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JP6988839B2 - 共振型コンバータ制御回路とその制御方法及び共振型コンバータ - Google Patents

共振型コンバータ制御回路とその制御方法及び共振型コンバータ Download PDF

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Description

本発明は、共振型コンバータの制御回路とその制御方法及び共振型コンバータに関する。
現在、共振型ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御する方法として、ヒステリシス制御が一般に知られている（例えば、非特許文献１及び２参照）。ヒステリシス制御では、出力電圧Ｖｏを検出し、検出された出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｄを含む所定の許容幅の間に収まるようスイッチング回路を制御する。これにより共振型コンバータを、出力電圧Ｖｏと目標電圧Ｖｄとの間の誤差を所定の値以下に抑えながら制御することができる。
特開２０１３−７８２２８号公報
Helen Ding、"Application Note AN-1160"、［online］、平成２２年１０月９日、Infineon Technologies、［平成３０年１０月３０日検索］、インターネット〈ＵＲＬ：https://www.infineon.com/dgdl/an-1160.pdf?fileId=5546d462533600a40153559a85df1115〉 平地克也、"ＬＬＣ方式ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成と動作原理"、［online］、平成２６年５月２９日、舞鶴高等工業専門学校、［平成３０年１０月３０日検索］、インターネット〈ＵＲＬ：http://hirachi.cocolog-nifty.com/kh/files/20140529-3.pdf〉
非特許文献１及び２に係る共振型コンバータの制御では、出力電圧に所定の許容幅が存在するため制御の精度に限界がある。さらに、入力電圧の大きさ又は負荷の大きさなどの要因により、共振型コンバータを制御するドライブ信号のデューティ及び周期が変化し得るため、共振型コンバータの動作及び出力電圧の推移といった挙動の予測が難しく、これも制御を困難にしている。
本発明の目的は以上の問題点を解決し、共振型コンバータの出力電圧を、従来技術に比較して精密かつ容易に制御することができる共振型コンバータ制御回路とその制御方法、並びに共振型コンバータを提供することにある。
第１の発明に係る共振型コンバータ制御回路は、入力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を共振回路を介して共振させた後、直流電圧に変換して出力する共振型コンバータを、出力される直流電圧が所定の目標電圧になるように制御するための共振型コンバータ制御回路であって、共振型コンバータの駆動制御における各周期は、共振型コンバータを駆動する駆動期間と、共振型コンバータを休止させる休止期間とを有し、共振型コンバータ制御回路は、所定の基本周波数を有するクロック信号を発生する第１の発振手段と、クロック信号に同期する鋸波信号を発生する第２の発振手段と、所定のデューティ及び鋸波信号の周波数よりも高い所定の周波数を有する矩形波信号を発生する第３の発振手段と、共振型コンバータの出力電圧と、出力電圧の目標値である目標電圧との間の差電圧に基づいて発生されかつ、鋸波信号を、駆動期間と休止期間との比率を示すしきい値信号と比較することで、駆動期間を示す比較信号を出力する比較手段と、比較信号と、矩形波信号との間の論理積を計算し、計算結果を示す駆動制御信号を発生して共振型コンバータを駆動制御する論理演算手段とを備える。
上記の共振型コンバータ制御回路において、上記の差電圧は、目標電圧波形の補償及び安定化を行う補償器を通過した電圧である。
