JP6950600B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

例えば家庭内の電子機器に電力を供給する場合に、しばしば、互いに位相が異なる２つの交流電圧を伝える２つの電圧線と、中性点電圧を伝える１つの中性線を有する、単相３線式の電力変換装置が利用される。例えば、特許文献１〜３には、単相３線式の電力変換装置が開示されている。

特開２０１５−２３１２５９号公報 特開２０１５−２６５７号公報 特開２０１５−２７１９７号公報

電力変換装置では、例えば負荷状態が急に変化した場合に、制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧の変動を抑制できることが望まれている。

制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧の変動を抑制できる電力変換装置を提供することが望ましい。

本発明の電力変換装置は、第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、第３のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子と、第５のスイッチング素子と、第６のスイッチング素子と、第１の出力端子と、第２の出力端子と、第３の出力端子と、第１のローパスフィルタと、第２のローパスフィルタと、制御部とを備えている。第１のスイッチング素子は、第１の電圧線を第１のノードに接続可能なものである。第２のスイッチング素子は、第２の電圧線を第１のノードに接続可能なものである。第３のスイッチング素子は、第１の電圧線を第２のノードに接続可能なものである。第４のスイッチング素子は、第２の電圧線を第２のノードに接続可能なものである。第５のスイッチング素子は、第１の電圧線を第３のノードに接続可能なものである。第６のスイッチング素子は、第２の電圧線を第３のノードに接続可能なものである。第３の出力端子は、第３のノードと直接的または間接的に接続されたものである。第１のローパスフィルタは、第１のノードと第１の出力端子との間の第１の経路に設けられ、第１のノードと第３のノードとの間の電圧に含まれる高周波数成分を除去可能なものである。第２のローパスフィルタは、第２のノードと第２の出力端子との間の第２の経路に設けられ、第２のノードと第３のノードとの間の電圧に含まれる高周波数成分を除去可能なものである。制御部は、第１のローパスフィルタから出力される第１の電圧および第２のローパスフィルタから出力される第２の電圧に基づいて第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の動作を制御するループ制御を行うことが可能であり、ループ制御におけるループゲインを変更可能なものである。

本発明の電力変換装置によれば、第１の電圧および第２の電圧に基づいて、第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の動作を制御するループ制御におけるループゲインを変更可能にしたので、制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧の変動を抑制することができる。

本発明の一実施の形態に係る電力変換装置の一構成例を表す回路図である。 図１に示した電力変換装置の一動作例を表す表である。 図１に示した制御部の一構成例を表すブロック図である。 図１に示したＤＣ／ＡＣインバータにおけるバイポーラＰＷＭ動作の一例を表すタイミング波形図である。 図１に示したＤＣ／ＡＣインバータにおけるユニポーラＰＷＭ動作の一例を表すタイミング波形図である。 図１に示した制御部の一構成例を表す他のブロック図である。 図１に示した制御部の他の構成例を表すブロック図である。 図１に示した制御部の他の構成例を表すブロック図である。 図１に示した制御部の他の構成例を表すブロック図である。 図１に示した制御部の他の構成例を表すブロック図である。 図１に示した制御部の他の構成例を表すブロック図である。 中性点電圧の制御動作の一例を表す波形図である。 中性点電圧の制御動作の他の例を表す波形図である。 シミュレーション条件を表す表である。 図１に示した電力変換装置に係る推定電流の波形例を表す波形図である。 参考例に係る推定電流の波形例を表す波形図である。 実効値の差についてのシミュレーション結果の一例を表す表である。 図１に示した電力変換装置の一動作例を表すタイミング波形図である。 他の参考例に係る電力変換装置の一動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示した電力変換装置の他の動作例を表すタイミング波形図である。 変形例に係る電力変換装置の一構成例を表す回路図である。 図１５に示した制御部の一構成例を表すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

［構成例］
図１は、本発明の一実施の形態に係る電力変換装置（電力変換装置１）の一構成例を表すものである。この電力変換装置１は、系統連系運転モードＭ１および自立運転モードＭ２を含む２つの運転モードで動作を行うことができるものである。

電力変換装置１は、端子Ｔ１１，Ｔ１２と、端子Ｔ２１，Ｔ２２と、端子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３とを備えている。端子Ｔ１１，Ｔ１２には、バッテリＢＴが接続されている。バッテリＢＴは、例えば、家庭用のバッテリであってもよいし、電気自動車用のバッテリであってもよい。端子Ｔ２１，Ｔ２２は、商用電源ＧＲＩＤに接続されており、端子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３は、負荷装置ＬＯＡＤに接続されている。系統連系運転モードＭ１では、電力変換装置１は、単相２線を用いて商用電源ＧＲＩＤと接続することにより、バッテリＢＴを充放電する。また、自立運転モードＭ２では、電力変換装置１は、単相３線を用いて負荷装置ＬＯＡＤと接続することにより、負荷装置ＬＯＡＤに電力を供給するようになっている。

