモードにおける等価回路である。 図６は本発明の第１実施例のＡ１モードにおける等価回路である。 図７は本発明の第１実施例のＡ２モードにおける等価回路である。 図８は本発明の第１実施例のＢ１モードにおける等価回路である。 図９は本発明の第１実施例のＢ２モードにおける等価回路である。 図１０は本発明の第１実施例の軽負荷時における間欠スイッチング時の動作波形である。 図１１は本発明の第２実施例のＡＣ−ＤＣ電力変換システム１０２の回路図である。 図１２は第１従来例であるＡＣ−ＤＣ電力変換システムである。 図１３は第２従来例の回路図である。 図１４は第３従来例の回路図である。 図１５は第３従来例と関連するカレントフェッドプッシュプルコンバータ主回路の回路図である。 図１６はカレントフェッドコンバータの欠点を補うために前段に降圧ステージを直列接続したコンバータ主回路の回路図である。

《第１実施例》
図１の回路図に示す本発明の第１実施例におけるスイッチング電源装置１０１は、整流／ＰＦＣ回路部、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部を一体化したスイッチング電源装置である。整流／ＰＦＣ回路部とは、整流機能およびＰＦＣ機能の両方の機能を合わせ持つ回路部である。交流電源ＡｃｉｎにＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１と、双方向スイッチ素子Ｑｂｄとを直列接続している。ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１は入力電流を検出するための補助巻線を有するトランスとして構成されており、双方向スイッチ素子Ｑｂｄは、単方向スイッチ素子である第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４を逆方向に接続した直列回路によって構成される。第３のスイッチ素子Ｑ３、第４のスイッチ素子Ｑ４はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、並列に寄生ダイオードを備える。前記双方向スイッチＱｂｄの一端に、交流入力電圧の正の半周期に導通する極性の第１の整流素子Ｄ１と、交流入力電圧の負の半周期に導通する極性の第２の整流素子Ｄ２とが接続され、第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチ素子Ｑ１とを有する直列回路と、第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチ素子Ｑ２とを有する直列回路とが、前記双方向スイッチ素子Ｑｂｄと並列に接続されている。第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２とが構成する直列スイッチ回路と並列に、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１が接続されている。エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１は交流入力電圧が低下する位相や交流入力の瞬時停電時に負荷回路Ｌｏａｄにエネルギーを供給する役割を担うため、比較的大容量のコンデンサを必要とする。エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１には常に第１のスイッチ素子Ｑ１のドレイン側を（＋）、第２のスイッチ素子Ｑ２のソース側を（−）とする直流電圧が加わるので、極性を有するアルミ電解コンデンサを用いる事ができる。第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２の接続点と、第２のスイッチ素子Ｑ２のソース端子の間には、共振インダクタＬｒ１と、トランスＴ１の１次巻線Ｎｐ１と、共振コンデンサＣｒ１とで構成する直列共振回路の一端が接続されており、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源とするブリッジ形電力変換回路を構成している。トランスＴ１の２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２には、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２、及び平滑コンデンサＣｆ１で構成される整流平滑回路が接続されている。

図２の動作波形に示す様に正弦波状の交流入力電圧が加わると、交流入力電圧に実質的に比例する正弦波状の電流を流入し、かつ安定化した直流電圧を出力する。本発明のスイッチング電源装置は、整流／ＰＦＣ回路部、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部を一体化して構成しているが、整流／ＰＦＣ回路部、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部がそれぞれ、独立に入出力変換比を制御する事ができる。従って、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の両端に発生する交流リップルは、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の制御動作によって打ち消され、スイッチング電源装置からは出力されない。出力電圧の変動に対して、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の独立な制御によって高速応答する事ができる。瞬時停電が発生しても一定期間は出力電圧値を規定値に保持する出力電圧保持動作が可能である。

図３は、交流入力電圧に対する第３従来例のスイッチング電源装置と、本発明のスイッチング電源装置との、出力電圧の差異を示した図であり、第３従来例のスイッチング電源装置で発生する交流リップルが、本発明のスイッチング電源装置では発生せず、第３従来例のスイッチング電源装置が瞬時停電に対する出力電圧保持動作ができないのに対して、本発明のスイッチング電源装置は必要とされる出力電圧保持時間を確保する事ができる。かつ、図１２に示す従来の３ステージＡＣ−ＤＣ電力変換システムよりも導通損失が少ないので高効率な電力変換が可能である。

整流／ＰＦＣ回路部は、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１、双方向スイッチＱｂｄ、第１の整流素子Ｄ１、第２の整流素子Ｄ２、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１で構成され、交流入力電圧の正の半周期においては並列接続された双方向スイッチ素子Ｑｂｄと第１のスイッチ素子Ｑ１との少なくとも一方を主スイッチとし、第２のスイッチ素子Ｑ２を同期整流素子とするブーストコンバータとして機能し、交流入力電圧の負の半周期においては並列接続された双方向スイッチ素子Ｑｂｄと第２のスイッチ素子Ｑ２との少なくとも一方を主スイッチとし、第１のスイッチ素子Ｑ１を同期整流素子とするブーストコンバータとして機能する。

従って、整流／ＰＦＣ回路部の入出力変換比にはブーストコンバータの式が成り立ち、交流入力電圧をＶｉｎ、エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧をＶｅｎｓと定義し、交流入力電圧Ｖｉｎの正の半周期において、双方向スイッチ素子Ｑｂｄ、第１のスイッチ素子Ｑ１の少なくとも一方がオンしている期間の、１周期に対する比率、および交流入力電圧Ｖｉｎの負の半周期において、双方向スイッチ素子Ｑｂｄ、第２のスイッチ素子Ｑ２の少なくとも一方がオンしている期間の、１周期に対する比率を第１のデューティ比Ｄと定義すると、

の関係式が実質的に、成り立つ。数式（２）にはスイッチング周波数ｆｓｗに相関する項がなく、少なくとも電流連続モードの領域ではスイッチング周波数の変動は整流／ＰＦＣ回路部の入出力変換比に対してほとんど影響しない事を示している。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部は、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１、トランスＴ１、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２、平滑コンデンサＣｆ１で構成され、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を直流入力電源とする電流共振コンバータ、もしくはＬＬＣ共振コンバータと呼ばれるトポロジーで構成される。共振コンデンサの容量をＣｒ、共振インダクタのインダクタンスをＬｒ、トランスの励磁インダクタンスをＬｍとすると、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比はスイッチング周波数ｆｓｗを、

で定義される第１の共振周波数ｆｒ１と

で定義される第２の共振周波数ｆｒ２との間の範囲で制御する周波数制御によって変調される。電流共振コンバータにおいて第１の共振周波数ｆｒ１と第２の共振周波数の間の範囲では、主スイッチ素子がＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）、整流素子がＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）となる高効率動作が可能である。