また、上記の共振型コンバータ制御回路において、上記の矩形波信号は、５０％のデューティを有する。
さらに、上記の共振型コンバータ制御回路において、上記の第３の発振手段は、クロック信号を逓倍して上記の矩形波信号を発生する。
第２の発明に係る共振型コンバータ制御回路の制御方法は、入力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換された交流電圧を共振回路を介して共振させた後、直流電圧に変換して出力する共振型コンバータを、出力される直流電圧が所定の目標電圧になるように制御するための共振型コンバータ制御回路の制御方法であって、共振型コンバータの駆動制御における各周期は、共振型コンバータを駆動する駆動期間と、共振型コンバータを休止させる休止期間とを有し、制御方法は、所定の基本周波数を有するクロック信号を発生するステップと、クロック信号に同期する鋸波信号を発生するステップと、所定のデューティ及び鋸波信号の周波数よりも高い所定の周波数を有する矩形波信号を発生するステップと、共振型コンバータの出力電圧と、出力電圧の目標値である目標電圧との間の差電圧に基づいて発生されかつ、鋸波信号を、駆動期間と休止期間との比率を示すしきい値信号と比較することで、駆動期間を示す比較信号を出力するステップと、比較信号と、矩形波信号との間の論理積を計算し、計算結果の駆動制御信号を発生して共振型コンバータを駆動制御するステップとを含む。
上記の共振型コンバータ制御回路の制御方法において、目標電圧波形の補償及び安定化を行う補償器を通過した電圧である差電圧を発生するステップをさらに含んでいる。
また、上記の共振型コンバータ制御回路の制御方法において、上記の矩形波信号は、５０％のデューティを有している。
さらに、上記の共振型コンバータ制御回路の制御方法において、上記の矩形波信号を発生するステップは、上記のクロック信号を逓倍して矩形波信号を発生することを含んでいる。
第３の発明に係る共振型コンバータは、上記の共振型コンバータ制御回路のいずれか１つを備え、入力された直流電圧を交流電圧に変換し、前記変換された交流電圧を共振回路を介して共振させた後、直流電圧に変換して出力する主回路を備える。
上記の共振型コンバータにおいて、共振型コンバータは、並列に接続された複数Ｎ個の前記主回路と、Ｎ個の主回路をそれぞれ制御するＮ個の共振型コンバータ制御回路とを備え、Ｎ個の共振型コンバータ制御回路はそれぞれ互いに３６０／Ｎ度の位相差を有する鋸波信号を発生する。
また、上記の共振型コンバータにおいて、上記のＮ個の共振型コンバータ制御回路は、１個の第１の発振手段と、１個の第２の発振手段とを備え、Ｎ個の共振型コンバータ制御回路のうちの少なくとも一部は、第１及び第２の発振手段を共有している。
本発明によれば、共振型コンバータの出力電圧を、従来技術に比較して精密かつ容易に制御することができる。
実施の形態１に係る共振型コンバータ１０の構成例を示すブロック図である。 図１の主回路１００の構成例を示す回路図である。 図１の共振型コンバータ制御回路１４０の構成例を示すブロック図である。 図１の共振型コンバータ制御回路１４０の各部における信号等の動作波形の例を示すタイミングチャートである。 実施の形態２に係る共振型コンバータ１０Ｌの構成例を示すブロック図である。 図５の共振型コンバータ１０Ｌの各部における信号等の動作波形の例を示すタイミングチャートである。
以下、本発明に係る実施の形態を、図面に基づいて説明する。ただし、以下で説明する各実施の形態は、あらゆる点において本発明の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。つまり、本発明の実施にあたって、実施の形態に応じた具体的構成が適宜採用されてもよい。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る共振型コンバータ１０の構成例を示すブロック図である。図１において、共振型コンバータ１０は、入力された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧を共振回路１２０を介して共振させた後、直流電圧に変換して出力する、共振型ＤＣＤＣコンバータである。共振型コンバータ１０は、主回路１００と、共振型コンバータ制御回路１４０とを備える。主回路１００は、スイッチング回路１１０と、共振回路１２０と、及び整流平滑回路１３０とを備える。また、共振型コンバータ１０には、直流電圧源５、負荷１５及びコントローラ２０が接続されている。
