JP7099351B2 - 双方向絶縁型ｄｃ－ｄｃコンバータおよび制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータおよび制御方法に係るものであって、例えば双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの変換効率に貢献可能な技術に関するものである。

種々の分野で適用（例えばバッテリシミュレータ等の産業用機器に適用）されている電力変換装置の一例として、双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ（以下、単に双方向コンバータと適宜称する）がある（例えば非特許文献１）。

双方向コンバータにおいては、双方向に電圧変換可能な一対のコンバータ（後述の図１では第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂ）がトランス等によって結合されており、各コンバータのスイッチング素子にそれぞれゲート信号を出力して適宜スイッチング制御することにより、各コンバータ間で所望の電力伝送（双方向の電力伝送）が可能となる。

電力伝送における出力電力（以下、単に伝送電力と適宜称する）の大きさは、例えば下記理論式（１）のように定義することができる。なお、式（１）において、Ｐは伝送電力、ωは各スイッチング素子のスイッチング周波数、Ｅ₁，Ｅ₂は双方向コンバータの一次側直流電圧，二次側直流電圧、Ｌはトランスの漏れインダクタンスと当該トランスと直列接続するリアクトルのインダクタンス値の和、δは各コンバータの交流電圧の位相差、πは円周率とする。また、トランスの鉄損等による損失の影響は考慮しないものとする。

Ｐ＝（Ｅ₁Ｅ₂／（ωＬ））（δ－（δ²／π）） ……（１）
伝送電力の制御の一例としては、式（１）において、スイッチング周波数ωを一定にし、伝送電力の指令値（後述の式（３）では伝送電力指令値Ｐ^*）に対応するように位相差δを変化させて適宜制御（すなわち、位相差δを可変にして調整し適宜制御）する構成（以下、単に従来制御構成と適宜称する）が挙げられる。

この従来制御構成によれば、前述のような伝送電力の指令値に対応する位相差δに基づいて、各スイッチング素子のゲート信号を生成することができ、当該位相差δが９０°の場合に、式（１）の伝送電力Ｐが最大となることが読み取れる。

双方向コンバータの変換効率においては、前記損失による影響を考慮する場合、下記式（２）のように表すことができる。なお、式（２）において、ηは変換効率、Ｐ_loss1はトランスの鉄損（ヒステリシス損）、Ｐ_loss2はＰ_loss1以外の損失（トランスの銅損や、各コンバータのスイッチング素子による損失等）とする。

η＝Ｐ／（Ｐ＋Ｐ_loss1＋Ｐ_loss2） ……（２）

井上重徳，赤木泰文，「双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作電圧と損失解析」，電学論Ｄ，１２７巻２号，２００７年，ｐｐ１８９－１９７．

前述のような従来制御構成では、トランスに流れる電流（後述の図１では電流ｉ１に相当）の周波数（式（１）ではスイッチング周波数ωに相当）が一定の場合、当該電流の大きさが変化しても、当該トランスによる鉄損（式（２）ではＰ_loss1に相当）は理論上変化しない。一方、伝送電力やトランスの鉄損以外の損失（式（２）では伝送電力ＰやＰ_loss2に相当）においては、電流の大きさと正の相関関係を有する。

すなわち、従来制御構成による双方向コンバータは、例えば比較的小さい電流で稼動している状態（すなわち、例えば伝送電力が定格の半分未満の状態；以下、単に低電力出力状態と適宜称する）の場合、全損失中におけるトランスの鉄損の比率が高くなり易い。このため、トランスの鉄損を抑制できなければ、変換効率が低くなってしまうおそれがある。

本発明は、かかる技術的課題を鑑みてなされたものであって、双方向コンバータの変換効率に貢献可能な技術を提供することにある。

この発明の一態様は、トランスを介して結合された第１，第２コンバータと、第１，第２コンバータによる電力伝送の出力電力を制御する制御部と、を備えた双方向コンバータである。第１コンバータは、第１直流電源とトランスの一次側に接続され、第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有している。第２コンバータは、第２直流電源と前記トランスの二次側に接続され、第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有している。制御部は、式（３）に基づいて、第１～第８スイッチング素子のスイッチング周波数を導出する周波数演算部と、周波数演算部で導出したスイッチング周波数に基づいて、第１～第８スイッチング素子に出力するゲート信号を生成する信号生成部と、を備えていることを特徴とする。