図４は、第１の共振周波数ｆｒ１を４８０ｋＨｚ、第２の共振周波数ｆｒ２を２１０ｋＨｚに設定し、エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓを一定値と仮定した際の、スイッチング周波数ｆｓｗと出力電圧Ｖｏｕｔの関係の一例を示すグラフである。共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒ、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍの共振により、第２の共振周波数ｆｒ２の近傍で出力電圧Ｖｏｕｔは増大し、エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの変換比率がピーク値になる。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部を構成する電流共振コンバータのデューティ比をＤｉと定義した場合、デューティ比Ｄｉの変化によって出力電圧Ｖｏｕｔは増減するが、第１の共振周波数ｆｒ１の近傍ではデューティ比Ｄｉの影響が比較的小さい。従って、第２の共振周波数ｆｒ２より高周波の領域で周波数制御を行い、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より低い場合はスイッチング周波数ｆｓｗを低下させて第２の共振周波数ｆｒ２に近づけ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より高い場合はスイッチング周波数ｆｓｗを増加させて第２の共振周波数ｆｒ２から遠ざけるように制御すれば出力電圧Ｖｏｕｔを目標とする電圧値に対して安定化できる。この際、定常動作におけるスイッチング周波数ｆｓｗを第１の共振周波数ｆｒ１の近傍に設定する事で、デューティ比Ｄｉの影響が小さくなり、また、電流共振コンバータは第１の共振周波数ｆｒ１近傍で最も高効率な電力変換が可能である事から、高効率な電力変換動作も可能になる。前述の動作により、整流／ＰＦＣ回路部の入出力変換比はＰＷＭ（デューティ比）制御、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力変換比はＰＦＭ（スイッチング周波数）制御により、それぞれ独立に制御する事ができる。

第１実施例において前述の制御を行うために、図１の回路図に示す制御回路が構成されている。１次側制御回路グランドは交流電源Ａｃｉｎを整流素子Ｄ３、Ｄ４で整流したノードに設定する事で安全規格への対応を容易にしている。交流電源Ａｃｉｎの各端子と１次側制御回路グランドとの間には、分圧用の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４が接続されており、分圧された電圧は動作モード判別器Ｍｄｔ１に入力される。動作モード判別器Ｍｄｔ１は、交流入力電圧Ｖｉｎの範囲に応じて以下５種類の動作モードを判別し、モード判別信号として１次側制御回路ＣＮＴＰ１に出力する（図２に示すＡ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２、Ｃのそれぞれのモードを参照）。

Ｃモードは交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値が小さく、力率にはほとんど影響しない期間である。Ａ１モード、Ａ２モードは交流入力電圧Ｖｉｎの正の半周期に相当する期間であるが、抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点に現れる正弦半波電圧から交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値を計測して２種類のモードに判別する。交流入力電圧Ｖｉｎの正の半周期で、交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がＣモードの基準値より大きく、かつエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下の場合はＡ１モードと判別し、交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２より大きい場合はＡ２モードと判別する。Ｂ１モード、Ｂ２モードは交流入力電圧Ｖｉｎの負の半周期に相当する期間であるが、抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点に現れる正弦半波電圧から交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値を計測して２種類のモードに判別する。交流入力電圧Ｖｉｎの負の半周期で、交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がＣモードの基準値より大きく、かつエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下の場合はＢ１モードと判別し、交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２より大きい場合はＢ２モードと判別する。

第１実施例の整流／ＰＦＣ回路部でＰＦＣ動作を行うためには、交流入力電圧Ｖｉｎ、入力電流、及びエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓを基準電圧と比較して生成した第２の誤差信号を必要とする。交流入力電圧Ｖｉｎは前述のように抵抗Ｒ１、Ｒ２、もしくは抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧電圧から交流入力電圧Ｖｉｎに比例する電圧を得る事ができる。入力電流は、トランスとして構成されたＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の補助巻線の電圧を積分回路ＩＮＴ１で積分して計測する。エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓを計測するためには、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１各端子の電圧を抵抗Ｒ５、Ｒ６、抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧して第４の比較器ＡＭＰ４に入力する。一例として抵抗Ｒ５、Ｒ６、及び抵抗Ｒ７、Ｒ８でエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１各端子の電圧を１／１００に分圧すると、第４の比較器ＡＭＰ４の入力端子間にはエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／１００の電圧が現れ、それを第４の比較器ＡＭＰ４で一定の倍率で増幅してエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓに比例する電圧を第４の比較器ＡＭＰ４から出力する。第４の比較器ＡＭＰ４の出力を第３の比較器ＡＭＰ３で第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較して第２の誤差信号を生成する。第２の誤差信号は抵抗Ｒ１、Ｒ２、もしくは抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧電圧から得られた交流入力電圧Ｖｉｎに比例する電圧と、乗算器Ｍ１で乗算され、交流入力電圧Ｖｉｎに応じた信号が生成される。積分回路ＩＮＴ１から出力した交流入力電流Ｖｉｎに応じた信号と、乗算器Ｍ１から出力された交流入力電圧Ｖｉｎに応じた信号と、を第１の比較器ＡＭＰ１で比較し、第１の比較器ＡＭＰ１から第２の誤差信号を出力してデューティ比計算器Ｄｃｎｔ１に入力する。デューティ比計算器Ｄｃｎｔ１には抵抗Ｒ１、Ｒ２、もしくは抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧電圧から得られた交流入力電圧Ｖｉｎに比例する電圧と、第４の比較器ＡＭＰ４からエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓに比例する電圧とが入力されており、

に従って概略デューティ比Ｄｒが計算される。概略デューティ比Ｄｒをフィードフォワード信号と成し、前記第２の誤差信号をフィードバック信号として前記フィードフォワード信号に負帰還となる極性で加算して、それに応じた直流電圧をデューティ比計算器Ｄｃｎｔ１からコンパレータＣＯＭＰ１に出力する。コンパレータＣＯＭＰ１の他方の入力には鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力される鋸歯状波が入力され、コンパレータＣＯＭＰ１から第１のデューティ比Ｄが調整された方形波信号が１次側制御回路ＣＮＴＰ１に出力される。

一方で、鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力される鋸歯状波の周波数は出力からのフィードバックによって変調される。スイッチング電源装置の２次側回路において、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ９、Ｒ１０で分圧して検出し、第２の比較器ＡＭＰ２で第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較してフィードバック信号を形成する。フィードバック信号は周波数制御器Ｆｃｎｔ１に入力されて鋸歯状波の周波数を変調する。その結果、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力変換比がスイッチング周波数の変調によって制御される。

１次側制御回路ＣＮＴＰ１は、入力された方形波信号と、モード判別信号とに応じて、第１、第２、第３、第４のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、及び第１、第２の同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２の駆動タイミング信号を生成し、それぞれ、第１、第２の絶縁信号伝送素子ＩＳＯ１、ＩＳＯ２に出力する。第１、第２の絶縁信号伝送素子ＩＳＯ１、ＩＳＯ２は１次側制御回路のグランドを基準とする駆動タイミング信号を、各スイッチ素子のソース電位を基準とする駆動信号に変換して各スイッチ素子を駆動する。短絡電流の発生を防止するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間と第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間の間に、双方がオフ状態になるデッドタイムを設けるように駆動信号を形成する。

また、第１、第２の同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２の駆動に関しては、第１の同期整流素子ＳＲ１のオン期間は第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間内、第２の同期整流素子ＳＲ２のオン期間は第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間内に設定する必要があるが、

で計算した電流共振期間Ｔｒｈを最大オン期間として設定するか、第１、第２の同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２を流れる電流を直接的、もしくは間接的に検出して一定値以上の順方向電流（ソース→ドレイン方向の電流）が流れる場合のみに第１、第２の同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２をターンオンさせる事で、第１、第２の同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２に逆流電流が流れる現象を防止する事ができる。

次に、図５から図９の等価回路に従って各動作モードの回路動作を説明する。図５に示すＣモードは交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値が小さく、力率にはほとんど影響しない期間である。第３、第４のスイッチ素子Ｑ３、Ｑ４は、駆動損失を節約するためにオフ状態に保持されており、等価回路上には表記していない。交流電源Ａｃｉｎから正極性の電圧が出力される場合は、第１のスイッチ素子Ｑ１を主スイッチ、第２のスイッチ素子Ｑ２を同期整流素子、その逆に交流電源Ａｃｉｎから負極性の電圧が出力される場合は、第２のスイッチ素子Ｑ２を主スイッチ、第１のスイッチ素子Ｑ１を同期整流素子とする電流不連続モードのブーストコンバータに相似した電流が、交流電源Ａｃｉｎから流入するが、電流量は小さい。それ以外はエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源とする電流共振コンバータの動作と全く同じである。