図１において、外部の直流電圧源５は直流電圧Ｖｉを発生し、共振型コンバータ１０のスイッチング回路１１０に出力する。また、コントローラ２０は、共振型コンバータ１０の出力電圧の目標値である目標電圧Ｖｄを示す信号Ｓｖｄを、共振型コンバータ１０に出力する。共振型コンバータ１０は、目標電圧を示す信号Ｓｖｄに基づいて、入力された直流電圧Ｖｉを直流の出力電圧Ｖｏに変換して外部の負荷１５に供給する。
共振型コンバータ制御回路１４０は、主回路１００の出力電圧Ｖｏ及び目標電圧Ｖｄを示す信号Ｓｖｄに基づいて、主回路１００を制御するためのドライブ信号Ｓｄｒｖを発生して主回路１００に出力することで、主回路１００をフィードバック制御する。これにより主回路１００は、共振型コンバータ制御回路１４０からのドライブ信号Ｓｄｒｖに基づいて、入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換して負荷１５に供給する。ドライブ信号Ｓｄｒｖは、本発明の「駆動制御信号」の一例である。
スイッチング回路１１０は、共振型コンバータ制御回路１４０からのドライブ信号Ｓｄｒｖに従って直流の入力電圧Ｖｉをスイッチングし、スイッチングにより発生された交流電圧を、共振回路１２０を介して整流平滑回路１３０に出力する。整流平滑回路１３０は、入力された交流電圧を整流した後平滑化し、直流の出力電圧Ｖｏを発生して負荷１５に出力する。
図２は、図１の主回路１００の構成例を示す回路ブロック図である。図２において、主回路１００は非対称ハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータである。主回路１００は、ＭＯＳＦＥＴ１１１，１１２と、トランスＴｒと、共振コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑化コンデンサＣ２とを有する。
図２において、ＭＯＳＦＥＴ１１１，１１２はｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴ１１１，１１２はドライブ信号Ｓｄｒｖによって各々駆動され、導通のオンオフを切り替える。ＭＯＳＦＥＴ１１１がオンの間ＭＯＳＦＥＴ１１２はオフに制御され、逆にＭＯＳＦＥＴ１１１がオフの間ＭＯＳＦＥＴ１１２はオンに制御される。こうすることでスイッチング回路１１０は、ドライブ信号Ｓｄｒｖに従って入力電圧Ｖｉをスイッチングし、スイッチングにより発生された交流電圧を、共振回路１２０を介して整流平滑回路１３０に出力する。整流平滑回路１３０のダイオードＤ１，Ｄ２及び平滑化コンデンサＣ２は、共振回路１２０からの交流電圧を全波整流して平滑化した後、出力電圧Ｖｏを負荷１５に供給する。
図３は、図１の共振型コンバータ制御回路１４０の構成例を示すブロック図である。図３において、共振型コンバータ制御回路１４０は、制御信号発生部１５０及び駆動信号発生部１６０を備える。制御信号発生部１５０は、出力電圧検出回路１５１、比較器１５２、補償器１５３、クロック発振器１５４、及び共振型コンバータ用発振器１５５を含む。また、駆動信号発生部１６０は、バースト制御用発振器１６１、コンパレータ１６２、アンドゲート１６３、及びドライブ回路１６４を含む。
図３において、出力電圧検出回路１５１は、主回路１００の出力電圧Ｖｏに対応する出力電圧信号Ｓｖｏを発生して比較器１５２に出力する。比較器１５２は、出力電圧信号Ｓｖｏと、コントローラ２０からの目標電圧信号Ｓｖｄとを比較して出力電圧Ｖｏ及び目標電圧Ｖｄの間の差に基づいて、例えばローパスフィルタであり目標電圧波形の補償及び安定化を行う補償器１５３を介して、目標電圧Ｖｄを達成するための制御量を示すしきい値信号Ｓｔｈを発生してコンパレータ１６２に出力する。