電力変換装置１は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、ＤＣ／ＡＣインバータ２０と、スイッチＳgridu，Ｓgridwと、電圧検出部１９と、スイッチＳstdu，Ｓstdwとを備えている。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、直流電圧を昇圧し、あるいは直流電圧を降圧する、双方向の電力変換を行うものである。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、例えば、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであってもよいし、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、端子Ｔ１１，Ｔ１２を介してバッテリＢＴに接続されるとともに、高電圧線ＨＬおよび低電圧線ＬＬを介してスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を含むスイッチング部に接続される。バッテリＢＴにおけるバッテリ電圧Ｖbtは、例えば２００Ｖ〜４００Ｖ程度にすることができ、高電圧線ＨＬおよび低電圧線ＬＬの間の電圧（直流バス電圧Ｖdc）は、例えば４００Ｖ程度にすることができる。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、例えば、電力変換装置１の運転モードが系統連系運転モードＭ１である場合には、バッテリＢＴを充放電させる充放電制御を行う。また、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電力変換装置１の運転モードが自立運転モードＭ２である場合には、直流バス電圧Ｖdcが例えば４００Ｖになるように電圧一定制御を行うようになっている。

ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、直流電圧を交流電圧に変換し、あるいは交流電圧を直流電圧に変換する、フルブリッジ型の単相３線式のインバータである。ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、電力変換装置１の運転モードが系統連系運転モードＭ１である場合には、フルブリッジ型の単相２線式のインバータとして動作し、電力変換装置１の運転モードが自立運転モードＭ２である場合には、フルブリッジ型の単相３線式のインバータとして動作するようになっている。ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、電圧検出部２１と、容量素子２２と、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と、電流検出部２３Ｕ，２３Ｗと、ローパスフィルタ２９Ｕ，２９Ｗと、電圧検出部２６Ｕ，２６Ｗと、制御部３０とを有している。

電圧検出部２１は、直流バス電圧Ｖdcを検出するものである。電圧検出部２１の一端は高電圧線ＨＬに接続され、他端は低電圧線ＬＬに接続されている。電圧検出部２１は、低電圧線ＬＬにおける電圧からみた高電圧線ＨＬにおける電圧を直流バス電圧Ｖdcとして検出する。そして、電圧検出部２１は、検出した直流バス電圧Ｖdcについての情報を制御部３０に供給するようになっている。

容量素子２２の一端は高電圧線ＨＬに接続され、他端は低電圧線ＬＬに接続されている。容量素子２２は、例えば、電解コンデンサを用いて構成される。容量素子２２は、キャパシタンス（容量値）Ｃdcを有するものである。

スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ６に基づいてそれぞれスイッチング動作を行うものである。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いて構成される。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のそれぞれは、還流ダイオードを有している。スイッチング素子ＳＷ１の還流ダイオードのアノードは、スイッチング素子ＳＷ１のエミッタに接続され、カソードは、スイッチング素子ＳＷ１のコレクタに接続されている。スイッチング素子ＳＷ２〜ＳＷ６についても同様である。

スイッチング素子ＳＷ１は、オン状態になることにより高電圧線ＨＬをノードＮ１に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ１のコレクタは高電圧線ＨＬに接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ１が供給され、エミッタはノードＮ１に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２は、オン状態になることにより低電圧線ＬＬをノードＮ１に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ２のコレクタはノードＮ１に接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ２が供給され、エミッタは低電圧線ＬＬに接続されている。ノードＮ１は、スイッチング素子ＳＷ１のエミッタとスイッチング素子ＳＷ２のコレクタとの接続点である。

スイッチング素子ＳＷ３は、オン状態になることにより高電圧線ＨＬをノードＮ２に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ３のコレクタは高電圧線ＨＬに接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ３が供給され、エミッタはノードＮ２に接続されている。スイッチング素子ＳＷ４は、オン状態になることにより低電圧線ＬＬをノードＮ２に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ４のコレクタはノードＮ２に接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ４が供給され、エミッタは低電圧線ＬＬに接続されている。ノードＮ２は、スイッチング素子ＳＷ３のエミッタとスイッチング素子ＳＷ４のコレクタとの接続点である。

スイッチング素子ＳＷ５は、オン状態になることにより高電圧線ＨＬをノードＮ３に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ５のコレクタは高電圧線ＨＬに接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ５が供給され、エミッタはノードＮ３に接続されている。スイッチング素子ＳＷ６は、オン状態になることにより低電圧線ＬＬをノードＮ３に接続するものである。スイッチング素子ＳＷ６のコレクタはノードＮ３に接続され、ゲートにはゲート信号Ｓ６が供給され、エミッタは低電圧線ＬＬに接続されている。ノードＮ３は、スイッチング素子ＳＷ５のエミッタとスイッチング素子ＳＷ６のコレクタとの接続点である。