図５（ａ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２と第１の同期整流素子ＳＲ１がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態であり、矢印で示した経路には共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の電流共振による正弦波状の電流が流れる。電流共振の半周期が終了すると、第１の同期整流素子ＳＲ１がターンオフして図５（ｂ）の動作に移行する。

図５（ｂ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態であり、矢印で示した経路に共振インダクタＬｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振コンデンサＣｒ１の共振電流が流れる。第２のスイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、図５（ｂ）の動作から図５（ｃ）の動作に移行する。

図５（ｃ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２が全てオフ状態であり、矢印で示した経路で電流が流れて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが充電される。寄生容量Ｃｄｉｓが充電されて第１のスイッチ素子Ｑ１の両端電圧が０Ｖになった状態で第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオンすれば、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、図５（ｄ）の動作に移行する。

図５（ｄ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２の同期整流素子ＳＲ２がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２と第１の同期整流素子ＳＲ１がオフ状態であり、矢印で示した経路には共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の電流共振による正弦波状の電流が流れる。電流共振の半周期が終了すると、第２の同期整流素子ＳＲ２がターンオフして図５（ｅ）の動作に移行する。

図５（ｅ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態であり、矢印で示した共振インダクタＬｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振コンデンサＣｒ１の経路に共振電流が流れる。第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、図５（ｅ）の動作から図５（ｆ）の動作に移行する。

図５（ｆ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２が全てオフ状態であり、矢印で示した経路で電流が流れて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが放電される。寄生容量Ｃｄｉｓが放電されて第２のスイッチ素子Ｑ２の両端電圧が０Ｖになった状態で第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオンすれば、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、再び、図５（ａ）の動作に移行する。前述の動作に従って、スイッチング動作が繰り返される。

交流入力電圧Ｖｉｎの正の半周期において、第１のスイッチ素子Ｑ１がオンしている期間の１周期に対する比率、および交流入力電圧Ｖｉｎの負の半周期において、第２のスイッチ素子Ｑ２がオンしている期間の１周期に対する比率を第２のデューティ比Ｄ´と定義した場合、図５（ｇ）に示す様に第２のデューティ比Ｄ´は０．５に保持され、周波数制御は、図５（ｂ）と図５（ｅ）に相当する期間の長さによって絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力変換比を調整する。

図６に示すＡ１モードは交流入力電圧Ｖｉｎの正の半周期で、交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がＣモードの基準値より大きく、かつエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下の場合に相当する。Ａ１モードの期間においては、ＰＦＣ動作を行うために、第１のデューティ比Ｄ（整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比）は０．５以上の範囲でＰＷＭ制御されるが、第２のデューティ比Ｄ´は０．５に保持される。なお、Ａ１モードにおいては、第４のスイッチ素子Ｑ４は整流素子としてのみ作用するので、等価回路図にはダイオードとして表記している。

図６（ａ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１、第３のスイッチ素子Ｑ３、第２の同期整流素子ＳＲ２がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２と第１の同期整流素子ＳＲ１がオフ状態である。Ａ１モードにおける整流／ＰＦＣ回路部は、第３のスイッチ素子Ｑ３が主スイッチ、第２のスイッチ素子Ｑ２が同期整流素子を成すブーストコンバータとして機能し、図６（ａ）では第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態なので入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源として矢印で示した共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。電流共振の半周期が終了すると、第２の同期整流素子ＳＲ２がターンオフして図６（ｂ）の動作に移行する。

図６（ｂ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１と第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部では第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態なので引き続き入力電流が漸増する。第３、第４のスイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路と並列に、第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチ素子Ｑ１の直列回路が接続されているので、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１を流れる電流の一部は第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチ素子Ｑ１の直列回路に分流し、導通損失が軽減される。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源として矢印で示した共振インダクタＬｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振コンデンサＣｒ１の経路に共振電流が流れる。第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、図６（ｂ）の動作から図６（ｃ）の動作に移行する。

図６（ｃ）においては、第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部では第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態なので引き続き入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した経路で電流が流れて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが放電される。寄生容量Ｃｄｉｓが放電されて第２のスイッチ素子Ｑ２の両端電圧が０Ｖになった状態で第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオンすれば、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、図６（ｄ）の動作に移行する。

図６（ｄ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２、第３のスイッチ素子Ｑ３、第１の同期整流素子ＳＲ１がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部では第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態なので引き続き入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。図６（ｄ）の期間において、第３のスイッチ素子Ｑ３がターンオフすると整流／ＰＦＣ回路部のブーストコンバータがオン状態からオフ状態に切り換わり、図６（ｅ）の動作に移行する。

図６（ｅ）においては、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流は第１の整流素子Ｄ１、第２のスイッチ素子Ｑ２を経由して、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を充電しながら漸減する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、引き続き、矢印で示した共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。図６（ｅ）の期間において、第２のスイッチ素子Ｑ２は、整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子としてソースからドレイン方向の電流が流れ込む一方で、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の１次側ローサイドスイッチ素子としてドレインからソース方向の電流が流れ込む。互いに逆方向の電流が打ち消しあうため、第２のスイッチ素子Ｑ２を流れる電流量が減少し、導通損失が減少する。電流共振の半周期が終了すると、第１の同期整流素子ＳＲ１がターンオフして図６（ｆ）の動作に移行する。

図６（ｆ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１、第３のスイッチ素子Ｑ３、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流は、引き続き、第１の整流素子Ｄ１、第２のスイッチ素子Ｑ２を経由して、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を充電しながら漸減する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した、共振コンデンサＣｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振インダクタＬｒ１、第２のスイッチ素子Ｑ２の経路に共振電流が流れる。図６（ｆ）の期間においても、第２のスイッチ素子Ｑ２は、整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子としてソースからドレイン方向の電流が流れ込む一方で、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の１次側ローサイドスイッチ素子としてドレインからソース方向の電流が流れ込む。互いに逆方向の電流が打ち消しあうため、第２のスイッチ素子Ｑ２を流れる電流量が減少し、導通損失が減少する。図６（ｆ）の期間において、第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオフすると同時に、第３のスイッチ素子Ｑ３をターンオンすると図６（ｇ）の動作に移行する。

図６（ｇ）においては、整流／ＰＦＣ回路部のブーストコンバータはオフ状態からオン状態に切り換わり、入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２が全てオフ状態であり、矢印で示した経路で電流が流れて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが充電される。寄生容量Ｃｄｉｓが充電されて第１のスイッチ素子Ｑ１の両端電圧が０Ｖになった状態で第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオンすれば、ＺＶＳが達成される。第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオンするより前のタイミングで第３のスイッチ素子Ｑ３をターンオンする事によって、寄生容量Ｃｄｉｓの充電を妨げる方向の電流が流れなくなるので、ＺＶＳが達成しやすくなる。第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンすると、再び、図６（ａ）の動作に移行する。前述の動作に従って、スイッチング動作が繰り返される。

図６（ｈ）に示す様に第２のデューティ比Ｄ´は０．５に保持され、第１のデューティ比Ｄ（整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比）は、ＰＦＣ動作を行うために０．５以上の範囲でＰＷＭ制御される。周波数制御においては、図６（ｂ）と図６（ｆ）に相当する期間の長さによって絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力変換比を調整する。