クロック発振器１５４は、所定の基本周波数を有するパルス信号であるクロック信号Ｓｃｌｋを発生して共振型コンバータ用発振器１５５及びバースト制御用発振器１６１に出力する。バースト制御用発振器１６１は、クロック信号Ｓｃｌｋに同期し、かつ所定の周期Ｔｓａｗと、所定の最大値Ａｓａｗと、０である最小値とを持つ鋸波信号Ｓｓａｗを発生してコンパレータ１６２に出力する。鋸波信号Ｓｓａｗの最大値Ａｓａｗについては後述する。
コンパレータ１６２は、鋸波信号Ｓｓａｗをしきい値信号Ｓｔｈと比較し、鋸波信号Ｓｓａｗの値がしきい値信号Ｓｔｈの値以下である期間ではハイレベルを有し、鋸波信号Ｓｓａｗの値がしきい値信号Ｓｔｈの値よりも大きい期間ではローレベルを有する比較信号Ｓｃｍｐを生成してアンドゲート１６３に出力する。本明細書では、比較信号Ｓｃｍｐがハイレベルを有する期間を駆動期間Ｐｂｓｔ、ローレベルを有する期間を休止期間Ｐｓｌｐという。
上記バースト制御用発振器１６１が出力する鋸波信号Ｓｓａｗの最大値Ａｓａｗは、目標電圧信号Ｓｖｄが示す電圧と、共振型コンバータ１０を最大出力となるよう制御した場合の出力電圧Ｖｏとが等しい場合に、補償器１５３から出力されるしきい値信号Ｓｔｈの値と等しく設定される。これにより、比較信号Ｓｃｍｐのデューティは、鋸波信号Ｓｓａｗの最大値Ａｓａｗに対するしきい値信号Ｓｔｈの値の比と等しくなる。
共振型コンバータ用発振器１５５は、クロック信号Ｓｃｌｋを逓倍し、デューティが５０％のパルス信号である矩形波信号Ｓｒｅｃを発生してアンドゲート１６３に出力する。矩形波信号Ｓｒｅｃの周波数は、鋸波信号Ｓｓａｗの周波数の整数倍（たとえば５倍、８倍又は１０倍など）となるように設定される。つまり、矩形波信号Ｓｒｅｃの周期Ｔｒｅｃは、鋸波信号Ｓｓａｗの周期Ｔｓａｗの整数分の１倍（たとえば５分の１倍、８分の１倍又は１０分の１倍など）となるように設定される。例えば、鋸波信号Ｓｓａｗの周波数は１０キロヘルツに設定され、矩形波信号Ｓｒｅｃの周波数は８０キロヘルツに設定されてよい。共振型コンバータ発振器１５５は、本発明の「第１の発振手段」の一例である。
アンドゲート１６３は、比較信号Ｓｃｍｐ及び矩形波信号Ｓｒｅｃの論理積をとってゲート信号Ｓｇを発生し、当該ゲート信号Ｓｇをドライブ回路１６４に出力する。ドライブ回路１６４はゲート信号Ｓｇに基づいて、ドライブ信号Ｓｄｒｖを発生してスイッチング回路１１０を駆動制御する。
以上のように構成された共振型コンバータ１０について、その動作を以下説明する。
図４は、図１の共振型コンバータ制御回路１４０の各部における信号等の動作波形の例を示すタイミングチャートである。コンパレータ１６２は、バースト制御用発振器１６１からの鋸波信号Ｓｓａｗと、補償器１５３からのしきい値信号Ｓｔｈとを比較して、図４に示す比較信号Ｓｃｍｐを発生する。比較信号Ｓｃｍｐがハイレベルを有する期間は駆動期間Ｐｂｓｔであり、比較信号Ｓｃｍｐがローレベルを有する期間は休止期間Ｐｓｌｐである。
また、共振型コンバータ用発振器１５５は図４に示すように、所定の周期Ｔｒｅｃと、５０％のデューティとを有するパルス信号である矩形波信号Ｓｒｅｃを発生してアンドゲート１６３に出力している。共振型コンバータ用発振器１５５は、本発明の「第３の発振手段」の一例である。
図４において、アンドゲート１６３のゲート信号Ｓｇは、比較信号Ｓｃｍｐと矩形波信号Ｓｒｅｃの論理積を計算した結果の信号である。従って、アンドゲート１６３のゲート信号Ｓｇは、駆動期間Ｐｂｓｔでは矩形波信号Ｓｒｅｃを有し、休止期間Ｐｓｌｐでは常にローレベルを有する信号となる。ドライブ回路１６４は、ゲート信号Ｓｇに基づいてドライブ信号Ｓｄｒｖを発生して主回路１００に出力することで、主回路１００のスイッチング回路１１０を駆動制御する。これにより共振型コンバータは、駆動期間Ｐｂｓｔにおいては矩形波信号Ｓｒｅｃで制御され、休止期間Ｐｓｌｐにおいては駆動されずに休止する。
比較信号Ｓｃｍｐのデューティは、鋸波信号Ｓｓａｗの周期Ｔｓａｗに占める駆動期間Ｐｂｓｔの比率を示す。また、出力電圧Ｖｏ及び目標電圧Ｖｄの間の差によってしきい値信号Ｓｔｈの値は変化し、それに従い比較信号Ｓｃｍｐのデューティも変化する。これによりドライブ回路１６４は、現在の出力電圧Ｖｏと目標電圧Ｖｄとの差を補正するように制御するドライブ信号Ｓｄｒｖを発生することができる。