ω＝（Ｅ₁Ｅ₂／（Ｐ^*Ｌ））（δ－（δ²／π）） ……（３）
式（３）のωは第１～第８スイッチング素子のスイッチング周波数、Ｅ₁，Ｅ₂は一次側直流電圧，二次側直流電圧、Ｐ^*は電力伝送の出力電力の指令値、Ｌはトランスの漏れインダクタンス、δは第１，第２コンバータの交流電圧の位相差、πは円周率。

この双方向コンバータにおいて、制御部は、位相差補正部を更に備え、位相差補正部は、電力伝送の出力電力の検出値と、当該出力電力の指令値Ｐ^*と、の偏差に基づいて式（３）の位相差δを補正することを特徴とするものでも良い。

また、第１コンバータとトランスの一次側との間、および第２コンバータとトランスの二次側との間、のうち、少なくとも一方にリアクトルが挿入接続され、式（３）のＬは、トランスの漏れインダクタンスと、挿入接続されたリアクトルのインダクタンスと、の和であっても良い。

他の態様は、トランスを介して結合された第１，第２コンバータによる電力伝送の出力電力を、制御部により制御する双方向コンバータの制御方法である。制御部により、式（３）式に基づいて、第１，第２コンバータに構成されている第１～第８スイッチング素子のスイッチング周波数を導出する演算過程と、演算過程で導出したスイッチング周波数に基づいて、第１～第８スイッチング素子に出力するゲート信号を生成する生成過程と、を有する。第１コンバータは、第１直流電源とトランスの一次側に接続され、第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有している。第２コンバータは、第２直流電源と前記トランスの二次側に接続され、第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有している。

以上示したように本発明によれば、電力変換装置の変換効率に貢献することが可能となる。

本実施形態の一例である双方向コンバータ１を説明するための回路構成図。 制御部３の実施例１を説明するための概略構成図。 制御部３により制御した場合の一例を示す第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂの交流電圧ｖ１，ｖ２、電流ｉ１の波形図。 制御部３の実施例２を説明するための概略構成図。

以下、本発明の実施形態における双方向コンバータおよび制御方法を説明する。

本実施形態による双方向コンバータの伝送電力の制御構成においては、前述の式（１）を変形して得られる下記式（３）に基づいて（例えば後述の実施例１，２に示すように式（３）に基づいて）、伝送電力指令値に対応するスイッチング周波数を導出するものである。そして、トランスによって結合された第１，第２コンバータの各スイッチング素子のゲート信号を、前記のように導出したスイッチング周波数に基づいて生成し、そのゲート信号を各スイッチング素子に適宜出力してスイッチング制御する構成である。

ω＝（Ｅ₁Ｅ₂／（Ｐ^*Ｌ））（δ－（δ²／π）） ……（３）
式（３）のωは各スイッチング素子のスイッチング周波数（第１，第２コンバータの交流電圧の周波数）、Ｅ₁，Ｅ₂は一次側直流電圧，二次側直流電圧、Ｐ^*は伝送電力指令値、Ｌはトランスの漏れインダクタンス、δは第１，第２コンバータの交流電圧の位相差、πは円周率。

すなわち、本実施形態による制御構成においては、伝送電力指令値に対応するようにスイッチング周波数を変化させて伝送電力を適宜制御（すなわち、スイッチング周波数を可変にして調整し適宜制御）できるものであり、従来制御構成によるものとは全く異なるものである。

一般的に、トランスに対する印加電圧，周波数をそれぞれｖ，ｆとすると、トランスの鉄損（式（２）ではＰ_loss1）とｖ／ｆは互いに比例の関係を有する。すなわち、トランスの鉄損と周波数ｆにおいては互いに反比例の関係を有し、周波数ｆが大きくなるに連れて、トランスの鉄損は小さくなる。