なお、図６（ｈ）では、第４のスイッチ素子Ｑ４のＧ−Ｓ間電圧はローレベル（オフ状態）に維持されているが、寄生ダイオードのみを利用しているのでＧ−Ｓ間電圧はハイレベル（オン状態）であっても良い。

図７に示すＡ２モードは交流入力電圧Ｖｉｎの正の半周期で、交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２より大きい場合に相当する。Ａ２モードは全ての交流入力電圧範囲で発生するわけではなく、例えばエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓを４００Ｖに設定すると、交流電圧の実効値が１４０Ｖ以下だとＡ２モードは発生しない。Ａ２モードの期間においては、ＰＦＣ動作を行うために、第１のデューティ比Ｄ（整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比）は０．５より小さい範囲でＰＷＭ制御され、それに応じて第２のデューティ比Ｄ´も第１のデューティ比Ｄと実質的に等しい値となり、ＰＷＭ制御される。なお、Ａ２モードにおいても、第４のスイッチ素子Ｑ４は整流素子としてのみ作用するので、等価回路図にはダイオードとして表記している。

図７（ａ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１、第３のスイッチ素子Ｑ３、第２の同期整流素子ＳＲ２がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２と第１の同期整流素子ＳＲ１がオフ状態である。Ａ２モードにおける整流／ＰＦＣ回路部は、第１のスイッチ素子Ｑ１と第３のスイッチ素子Ｑ３とが主スイッチ、第２のスイッチ素子Ｑ２が同期整流素子を成すブーストコンバータとして機能し、図７（ａ）では第１のスイッチ素子Ｑ１と第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態なので入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源として矢印で示した共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。電流共振の半周期が終了すると、第２の同期整流素子ＳＲ２がターンオフして図７（ｂ）の動作に移行する。

図７（ｂ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１と第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部では第１のスイッチ素子Ｑ１と第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態なので引き続き入力電流が漸増する。図７（ｂ）においては、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部から第１のスイッチ素子Ｑ１に流れ込む電流による電圧降下が比較的小さいので、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１を流れる電流の一部は第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチ素子Ｑ１の直列回路に分流し、導通損失が軽減される。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源として矢印で示した共振インダクタＬｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振コンデンサＣｒ１の経路に共振電流が流れる。第１のスイッチ素子Ｑ１と第３のスイッチ素子Ｑ３を同時にターンオフすると、図７（ｂ）の動作から図７（ｃ）の動作に移行する。

図７（ｃ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第３のスイッチ素子Ｑ３、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２が全てオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部のブーストコンバータがオン状態からオフ状態に切り換わる。ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の矢印で示した経路の電流によって、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが放電される。寄生容量Ｃｄｉｓが放電されて第２のスイッチ素子Ｑ２の両端電圧が０Ｖになった状態で第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオンすれば、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、図７（ｄ）の動作に移行する。

図７（ｄ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２と第１の同期整流素子ＳＲ１がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１、第３のスイッチ素子Ｑ３、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流は第１の整流素子Ｄ１、第２のスイッチ素子Ｑ２を経由して、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を充電しながら漸減する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。図７（ｄ）の期間において、第２のスイッチ素子Ｑ２は、整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子としてソースからドレイン方向の電流が流れ込む一方で、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の１次側ローサイドスイッチ素子としてドレインからソース方向の電流が流れ込む。互いに逆方向の電流が打ち消しあうため、第２のスイッチ素子Ｑ２を流れる電流量が減少し、導通損失が減少する。電流共振の半周期が終了すると、第１の同期整流素子ＳＲ１がターンオフして図７（ｅ）の動作に移行する。

図７（ｅ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１、第３のスイッチ素子Ｑ３、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流は、引き続き、第１の整流素子Ｄ１、第２のスイッチ素子Ｑ２を経由して、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を充電しながら漸減する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した、共振コンデンサＣｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振インダクタＬｒ１、第２のスイッチ素子Ｑ２の経路に共振電流が流れる。図７（ｅ）の期間においても、第２のスイッチ素子Ｑ２は、整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子としてソースからドレイン方向の電流が流れ込む一方で、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の１次側ローサイドスイッチ素子としてドレインからソース方向の電流が流れ込む。互いに逆方向の電流が打ち消しあうため、第２のスイッチ素子Ｑ２を流れる電流量が減少し、導通損失が減少する。図７（ｅ）の期間において、第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオフすると同時に、第３のスイッチ素子Ｑ３をターンオンすると図７（ｆ）の動作に移行する。

図７（ｆ）においては、第３のスイッチ素子Ｑ３がオン状態であり、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２はオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部のブーストコンバータがオフ状態からオン状態に切り換わるので、入力電流は漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した経路で電流が流れて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが充電される。寄生容量Ｃｄｉｓが充電されて第１のスイッチ素子Ｑ１の両端電圧が０Ｖになった状態で第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオンすれば、ＺＶＳが達成される。第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオンするより前のタイミングで第３のスイッチ素子Ｑ３をターンオンする事によって、寄生容量Ｃｄｉｓの充電を妨げる方向の電流が流れなくなるので、ＺＶＳが達成しやすくなる。第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンすると、再び、図７（ａ）の動作に移行する。前述の動作に従って、スイッチング動作が繰り返される。

図７（ｇ）に示す様に第１のデューティ比Ｄ（整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比）と第２のデューティ比Ｄ´は実質的に同じ値となり、ＰＦＣ動作を行うために第１のデューティ比Ｄを０．５より小さい範囲でＰＷＭ制御すると、それに伴って第２のデューティ比Ｄ´もＰＷＭ制御される。周波数制御においては、図７（ｂ）と図７（ｅ）に相当する期間の長さによって絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力変換比を調整する。

なお、図７（ｇ）では、第４のスイッチ素子Ｑ４のＧ−Ｓ間電圧はローレベル（オフ状態）に維持されているが、寄生ダイオードのみを利用しているのでＧ−Ｓ間電圧はハイレベル（オン状態）であっても良い。

図８に示すＢ１モードは交流入力電圧Ｖｉｎの負の半周期で、交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がＣモードの基準値より大きく、かつエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下の場合に相当する。Ｂ１モードでは、Ａ１モードと相似した回路動作になるが、第１の整流素子Ｄ１と第２の整流素子Ｄ２、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２、第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４、第１の同期整流素子ＳＲ１と第２の同期整流素子ＳＲ２、とは互いの役割が入れかわる。Ｂ１モードの期間においては、ＰＦＣ動作を行うために、第１のデューティ比Ｄ（整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比）は０．５以上の範囲でＰＷＭ制御されるが、第２のデューティ比Ｄ´は０．５に保持される。なお、Ｂ１モードにおいては、第３のスイッチ素子Ｑ３は整流素子としてのみ作用するので、等価回路図にはダイオードとして表記している。

図８（ａ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２、第４のスイッチ素子Ｑ４、第１の同期整流素子ＳＲ１がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。Ｂ１モードにおける整流／ＰＦＣ回路部は、第４のスイッチ素子Ｑ４が主スイッチ、第１のスイッチ素子Ｑ１が同期整流素子を成すブーストコンバータとして機能し、図８（ａ）では第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態なので入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタＬｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。電流共振の半周期が終了すると、第１の同期整流素子ＳＲ１がターンオフして図８（ｂ）の動作に移行する。

図８（ｂ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２と第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部では第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態なので引き続き入力電流が漸増する。第３、第４のスイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路と並列に、第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチ素子Ｑ２の直列回路が接続されているので、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１を流れる電流の一部は第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチ素子Ｑ２の直列回路に分流し、導通損失が軽減される。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した共振コンデンサＣｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振インダクタＬｒ１、第２のスイッチ素子Ｑ２の経路に共振電流が流れる。第２のスイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、図８（ｂ）の動作から図８（ｃ）の動作に移行する。