例えば、出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｄよりも大きい場合、しきい値信号Ｓｔｈの値は直前の値よりも小さくなり、比較信号Ｓｃｍｐのデューティは減少する。従ってゲート信号Ｓｇにおける駆動期間Ｐｂｓｔは直前の周期よりも短くなり、ドライブ信号Ｓｄｒｖに含まれるパルス波の数は減少する。従って、主回路１００の出力電圧Ｖｏは、低下して目標電圧Ｖｄに近づくよう制御される。
以上のように、本実施の形態では、共振型コンバータ１０の駆動制御における各周期は、共振型コンバータ１０を駆動する駆動期間Ｐｂｓｔと、共振型コンバータ１０を休止させる休止期間Ｐｓｌｐとを有する。駆動期間Ｐｂｓｔにおいて共振型コンバータ１０は、所定のデューティを有する周期的なパルス信号である矩形波信号Ｓｒｅｃで制御される。駆動期間Ｐｂｓｔと休止期間Ｐｓｌｐとの比率を示すしきい値信号Ｓｔｈの値は、出力電圧Ｖｏ及び目標電圧Ｖｄの間の差電圧に基づいて変化する。これにより共振型コンバータ１０の出力電圧Ｖｏは目標電圧Ｖｄになるように制御される。
このように制御することで、出力電圧Ｖｏにおける目標電圧Ｖｄからの誤差は常にフィードバック制御に反映されるため、共振型コンバータ１０の出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｄになるように、従来技術に比較して高い精度で制御できる。また、共振型コンバータ１０の駆動制御における周期は、入力電圧Ｖｉの大きさ又は負荷１５の大きさなどの要因によらず常に一定である。従って、主回路１００の出力電圧Ｖｏにおけるリップルは周期的なものとなるため、容易に予測が可能である。以上のように、本実施の形態によれば、共振型コンバータ１０の出力電圧Ｖｏを目標電圧Ｖｄになるように、従来技術に比較して精密かつ容易に制御することができる。
（実施の形態２）
図５は、実施の形態２に係る共振型コンバータ１０Ｌの構成例を示すブロック図である。図５において、共振型コンバータ１０Ｌは、図１の共振型コンバータ１０と比較して以下の点が異なる。
（１）共振型コンバータ１０Ｌは、さらに主回路１００Ａを備える。
（２）共振型コンバータ１０Ｌは、さらに主回路１００Ａを駆動制御する共振型コンバータ制御回路１４０Ａ（図示なし）を備える。
（３）共振型コンバータ制御回路１４０Ａのバースト制御用発振器１６１Ａは、共振型コンバータ制御回路１４０のバースト制御用発振器１６１と比較して１８０度ずれた位相を伴って動作する。
図５において、主回路１００Ａは主回路１００と同様の構成及び動作を有する。共振型コンバータ制御回路１４０Ａは共振型コンバータ制御回路１４０と同様に構成され、制御信号発生部１５０と、駆動信号発生部１６０Ａとを備える。制御信号発生部１５０は共振型コンバータ制御回路１４０と共有されている。
図６は、図５の共振型コンバータ１０Ｌにおける信号等の動作波形の例を示すタイミングチャートである。
図６において、バースト制御用発振器１６１Ａは、バースト制御用発振器１６１と比較して１８０度ずれた位相を伴って動作する。従って、鋸波信号Ｓｓａｗ及びＳｓａｗＡはＴｓａｗ／２ずれて動作する。これにより、ゲート信号Ｓｇ及びＳｇＡの間にも、Ｔｓａｗ／２のずれが生じる。従って、主回路１００Ａにおける駆動期間は主回路１００における駆動期間Ｐｂｓｔ（図示なし）に対してＴｓａｗ／２だけタイミングがずれる。こうすることで、２つの主回路１００，１００Ａの出力電圧におけるリップル同士に１８０度の位相差が生じる。合成の出力電圧Ｖｏではこれらのリップルが互いに打ち消し合うため、リップルに起因する誤差が低減されて、実施の形態１よりもさらに精度の高い制御が可能となる。
なお、実施の形態２では、共振型コンバータ制御回路１４０及び１４０Ａは、制御信号発生部１５０を共有するが、本発明はこれに限らず、これらは共有されなくてもよい。例えば共振型コンバータ制御回路１４０Ａは、制御信号発生部１５０と同一の動作をする制御信号発生部１５０Ａを新たに備えていてもよい。