本実施形態による制御構成の場合、式（３）における伝送電力指令値Ｐ^*とスイッチング周波数ωが、互いに反比例の関係を有する。すなわち、式（３）における伝送電力指令値Ｐ^*が小さくなるに連れて（すなわち、低電力出力状態になるに連れて）、スイッチング周波数ωが大きくなり、式（２）のＰ_loss1は小さくなる。また、双方向コンバータの各コンバータに適用されるスイッチング素子における損失は、殆ど影響が無い程度であり、式（２）のＰ_loss2も小さくなる。

したがって、本実施形態の制御構成によれば、例えば双方向コンバータが低電力出力状態であっても、トランスの鉄損の比率が高くならないように抑制できる。そして、従来制御構成と比較して、双方向コンバータの変換効率（式（２）では変換効率η）の向上に貢献可能となる。

本実施形態の双方向コンバータおよび制御方法は、前述のように式（３）に基づいてスイッチング周波数ωを導出して伝送電力を適宜制御できる構成であれば、種々の分野（例えば電力変換技術等の分野）の技術常識を適宜適用して設計することが可能であり、その一例として以下に示すものが挙げられる。

≪本実施形態による双方向コンバータの回路構成例≫
図１は、本実施形態の一例である双方向コンバータ１を説明するための回路構成図である。図１に示す双方向コンバータ１は、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂがトランス２１を介して結合されており、そのトランス２１を中心に左右対称になっている。また、双方向コンバータ１の１次側，２次側には、第１，第２直流電源２２，２３がそれぞれ接続されている。そして、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂには制御部３が接続されている。

第１コンバータ２０ａは、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２から成る第１のスイッチングアームと、直列接続されたスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４から成る第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。この第１コンバータ２０ａの交流端子間には、トランス２１の一次側が接続されている。

第２コンバータ２０ｂは、直列接続されたスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６から成る第３のスイッチングアームと、直列接続されたスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８から成る第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。この第２コンバータ２０ｂの交流端子間には、トランス２１の二次側が接続されている。

制御部３は、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂにおける伝送電力指令値や稼動状態が入力され、当該伝送電力指令値に対応するように、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のゲート信号を生成する。また、生成したゲート信号を当該スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８に出力して、適宜スイッチング制御（オン／オフ制御）する。

以上示した双方向コンバータ１においては、目的に応じた態様に適宜変更することが可能である。例えば、図１に示すように、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８には、フリーホイールダイオードＤ１～Ｄ８をそれぞれ逆並列に接続したり、スイッチング損失低減とサージ電圧抑制等を目的としてコンデンサＣｓ１～Ｃｓ８をそれぞれ並列に接続することが挙げられる。また、コンデンサＣｓ１～Ｃｓ８の替わりに、他の一般的なスナバ回路を適宜適用することも挙げられる。

また、所望のインダクタンス成分を付加する目的で、例えば図１に示すように、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂとトランス２１との間にリアクトル（外付けリアクトル等）Ｌ１，Ｌ２等を挿入接続（例えば、トランスにリアクトルＬ１，Ｌ２のうち少なくとも一方を直列接続）することが挙げられる。

また、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８においては、種々の形態を適用することが可能であり、その一例としてはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を適用することが挙げられる。

また、第１，第２直流電源２２，２３においても、種々の形態を適用することが可能であり、その一例としては第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂに接続可能なＤＣ－Ｌｉｎｋキャパシタ等の直流電源を適用することが挙げられる。

制御部３が検出する第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂの稼動状態においては、目的に応じて適宜検出することが挙げられる。例えば、当該制御部３がゲート信号を生成（後述するように式（３）に基づいて生成）する場合に必要なものとして、第１，第２直流電源２２，２３の直流電圧Ｅ₁，Ｅ₂、トランス２１の漏れインダクタンスＬ、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂの交流電圧ｖ１，ｖ２の位相差δ等を検出することが挙げられる。また、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂによる伝送電力（後述の実施例２では伝送電力検出値Ｐ）を検出し、フィードバック制御できるようにすることが挙げられる。