図８（ｃ）においては、第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部では第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態なので引き続き入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した経路で電流が流れて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが充電される。寄生容量Ｃｄｉｓが充電されて第１のスイッチ素子Ｑ１の両端電圧が０Ｖになった状態で第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオンすれば、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、図８（ｄ）の動作に移行する。

図８（ｄ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１、第４のスイッチ素子Ｑ４、第２の同期整流素子ＳＲ２がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２と第１の同期整流素子ＳＲ１がオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部では第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態なので引き続き入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源として矢印で示した共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。図８（ｄ）の期間において、第４のスイッチ素子Ｑ４がターンオフすると整流／ＰＦＣ回路部のブーストコンバータがオン状態からオフ状態に切り換わり、図８（ｅ）の動作に移行する。

図８（ｅ）においては、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流は第２の整流素子Ｄ２、第１のスイッチ素子Ｑ１を経由して、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を充電しながら漸減する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、引き続き、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源として矢印で示した共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。図８（ｅ）の期間において、第１のスイッチ素子Ｑ１は、整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子としてソースからドレイン方向の電流が流れ込む一方で、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の１次側ハイサイドスイッチ素子としてドレインからソース方向の電流が流れ込む。互いに逆方向の電流が打ち消しあうため、第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流量が減少し、導通損失が減少する。電流共振の半周期が終了すると、第２の同期整流素子ＳＲ２がターンオフして図８（ｆ）の動作に移行する。

図８（ｆ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２、第４のスイッチ素子Ｑ４、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流は、引き続き、第２の整流素子Ｄ２、第１のスイッチ素子Ｑ１を経由して、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を充電しながら漸減する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源として矢印で示した第１のスイッチ素子Ｑ１、共振インダクタＬｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振コンデンサＣｒ１の経路に共振電流が流れる。図８（ｆ）の期間においても、第１のスイッチ素子Ｑ１は、整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子としてソースからドレイン方向の電流が流れ込む一方で、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の１次側ハイサイドスイッチ素子としてドレインからソース方向の電流が流れ込む。互いに逆方向の電流が打ち消しあうため、第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流量が減少し、導通損失が減少する。図８（ｆ）の期間において、第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフすると同時に、第４のスイッチ素子Ｑ４をターンオンすると図８（ｇ）の動作に移行する。

図８（ｇ）においては、整流／ＰＦＣ回路部のブーストコンバータはオフ状態からオン状態に切り換わり、入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２が全てオフ状態であり、矢印で示した経路で電流が流れて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが放電される。寄生容量Ｃｄｉｓが放電されて第２のスイッチ素子Ｑ２の両端電圧が０Ｖになった状態で第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオンすれば、ＺＶＳが達成される。第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオンするより前のタイミングで第４のスイッチ素子Ｑ４をターンオンする事によって、寄生容量Ｃｄｉｓの放電を妨げる方向の電流が流れなくなるので、ＺＶＳが達成しやすくなる。第２のスイッチ素子Ｑ２がターンオンすると、再び、図８（ａ）の動作に移行する。前述の動作に従って、スイッチング動作が繰り返される。

図８（ｈ）に示す様に第２のデューティ比Ｄ´は０．５に保持され、第１のデューティ比Ｄ（整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比）は、ＰＦＣ動作を行うために０．５以上の範囲でＰＷＭ制御される。周波数制御においては、図８（ｂ）と図８（ｆ）に相当する期間の長さによって絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力変換比を調整する。

なお、図８（ｈ）では、第３のスイッチ素子Ｑ３のＧ−Ｓ間電圧はローレベル（オフ状態）に維持されているが、寄生ダイオードのみを利用しているのでＧ−Ｓ間電圧はハイレベル（オン状態）であっても良い。

図９に示すＢ２モードは交流入力電圧Ｖｉｎの負の半周期で、交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２より大きい場合に相当する。Ｂ２モードの期間においては、ＰＦＣ動作を行うために、第１のデューティ比Ｄ（整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比）は０．５より小さい範囲でＰＷＭ制御され、それに応じて第２のデューティ比Ｄ´も第１のデューティ比Ｄと実質的に等しい値となり、ＰＷＭ制御される。Ｂ２モードでは、Ａ２モードと相似した回路動作になるが、第１の整流素子Ｄ１と第２の整流素子Ｄ２、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２、第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４、第１の同期整流素子ＳＲ１と第２の同期整流素子ＳＲ２、とは互いの役割が入れかわる。Ｂ２モードにおいては、第３のスイッチ素子Ｑ３は整流素子としてのみ作用するので、等価回路図にはダイオードとして表記している。なお、Ｂ２モードは全ての交流入力電圧範囲で発生するわけではなく、例えばエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓを４００Ｖに設定すると、交流電圧の実効値が１４０Ｖ以下だとＢ２モードは発生しない。

図９（ａ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２、第４のスイッチ素子Ｑ４、第１の同期整流素子ＳＲ１がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。Ｂ２モードにおける整流／ＰＦＣ回路部は、第２のスイッチ素子Ｑ２と第４のスイッチ素子Ｑ４とが主スイッチ、第１のスイッチ素子Ｑ１が同期整流素子を成すブーストコンバータとして機能し、図９（ａ）では第２のスイッチ素子Ｑ２と第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態なので入力電流が漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。電流共振の半周期が終了すると、第１の同期整流素子ＳＲ１がターンオフして図９（ｂ）の動作に移行する。

図９（ｂ）においては、第２のスイッチ素子Ｑ２と第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態で、第１のスイッチ素子Ｑ１、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部では第２のスイッチ素子Ｑ２と第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態なので引き続き入力電流が漸増する。図９（ｂ）においては、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部から第２のスイッチ素子Ｑ２に流れ込む電流による電圧降下が比較的小さいので、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１を流れる電流の一部は第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチ素子Ｑ２の直列回路に分流し、導通損失が軽減される。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した共振コンデンサＣｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振インダクタＬｒ１の経路に共振電流が流れる。第２のスイッチ素子Ｑ２と第４のスイッチ素子Ｑ４を同時にターンオフすると、図９（ｂ）の動作から図９（ｃ）の動作に移行する。

図９（ｃ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第４のスイッチ素子Ｑ４、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２が全てオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部のブーストコンバータがオン状態からオフ状態に切り換わる。ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の矢印で示した経路の電流によって、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが充電される。寄生容量Ｃｄｉｓが充電されて第１のスイッチ素子Ｑ１の両端電圧が０Ｖになった状態で第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオンすれば、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が達成され、図９（ｄ）の動作に移行する。

図９（ｄ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２の同期整流素子ＳＲ２がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２、第４のスイッチ素子Ｑ４、第１の同期整流素子ＳＲ１がオフ状態である。ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流は第２の整流素子Ｄ２、第１のスイッチ素子Ｑ１を経由して、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を充電しながら漸減する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源として矢印で示した共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に電流共振による正弦波状の電流が流れる。図９（ｄ）の期間において、第１のスイッチ素子Ｑ１は、整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子としてソースからドレイン方向の電流が流れ込む一方で、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の１次側ハイサイドスイッチ素子としてドレインからソース方向の電流が流れ込む。互いに逆方向の電流が打ち消しあうため、第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流量が減少し、導通損失が減少する。電流共振の半周期が終了すると、第２の同期整流素子ＳＲ２がターンオフして図９（ｅ）の動作に移行する。