また、共振型コンバータ１０Ｌは２個の主回路を備える。しかしながら、本発明はこれに限らず、共振型コンバータ１０Ｌが備える主回路の数は３つ又はそれ以上であってもよい。例えば、共振型コンバータ１０Ｌは、並列に接続された２以上のＮ個の主回路と、Ｎ個の主回路をそれぞれ制御するＮ個の共振型コンバータ制御回路とを備えていてよい。その場合、Ｎ個の共振型コンバータ制御回路は、それぞれ互いに３６０／Ｎ度ずつの位相差を伴っていてよい。また、Ｎ個の共振型コンバータ制御回路のうちの少なくとも一部は、互いにその構成要素を少なくとも部分的に共有していてよい。
（変形例）
以上、本発明の実施の形態を詳細に説明してきたが、前述までの説明はあらゆる点において本発明の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。例えば、以下のような変更が可能である。なお、以下では、上記実施の形態と同様の構成要素に関しては同様の符号を用い、上記実施の形態と同様の点については、適宜説明を省略した。以下の変形例は適宜組み合わせ可能である。
例えば、実施の形態１では、矩形波信号Ｓｒｅｃ及び鋸波信号Ｓｓａｗは、クロック信号Ｓｃｌｋに同期されている。しかしながら、本発明はこれに限らず、矩形波信号Ｓｒｅｃの周波数が鋸波信号Ｓｓａｗの周波数の整数倍である限り、矩形波信号Ｓｒｅｃ及び鋸波信号Ｓｓａｗはクロック信号Ｓｃｌｋと同期されなくてもよい。
同様に、実施の形態２でも、矩形波信号Ｓｒｅｃは各鋸波信号Ｓｓａｗ，ＳｓａｗＡと同期されなくてもよい。この場合、矩形波信号Ｓｒｅｃはクロック信号Ｓｃｌｋに同期せずに発生させる。なお、リップルが互いに打ち消し合う効果を得るためには、バースト制御用発振器１６１，１６１Ａの間で位相のずれを保つため、鋸波信号Ｓｓａｗ及び鋸波信号ＳｓａｗＡは互いに同期させる。
また、実施の形態１では、鋸波信号Ｓｓａｗをしきい値信号Ｓｔｈと比較するコンパレータ１６２を用いて比較信号Ｓｃｍｐを発生する。同様に、実施の形態２では、鋸波信号Ｓｓａｗ，ＳｓａｗＡをしきい値信号Ｓｔｈと比較するコンパレータ１６２，１６２Ａを用いて比較信号Ｓｃｍｐ，ＳｃｍｐＡを発生する。これらの比較信号Ｓｃｍｐ，ＳｃｍｐＡは、「駆動期間を示す信号」の一例に過ぎない。また、これらのコンパレータ１６２，１６２Ａは、駆動期間を示す信号を発生するための「比較手段」の一例に過ぎない。従って、本発明はこれに限らず、駆動期間を示す信号は駆動期間Ｐｂｓｔと休止期間Ｐｓｌｐとを区別することができればどのようなものでもよい。
また、実施の形態１及び２では、主回路１００，１００ＡとしてＬＬＣコンバータを用いている。しかしながら、本発明はこれに限らず、共振型コンバータ制御回路により制御する主回路には、例えばＥ２級コンバータ、Φ２級コンバータ、直列共振型コンバータ、並列共振型コンバータなどの主回路を用いることができる。
このように、当業者は、本発明の範囲内で、実施される形態に合わせて様々な変更を行うことができる。
５ 直流電圧源
１０、１０Ｌ 共振型コンバータ
１５ 負荷
２０ コントローラ
１００、１００Ａ 主回路
１１０、１１０Ａ スイッチング回路
１２０、１２０Ａ 共振回路
１３０、１３０Ａ 整流平滑回路
１４０、１４０Ａ 共振型コンバータ制御回路
１５０ 制御信号発生部
１５１ 出力電圧検出回路
１５２ 比較器
１５３ 補償器
１５４ クロック発振器
１５５ 共振型コンバータ用発振器
１６０、１６０Ａ 駆動信号発生部
１６１、１６１Ａ バースト制御用発振器
１６２、１６２Ａ コンパレータ
１６３、１６３Ａ アンドゲート
１６４、１６４Ａ ドライブ回路

Claims (11)

  1. 入力された直流電圧を交流電圧に変換し、前記変換された交流電圧を共振回路を介して共振させた後、直流電圧に変換して出力する共振型コンバータを、前記出力される直流電圧が所定の目標電圧になるように制御するための共振型コンバータ制御回路であって、
    前記共振型コンバータの駆動制御における各周期は、前記共振型コンバータを駆動する駆動期間と、前記共振型コンバータを休止させる休止期間とを有し、
    前記共振型コンバータ制御回路は、
    所定の基本周波数を有するクロック信号を発生する第１の発振手段と、
    前記クロック信号に同期する鋸波信号を発生する第２の発振手段と、