＜制御部３の実施例１＞
図２は、制御部３の実施例１を示すものであり、周波数演算部４１，信号生成部４２を主として備えたものとなっている。

周波数演算部４１においては、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂの稼動状態と伝送電力指令値Ｐ^*が入力され、式（３）に基づいて、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のスイッチング周波数ωを導出する（演算過程）。この周波数演算部４１で適用される式（３）において、Ｅ₁，Ｅ₂は第１，第２直流電源２２，２３の直流電圧（双方向コンバータ１の一次側直流電圧，二次側直流電圧）、Ｐ^*は伝送電力指令値、Ｌはトランス２１の漏れインダクタンス（例えば図１に示すようにリアクトルＬ１，Ｌ２が設けられている場合には、トランス２１の漏れインダクタンスと当該トランス２１に直列接続するリアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値の和（総合インダクタンス））、δは第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂの交流電圧ｖ１，ｖ２の位相差、πは円周率となる。位相差δにおいては、固定値（角度）として適用することが挙げられる。

信号生成部４２は、周波数演算部４１で導出したスイッチング周波数ωと第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂの稼動状態（位相差δ等）が入力され、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８の所望のスイッチング制御ができるようにゲート信号を生成する（生成過程）。このゲート信号においては、例えば第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂにおいて図３に示すような波形の交流電圧ｖ１，ｖ２や電流ｉ１が得られるように、生成する。

図３の場合、交流電圧ｖ１は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態で正となり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態で負となっている。また、交流電圧ｖ２においては、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７がオン状態で正となり、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ８がオン状態で負となっている。

以上、実施例１の制御構成によれば、伝送電力指令値Ｐ^*が小さくなるに連れて（すなわち、双方向コンバータ１が低電力出力状態になるに連れて）、式（３）により導出されるスイッチング周波数ωが大きくなり、式（２）のＰ_loss1は小さくなる。また、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂに適用される各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８（例えばＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子）におけるスイッチング損失は、殆ど影響が無い程度であり、式（２）のＰ_loss2はスイッチング周波数ωには殆ど依存しない。

ゆえに、実施例１による制御構成は、例えば双方向コンバータ１が低電力出力状態であっても、トランス２１の鉄損の比率が高くならないように抑制でき、所望の変換効率ηが得られ易くなる。特に低電力出力状態においては、従来制御構成よりも優れた変換効率ηが得られ易くなる。

＜制御部３の実施例２＞
図４は、制御部３の実施例２を示すものであり、周波数演算部４１，信号生成部４２の他に、減算部４３，位相差補正部４４を主として備えたものとなっている。なお、実施例１と同様のものには、同一符号を付する等により、その詳細な説明を適宜省略する。

減算部４３は、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂから検出した伝送電力検出値Ｐと、伝送電力指令値Ｐ^*と、の両者が入力され、当該両者の偏差を導出する。位相差補正部４４は、周波数演算部４１，信号生成部４２に適用する位相差δを、減算部４３により導出した偏差に基づいて補正する（補正過程）。

位相差補正部４４による位相差δの補正は、周波数演算部４１によるスイッチング周波数の導出や、信号生成部４２によるゲート信号の生成において、減算部４３により導出した偏差を適宜反映（フィードバック）できるものであれば良い。

この一例としては、一般的なＰ制御，ＰＩ制御，ＰＩＤ制御に基づいて補正する手法が挙げられる。具体例として、ＰＩ制御の場合には、下記式（４）（５）に基づいて補正することが挙げられる。なお、式（４）（５）において、Ｋｐは比例係数、Ｋｉは積分係数、δ_n-1は補正前の位相差、Δδは位相差補正量、δ_nは補正後の位相差とする。