図９（ｅ）においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がオン状態で、第２のスイッチ素子Ｑ２、第４のスイッチ素子Ｑ４、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２がオフ状態である。ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流は、引き続き、第２の整流素子Ｄ２、第１のスイッチ素子Ｑ１を経由して、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を充電しながら漸減する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源として矢印で示した、第１のスイッチ素子Ｑ１、共振インダクタＬｒ１、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍ、共振コンデンサＣｒ１の経路に共振電流が流れる。図９（ｅ）の期間においても、第１のスイッチ素子Ｑ１は、整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子としてソースからドレイン方向の電流が流れ込む一方で、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の１次側ハイサイドスイッチ素子としてドレインからソース方向の電流が流れ込む。互いに逆方向の電流が打ち消しあうため、第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流量が減少し、導通損失が減少する。図９（ｅ）の期間において、第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフすると同時に、第４のスイッチ素子Ｑ４をターンオンすると図９（ｆ）の動作に移行する。

図９（ｆ）においては、第４のスイッチ素子Ｑ４がオン状態であり、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２はオフ状態である。整流／ＰＦＣ回路部のブーストコンバータがオフ状態からオン状態に切り換わるので、入力電流は漸増する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部においては、矢印で示した経路で電流が流れて、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に存在する寄生容量Ｃｄｉｓが放電される。寄生容量Ｃｄｉｓが放電されて第２のスイッチ素子Ｑ２の両端電圧が０Ｖになった状態で第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオンすれば、ＺＶＳが達成される。第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオンするより前のタイミングで第４のスイッチ素子Ｑ４をターンオンする事によって、寄生容量Ｃｄｉｓの放電を妨げる方向の電流が流れなくなるので、ＺＶＳが達成しやすくなる。第２のスイッチ素子Ｑ２がターンオンすると、再び、図９（ａ）の動作に移行する。前述の動作に従って、スイッチング動作が繰り返される。

図９（ｇ）に示す様に第１のデューティ比Ｄ（整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比）と第２のデューティ比Ｄ´は実質的に同じ値となり、ＰＦＣ動作を行うために第１のデューティ比Ｄを０．５より小さい範囲でＰＷＭ制御すると、それに伴って第２のデューティ比Ｄ´もＰＷＭ制御される。周波数制御においては、図９（ｂ）と図９（ｅ）に相当する期間の長さによって絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力変換比を調整する。

なお、図９（ｇ）では、第３のスイッチ素子Ｑ３のＧ−Ｓ間電圧はローレベル（オフ状態）に維持されているが、寄生ダイオードのみを利用しているのでＧ−Ｓ間電圧はハイレベル（オン状態）であっても良い。

図１０は、第１実施例のスイッチング電源装置の軽負荷領域における間欠動作の波形を示している。図１０（ａ）に示すように、重負荷領域においては第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２は、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで相補的なタイミングで連続的に駆動され、双方向スイッチ素子Ｑｂｄ（第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４を逆方向に接続した直列回路によって構成）もＣモードを除く領域では連続的にスイッチングされる。その結果、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１を流れる電流は連続モードになり、簡易な入力フィルタを設けるだけで、点線で示すように実質的に正弦波の入力電流波形を得る事ができる。一方で、軽負荷領域では図１０（ｂ）に示す間欠動作に移行する。第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２の内、整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子として機能するスイッチ素子がターンオフした後、全てのスイッチ素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑｂｄ、ＳＲ１、ＳＲ２）がオフ状態となる休止期間を設け、負荷電流が少なくなるに従って休止期間を延長する間欠動作を行う事により、軽負荷領域におけるスイッチング損失、スイッチ素子の駆動損失、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１、共振インダクタＬｒ１、トランスＴ１のコア損失を軽減する事で、軽負荷領域においても高効率な電力変換を行う事ができる。間欠動作時においては、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１を流れる電流は図１０（ｂ）に示す様に不連続モードになる。

第１実施例のスイッチング電源装置はブーストコンバータの主スイッチに相当するスイッチ素子のデューティ比を低減するか、スイッチング周波数を高周波化すれば出力電圧Ｖｏｕｔを目標値よりも低減できるので、それらを利用してソフトスタート動作や過電流に対する出力電圧の垂下動作に対応できる。また、動作中に、スイッチング動作を停止してもスイッチ素子、及び整流素子の両端にサージ電圧は発生しないので、問題なく停止する事ができる。

第１従来例のＡＣ−ＤＣ電力変換システムではダイオードを５個、スイッチ素子を３個、同期整流素子を２個必要とし、第２従来例のブリッジレスＰＦＣコンバータの後段に電流共振コンバータを接続すると、ダイオードを２個、スイッチ素子を４個、同期整流素子を２個必要とするのに対して、第１実施例ではダイオードを２個、スイッチ素子を４個、同期整流素子を２個で必要とし、電力半導体部品の数はほぼ同等である。回路の構成に当たって特別な部品は必要とせず、第１従来例のＡＣ−ＤＣ電力変換システム、及び第２従来例のブリッジレスＰＦＣコンバータと同じ部品を流用できる。一方で、第１実施例ではやや複雑な制御を必要とするが、近年発展が目覚ましいスイッチング電源のデジタル制御技術を適用すれば容易に実現可能であるため、問題にはならない。

第１実施例のスイッチング電源装置は、前述した以外にも高効率な電力変換に適した以下のような特徴を備えている。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部を構成する電流共振コンバータは、デューティ比が０．５の場合に最も高効率な電力変換が可能であるが、ＡＣ−ＤＣ電力変換システムを１ステージに複合化したにも関わらず、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部のデューティ比を０．５に保持できる期間の割合が大きい。一例として、エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓを４００Ｖに設定すると、交流電圧の実効値が２４０Ｖの場合は全期間の４０％、交流電圧の実効値が１４０Ｖ以下なら全期間にわたってデューティ比を０．５に保持できる。ＡＣ−ＤＣ電力変換システムにおいては、交流電圧の実効値が低いと効率が低くなる傾向があるが、第１実施例のスイッチング電源装置は、デューティ比を全期間にわたって０．５に保持できる低電圧入力で特に効率を改善する効果が大きく、電力変換部品の放熱が容易になる。

第１、第２のスイッチ素子に有用なＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、一般的に、市販の高速ダイオードよりも逆回復特性が劣る傾向にあるが、第１実施例のスイッチング電源装置においては、以下の理由により問題にならない。

第１のスイッチ素子Ｑ１、もしくは第２のスイッチ素子Ｑ２が整流／ＰＦＣ回部の同期整流をしている期間には、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部から逆方向の電流が流れ込む事によって寄生ダイオードを導通する電流量が減少する。

第１のスイッチ素子Ｑ１、もしくは第２のスイッチ素子Ｑ２が整流／ＰＦＣ回部の同期整流をしている期間には、第１のスイッチ素子Ｑ１、もしくは第２のスイッチ素子Ｑ２はゲート信号が加えられてオンしている状態なので、寄生ダイオード部分を導通する電流量は少ない。

直列に接続された第１の整流素子Ｄ１、及び第２の整流素子Ｄ２に逆回復特性に優れた高速ダイオードを用いれば逆回復電流を阻止できる。

第１実施例によれば次のような効果を奏する。

出力電圧を０Ｖ近辺まで低下させる事が可能なので、過電流に対する出力電圧の垂下動作やソフトスタート動作が可能である。

交流入力電圧Ｖｉｎが加わった状態でスイッチング動作を停止しても、スイッチ素子、及び整流素子の両端にサージ電圧は発生しない。

出力リップルが小さく、過渡急変に対する高速応答や、瞬時停電に対する出力電圧の保持が可能である。

大半の領域で入力電流が電流連続モードになるので入力フィルタが簡易化できる。

本発明は第１従来例において３ステージ、第２従来例において２ステージで構成される交流入力／直流出力の電力変換システムを、第３従来例と同様に１ステージだけで構成できるので、電力部品の数が少なく回路構成が簡易なので、小型化、低コスト化に有利である。