    所定のデューティ及び前記鋸波信号の周波数よりも高い所定の周波数を有する矩形波信号を発生する第３の発振手段と、
    前記鋸波信号を所定のしきい値信号と比較することで、前記駆動期間を示す比較信号を出力する比較手段であって、前記しきい値信号は、前記共振型コンバータの出力電圧と前記出力電圧の目標値である目標電圧との間の差電圧に基づいて発生されかつ前記駆動期間と前記休止期間との比率を示す、比較手段と、
    前記比較信号と、前記矩形波信号との間の論理積を計算し、計算結果を示す駆動制御信号を発生して前記共振型コンバータを駆動制御する論理演算手段と
    を備える共振型コンバータ制御回路。
  2. 前記差電圧は、目標電圧波形の補償及び安定化を行う補償器を通過した電圧である
    請求項１に記載の共振型コンバータ制御回路。
  3. 前記矩形波信号は、５０％のデューティを有する
    請求項１又は２に記載の共振型コンバータ制御回路。
  4. 前記第３の発振手段は、前記クロック信号を逓倍して前記矩形波信号を発生する
    請求項１〜３のいずれか１つに記載の共振型コンバータ制御回路。
  5. 入力された直流電圧を交流電圧に変換し、前記変換された交流電圧を共振回路を介して共振させた後、直流電圧に変換して出力する共振型コンバータを、前記出力される直流電圧が所定の目標電圧になるように制御するための共振型コンバータ制御回路の制御方法であって、
    前記共振型コンバータの駆動制御における各周期は、前記共振型コンバータを駆動する駆動期間と、前記共振型コンバータを休止させる休止期間とを有し、
    前記制御方法は、
    所定の基本周波数を有するクロック信号を発生するステップと、
    前記クロック信号に同期する鋸波信号を発生するステップと、
    所定のデューティ及び前記鋸波信号の周波数よりも高い所定の周波数を有する矩形波信号を発生するステップと、
    前記鋸波信号を所定のしきい値信号と比較することで、前記駆動期間を示す比較信号を出力するステップであって、前記しきい値信号は、前記共振型コンバータの出力電圧と、前記出力電圧の目標値である目標電圧との間の差電圧に基づいて発生されかつ前記駆動期間と前記休止期間との比率を示す、ステップと、
    前記比較信号と、前記矩形波信号との間の論理積を計算し、計算結果の駆動制御信号を発生して前記共振型コンバータを駆動制御するステップと
    を含む共振型コンバータ制御回路の制御方法。
  6. 目標電圧波形の補償及び安定化を行う補償器を通過した電圧である差電圧を発生するステップを
    さらに含む請求項５に記載の共振型コンバータ制御回路の制御方法。
  7. 前記矩形波信号は、５０％のデューティを有する
    請求項５又は６に記載の共振型コンバータ制御回路の制御方法。
  8. 前記矩形波信号を発生するステップは、前記クロック信号を逓倍して矩形波信号を発生することを
    含む請求項５〜７のいずれか１つに記載の共振型コンバータ制御回路の制御方法。
  9. 請求項１〜４のいずれか１つに記載の共振型コンバータ制御回路を備える共振型コンバータであって、
    入力された直流電圧を交流電圧に変換し、前記変換された交流電圧を共振回路を介して共振させた後、直流電圧に変換して出力する主回路を備える
    共振型コンバータ。
  10. 前記共振型コンバータは、
    並列に接続された複数Ｎ個の前記主回路と、
    前記Ｎ個の主回路をそれぞれ制御するＮ個の前記共振型コンバータ制御回路とを備え、
    前記Ｎ個の共振型コンバータ制御回路はそれぞれ互いに３６０／Ｎ度の位相差を有する鋸波信号を発生する
    請求項９に記載の共振型コンバータ。
  11. 前記Ｎ個の共振型コンバータ制御回路において、１個の前記第１の発振手段と、１個の前記第２の発振手段とを備え、
    前記Ｎ個の共振型コンバータ制御回路のうちの少なくとも一部は、前記第１及び第２の発振手段を共有する
    請求項１０に記載の共振型コンバータ。
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