Δδ＝Ｋｐ（Ｐ^*－Ｐ）＋ＫｉΣ（Ｐ^*－Ｐ） ……（４）
δ_n＝δ_n-1＋Δδ ……（５）
位相差補正部４４により補正された位相差δ_nは、他の稼動状態と同様に周波数演算部４１，信号生成部４２に入力され、それぞれスイッチング周波数ωの導出，ゲート信号の生成に適用される。

以上、実施例２の制御構成によれば、実施例１と同様の作用効果を奏する他に、以下に示すことが言える。すなわち、例えば双方向コンバータ１においてリアクトルＬ１，Ｌ２の定数のバラツキ等が生じている場合には、当該バラツキ等が伝送電力の制御に影響を及ぼす可能性があるが、実施例２によれば当該バラツキを抑制（伝送電力を所望通りに制御）することができる。これにより、伝送電力の制御精度に貢献できることとなる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変更等が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変更等が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

１…双方向コンバータ
２０ａ，２０ｂ…第１，第２コンバータ
２１…トランス
２２，２３…第１，第２直流電源
３…制御部
４１…周波数演算部
４２…信号生成部
４３…減算部
４４…位相差補正部
Ｓ１～Ｓ８…スイッチング素子

Claims (4)

1. トランスを介して結合された第１，第２コンバータと、
   第１，第２コンバータによる電力伝送の出力電力を制御する制御部と、
   を備え、
   第１コンバータは、第１直流電源とトランスの一次側に接続され、
   第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
   第２コンバータは、第２直流電源と前記トランスの二次側に接続され、
   第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
   制御部は、
   式（３）に基づいて、第１～第８スイッチング素子のスイッチング周波数を導出する周波数演算部と、
   周波数演算部で導出したスイッチング周波数に基づいて、第１～第８スイッチング素子に出力するゲート信号を生成する信号生成部と、
   を備えていることを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
   ω＝（Ｅ₁Ｅ₂／（Ｐ^*Ｌ））（δ－（δ²／π）） ……（３）
   式（３）のωは第１～第８スイッチング素子のスイッチング周波数、Ｅ₁，Ｅ₂は一次側直流電圧，二次側直流電圧、Ｐ^*は電力伝送の出力電力の指令値、Ｌはトランスの漏れインダクタンス、δは第１，第２コンバータの交流電圧の位相差、πは円周率。
2. 制御部は、位相差補正部を更に備え、
   位相差補正部は、電力伝送の出力電力の検出値と、当該出力電力の指令値Ｐ^*と、の偏差に基づいて式（３）の位相差δを補正することを特徴とする請求項１記載の双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
3. 第１コンバータとトランスの一次側との間、および第２コンバータとトランスの二次側との間、のうち、少なくとも一方にリアクトルが挿入接続され、
   式（３）のＬは、トランスの漏れインダクタンスと、挿入接続されたリアクトルのインダクタンスと、の和であることを特徴とする請求項１または２記載の双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
4. トランスを介して結合された第１，第２コンバータによる電力伝送の出力電力を、制御部により制御する方法であって、
   制御部により、
   式（３）式に基づいて、第１，第２コンバータに構成されている第１～第８スイッチング素子のスイッチング周波数を導出する演算過程と、
   演算過程で導出したスイッチング周波数に基づいて、第１～第８スイッチング素子に出力するゲート信号を生成する生成過程と、を有し、
   第１コンバータは、第１直流電源とトランスの一次側に接続され、
   第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
   第２コンバータは、第２直流電源と前記トランスの二次側に接続され、
   第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有していることを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの制御方法。
   ω＝（Ｅ₁Ｅ₂／（Ｐ^*Ｌ））（δ－（δ²／π）） ……（３）
   式（３）のωは第１～第８スイッチング素子のスイッチング周波数、Ｅ₁，Ｅ₂は一次側直流電圧，二次側直流電圧、Ｐ^*は電力伝送の出力電力の指令値、Ｌはトランスの漏れインダクタンス、δは第１，第２コンバータの交流電圧の位相差、πは円周率。

Images