入力電流が通過する整流素子の数が、第１従来例より１個少ないので導通損失が少ない。

整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子が、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の１次側スイッチ素子としても機能し、互いに逆方向の電流が打ち消って減少するので、導通損失が少ない。

整流／ＰＦＣ回路部でブーストコンバータの主スイッチとして機能する双方向スイッチ素子Ｑｂｄと並列に、第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチ素子Ｑ１の直列回路、もしくは第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチ素子Ｑ２の直列回路が接続されており、双方向スイッチ素子Ｑｂｄの電流が大きく、並列回路の電流が小さい動作状態において、双方向スイッチ素子Ｑｂｄの電流が並列回路に分流する事で電圧降下を軽減できる。

双方向スイッチ素子Ｑｂｄを、並列接続された第１のスイッチ素子Ｑ１、もしくは第２のスイッチ素子Ｑ２より先にターンオンする事によって、寄生容量Ｃｄｉｓの充電を妨げる方向の電流が流れなくなるので、ＺＶＳが達成しやすくなる。

絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部のデューティ比を最も効率が良い０．５に保持できる期間の割合が大きい。

第１、第２のスイッチ素子を構成するＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの低速な逆回復特性が問題にならない。

軽負荷領域においても間欠動作を行う事で、高効率な電力変換が実現できる。

《第２実施例》
図１１は本発明の第２実施例におけるＡＣ−ＤＣ電力変換システム１０２の回路図であり、本発明を３相交流に適用した例であり、３相交流電源ＡＣｉｎ３ＰからΔ結線で供給される３相交流に対して第１実施例で既に示した本発明のスイッチング電源装置を各相間に合計で３台接続している。３相交流であっても、第１実施例で示した回路構成が使用可能であり、各相間に合計３台のスイッチング電源装置を接続すれば、第１実施例と同様に高効率で、出力リップルが小さく、かつ、高速応答や入力瞬時停電に対する保持時間の確保も実現可能である。唯一異なるのは、３相交流では各相の電流をバランスさせる必要があるため、各相の電流バランス機能を備える事が望ましい点である。各スイッチング電源装置の１次側制御回路ＣＮＴＰ１、ＣＮＴＰ２、ＣＮＴＰ３における制御、及びスイッチング動作は第１実施例とほぼ同じである。各スイッチング電源装置の２次側制御回路ＣＮＴＳ１、ＣＮＴＳ２、ＣＮＴＳ３は、トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３の２次コイル両端電圧を計測して積分する事で２次コイル電圧降下の平均値を求めている。２次コイル電圧降下の平均値は出力電流にほぼ比例するので、各スイッチング電源装置の出力電流と相関する出力電流信号が得られる。各スイッチング電源装置は、電流バランス回路Ｃｓｈａｒｅにおいて出力電流信号を交換し、出力電流分担の少ないスイッチング電源装置は出力電圧を微増するように自動調整する事で出力電流をバランスさせる事ができる。各スイッチング電源装置の出力電流をバランスさせる事で、結果的に３相交流の入力電流をバランスさせる事ができる。

第２実施例では、第１実施例の効果に加え、以下のような効果を奏する。

電流バランス機能を有するスイッチング電源装置を構成すれば、単相交流用のスイッチング電源装置をそのまま流用して３相交流用のＡＣ−ＤＣ電力変換システムを構築する事ができる。

なお、本発明は前述した以外にも多くの応用例に展開可能である。第１、第２実施例では、ＰＦＣインダクタは各スイッチング電源装置に１個ずつ接続しているが、２個に分割して交流入力ラインの双方に挿入しても良い。第１、第２の整流素子を同期整流素子で構成すれば双方向の電力伝送も可能である。また、特開２０００−２６０６３９号公報に開示されているような技術を用いてＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１とトランスＴ１とを複合化して１つの磁性部品にする事も可能である。制御の方法も第１、第２実施例の方法に限定されない。入力電流の検出には電流検出抵抗やカレントトランスを用いても良い。各スイッチ素子のデューティ比の決定にフィードフォワード制御を用いずにフィードバック制御のみを用いても良い。また、瞬時停電による交流入力遮断時において、デューティ比を０．５以外の値、例えば０．２や０．８に固定した周波数制御で出力電圧を安定化しても良い。

ＡＣｉｎ・・・交流電源（単相）
ＡＣｉｎ３Ｐ・・・３相交流電源
Ｖｉｎ（ｄｃ）・・・直流入力電源
Ｖｏｕｔ・・・出力電圧（直流）
Ｌｏａｄ・・・負荷回路
ＣＮＴＰ１、ＣＮＴＰ２、ＣＮＴＰ３、ＣＮＴＰ４・・・１次側制御回路
ＣＮＴＳ１、ＣＮＴＳ２、ＣＮＴＳ３・・・２次側制御回路
Ｍｄｔ１・・・動作モード判別器
Ｖｉｎ・・・交流入力電圧
Ａ１モード・・・交流入力電圧Ｖｉｎの正の半周期で、かつ交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がＣモードの基準値以上でエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下
Ａ２モード・・・交流入力電圧Ｖｉｎの正の半周期で、かつ交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２より大きい
Ｂ１モード・・・交流入力電圧Ｖｉｎの負の半周期で、かつ交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がＣモードの基準値以上でエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下
Ｂ２モード・・・交流入力電圧Ｖｉｎの負の半周期で、かつ交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２より大きい
Ｃモード・・・交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値が基準値未満
Ｄｃｎｔ１・・・デューティ比計算器
Ｆｃｎｔ１・・・周波数制御器
ＳＴＧ１・・・鋸歯状波発生器
Ｍ１・・・乗算器
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３、ＡＭＰ４・・・比較器
ＣＯＭＰ１・・・コンパレータ
ＩＮＴ１・・・積分回路
ＩＳＯ１、ＩＳＯ２・・・絶縁信号伝送素子
Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２・・・基準電圧
Ｃｓｈａｒｅ・・・電流バランス回路
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４・・・スイッチ素子
Ｑｂｄ・・・双方向スイッチ素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４・・・整流素子
ＳＲ１、ＳＲ２、ＳＲ３、ＳＲ４、ＳＲ５、ＳＲ６、ＳＲ７、ＳＲ８・・・同期整流素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３・・・トランス
Ｎｐ１、Ｎｐ２・・・トランスの１次巻線
Ｎｓ１、Ｎｓ２・・・トランスの２次巻線
Ｌｐｆｃ１、Ｌｐｆｃ２、Ｌｐｆｃ３・・・ＰＦＣインダクタ
Ｌｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３・・・共振インダクタ
Ｌ１・・・インダクタ
Ｃｅｎｓ１、Ｃｅｎｓ２、Ｃｅｎｓ３・・・エネルギー蓄積コンデンサ
Ｖｅｎｓ・・・エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧
Ｃｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３・・・共振コンデンサ
Ｃｆ１・・・平滑コンデンサ
Ｃｄｉｓ・・・寄生容量
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０・・・抵抗
Ｄ・・・第１のデューティ比
Ｄ´・・・第２のデューティ比
Ｄｒ・・・概略デューティ比
Ｄｉ・・・絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部を構成する電流共振コンバータのデューティ比
ｆｒ１・・・第１の共振周波数
ｆｒ２・・・第２の共振周波数
ｆｓｗ・・・スイッチング周波数
Ｌｍ・・・トランスの励磁インダクタンス
Ｔｒｈ・・・電流共振期間

Claims (14)

1. 交流電源に少なくとも１つのＰＦＣインダクタと、双方向スイッチ素子とを直列接続し、
   前記双方向スイッチの一端に、交流入力電圧の正の半周期に導通する極性の第１の整流素子と、交流入力電圧の負の半周期に導通する極性の第２の整流素子とを接続し、
   前記第１の整流素子と第１のスイッチ素子とを有する直列回路と、前記第２の整流素子と第２のスイッチ素子とを有する直列回路とを、前記双方向スイッチ素子と並列に接続し、
   前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とが構成する直列スイッチ回路と並列に、エネルギー蓄積コンデンサを接続し、
   前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子の接続点には、少なくとも１つの共振コンデンサと少なくとも１つのトランスの１次巻線、もしくは前記共振コンデンサと少なくとも１つの共振インダクタと前記トランスの１次巻線とを有する直列共振回路の一端を接続して前記エネルギー蓄積コンデンサを入力源とするブリッジ形電力変換回路を構成し、
   かつ前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記ブリッジ形電力変換回路と、前記トランスと、前記整流平滑回路とを有する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部を構成し、
   交流入力電圧の正の半周期には前記双方向スイッチ素子、もしくは前記第１のスイッチ素子が主スイッチ素子、前記第２のスイッチ素子が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサが平滑コンデンサとして動作する第１の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、
   交流入力電圧の負の半周期には前記双方向スイッチ素子、もしくは前記第２のスイッチ素子が主スイッチ素子、前記第１のスイッチ素子が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサが平滑コンデンサとして動作する第２の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、
   前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子を、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動し、
   正弦波状の交流入力電圧が加わると、この交流入力電圧に実質的に比例する正弦波状の電流を流入し、かつ安定化した直流電圧を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記双方向スイッチ素子は、単方向スイッチ素子である第３のスイッチ素子、及び第４のスイッチ素子を直列、かつ逆方向に接続して構成した事を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記交流電源の交流入力電圧から前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧への変換比（整流／ＰＦＣ回路部の入出力電圧変換比）をデューティ比によって制御し、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧から直流出力電圧への変換比（絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比）をスイッチング周波数によって制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 交流入力電圧をＶｉｎ、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧をＶｅｎｓと定義し、
   交流入力電圧の正の半周期において、前記双方向スイッチ素子、前記第１のスイッチ素子の少なくとも一方がオンしている期間の、１周期に対する比率、および交流入力電圧の負の半周期において、前記双方向スイッチ素子、前記第２のスイッチ素子の少なくとも一方がオンしている期間の、１周期に対する比率を第１のデューティ比Ｄと定義すると、
   

   

   のブーストコンバータの関係式が実質的に、成り立つように第１のデューティ比Ｄが制御される事を特徴とする請求項１から請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 交流入力電圧をＶｉｎ、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧をＶｅｎｓと定義し、
   交流入力電圧の正の半周期において、前記第１のスイッチ素子がオンしている期間の１周期に対する比率、および交流入力電圧の負の半周期において、前記第２のスイッチ素子がオンしている期間の１周期に対する比率を第２のデューティ比Ｄ´と定義すると、
   交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下の範囲においては前記第２のデューティ比Ｄ´は実質的に０．５（５０％）に固定され、
   交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値がエネルギー蓄積コンデンサの両端電圧Ｖｅｎｓの１／２より大きい範囲においては
   前記第１のデューティ比Ｄと第２のデューティ比Ｄ´とが、実質的に等しくなるように制御される事を特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 概略デューティ比をＤｒと定義し、
   

   

   で計算した前記概略デューティ比Ｄｒをフィードフォワード信号と成し、
   前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧、もしくは出力電圧と第一の目標値とを比較して第１の誤差信号を形成し、
   前記第１の誤差信号と入力電圧に比例する信号との乗算値を計算し、前記乗算値と交流入力電流に比例する信号とを比較して第２の誤差信号を形成し、
   前記第２の誤差信号をフィードバック信号として前記フィードフォワード信号に負帰還となる極性で加算して、前記第１のデューティ比Ｄを決定する事を特徴とする請求項４または請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 交流入力電圧の正の半周期における前記双方向スイッチ素子のオン期間は、前記第１のスイッチ素子のオン期間を含み、前記双方向スイッチ素子がオンした後に前記第１のスイッチ素子がゼロ電圧状態でターンオンし、
   交流入力電圧の負の半周期における前記双方向スイッチ素子のオン期間は、前記第２のスイッチ素子のオン期間を含み、前記双方向スイッチ素子がオンした後に前記第２のスイッチ素子がゼロ電圧状態でターンオンする事を特徴とする請求項１から請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. スイッチング周波数をｆｓｗ、直列共振回路における共振コンデンサの容量をＣｒ、共振インダクタのインダクタンスをＬｒ、トランスの励磁インダクタンスをＬｍとすると、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比は前記スイッチング周波数ｆｓｗを、
   

   

   の式に示す第２の共振周波数ｆｒ２よりも高周波の領域で可変することで周波数制御され、
   前記スイッチング周波数ｆｓｗを低下させて前記第２の共振周波数ｆｒ２に近づけると前記入出力電圧変換比が増加し、前記スイッチング周波数ｆｓｗを増加させて前記第２の共振周波数ｆｒ２から遠ざけると前記入出力電圧変換比が低下する関係を利用して、出力電圧を目標値に漸近させるように負帰還制御することを特徴とする請求項１から請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. ＰＦＣインダクタと直列に接続された双方向スイッチ素子と、
   交流入力電圧の正の半周期に入力電流をスイッチングする第１の整流素子と第１のスイッチ素子とで構成する第１の直列回路と、
   交流入力電圧の負の半周期に入力電流をスイッチングする第２の整流素子と第２のスイッチ素子とで構成する第２の直列回路と、
   エネルギー蓄積コンデンサと、
   少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えるトランスと、
   前記トランスの２次側に構成される整流平滑回路と、
   交流入力電流に応じた信号と、交流入力電圧に応じた信号とを比較する第１の比較器と、
   直流出力電圧と基準電圧とを比較する第２の比較器とを備え、
   交流電源から前記交流入力電圧が加わると前記交流入力電圧に実質的に比例する電流を流入し、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端に直流電圧を出力する整流／ＰＦＣ回路部と、
   前記エネルギー蓄積コンデンサを直流電力源として、スイッチング動作によって直流を交流に変換した後、前記トランスによって１次側から２次側に伝送し、直流電圧を出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ部とを備えるスイッチング電源装置であって、
   前記整流／ＰＦＣ回路部が前記第１のスイッチ素子、もしくは第２のスイッチ素子を同期整流に用いるブーストコンバータで構成される事を特徴とするスイッチング電源装置。
10. 前記整流／ＰＦＣ回路部の入出力電圧変換比をデューティ比によって制御し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比をスイッチング周波数によって制御することを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置。
11. 正弦波状の交流入力電圧に対応して流入する入力電流が、所定の高調波を包含する事を特徴とする請求項１から請求項１０に記載のスイッチング電源装置。
12. 軽負荷領域において、前記双方向スイッチ素子、前記第１のスイッチ素子、及び前記第２のスイッチ素子が共にオフするデッドタイムを延長した間欠スイッチング動作をおこなう事を特徴とする請求項１から請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
13. 前記交流電源が単相交流であることを特徴とする請求項１から請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
14. 前記交流電源が３相交流であり、請求項１から請求項１２に記載のスイッチング電源装置が３相交流入力の各相間に接続され、かつ各相間の電流バランスを保持する電流バランス回路を有するＡＣ−ＤＣ電力変換システム。

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