ノードＮ１から端子Ｔ２１，Ｔ３１への経路には、電流検出部２３Ｕおよびローパスフィルタ２９Ｕが設けられている。

電流検出部２３Ｕは、ノードＮ１からローパスフィルタ２９Ｕに流れる電流ｉ_inv1を検出するものである。電流検出部２３Ｕの一端はノードＮ１に接続され、他端はローパスフィルタ２９Ｕに接続されている。そして、電流検出部２３Ｕは、検出した電流ｉ_inv1についての情報を制御部３０に供給するようになっている。

ローパスフィルタ２９Ｕは、ノードＮ１における電圧とノードＮ３における電圧の電圧差に含まれる高周波数成分を除去するものである。ローパスフィルタ２９Ｕは、ＡＣリアクトル２４Ｕと、容量素子２５Ｕとを有している。ＡＣリアクトル２４Ｕの一端は電流検出部２３Ｕの他端に接続され、他端はＵ相電圧線ＵＬに接続されている。ＡＣリアクトル２４Ｕは、インダクタンスＬinvおよび内部抵抗値Ｒinvを有している。容量素子２５Ｕの一端はＵ相電圧線ＵＬに接続され、他端はノードＮ３と端子Ｔ３３とを結ぶ中性線ＯＬに接続されている。容量素子２５Ｕは、例えばフィルムコンデンサを用いて構成される。容量素子２５Ｕは、キャパシタンス（容量値）Ｃinvおよび内部抵抗値Ｒcを有している。この構成により、ローパスフィルタ２９Ｕは、例えばサイン波形状を有するＵ相の交流電圧を出力するようになっている。

電圧検出部２６Ｕは、ローパスフィルタ２９Ｕから出力されるＵ相の交流電圧に係る電圧ｅ_uoを検出するものである。電圧検出部２６Ｕの一端はＵ相電圧線ＵＬに接続され、他端は中性線ＯＬに接続されている。電圧検出部２６Ｕは、中性線ＯＬにおける電圧からみたＵ相電圧線ＵＬにおける電圧を電圧ｅ_uoとして検出する。そして、電圧検出部２６Ｕは、検出した電圧ｅ_uoについての情報を制御部３０に供給するようになっている。

ノードＮ２から端子Ｔ２２，Ｔ３２への経路には、電流検出部２３Ｗおよびローパスフィルタ２９Ｗが設けられている。

電流検出部２３Ｗは、ノードＮ２からローパスフィルタ２９Ｗに流れる電流ｉ_inv2を検出するものである。電流検出部２３Ｗの一端はノードＮ２に接続され、他端はローパスフィルタ２９Ｗに接続されている。そして、電流検出部２３Ｗは、検出した電流ｉ_inv2についての情報を制御部３０に供給するようになっている。

ローパスフィルタ２９Ｗは、ノードＮ２における電圧とノードＮ３における電圧の電圧差に含まれる高周波数成分を除去するものである。ローパスフィルタ２９Ｗは、ＡＣリアクトル２４Ｗと、容量素子２５Ｗとを有している。ＡＣリアクトル２４Ｗの一端は電流検出部２３Ｗの他端に接続され、他端はＷ相電圧線ＷＬに接続されている。ＡＣリアクトル２４Ｗは、インダクタンスＬinvおよび内部抵抗値Ｒinvを有している。容量素子２５Ｗの一端はＷ相電圧線ＷＬに接続され、他端はノードＮ３と端子Ｔ３３とを結ぶ中性線ＯＬに接続されている。容量素子２５Ｗは、例えばフィルムコンデンサを用いて構成される。容量素子２５Ｗは、キャパシタンス（容量値）Ｃinvおよび内部抵抗値Ｒcを有している。この構成により、ローパスフィルタ２９Ｗは、例えばサイン波形状を有するＷ相の交流電圧を出力するようになっている。

電圧検出部２６Ｗは、ローパスフィルタ２９Ｗから出力されるＷ相の交流電圧に係る電圧ｅ_woを検出するものである。電圧検出部２６Ｗの一端はＷ相電圧線ＷＬに接続され、他端は中性線ＯＬに接続されている。電圧検出部２６Ｗは、中性線ＯＬにおける電圧からみたＷ相電圧線ＷＬにおける電圧を電圧ｅ_woとして検出する。そして、電圧検出部２６Ｗは、検出した電圧ｅ_woについての情報を制御部３０に供給するようになっている。

スイッチＳgridu，Ｓgridwは、系統連系運転モードＭ１においてオン状態になることにより、Ｕ相電圧線ＵＬおよびＷ相電圧線ＷＬを商用電源ＧＲＩＤに接続するものである。スイッチＳgriduの一端はＵ相電圧線ＵＬに接続され、他端は端子Ｔ２１に接続されている。スイッチＳgridwの一端はＷ相電圧線ＷＬに接続され、他端は端子Ｔ２２に接続されている。スイッチＳgridu，Ｓgridwは、制御部３０から供給されたスイッチ制御信号Ｓｇに基づいてオンオフするようになっている。スイッチＳgridu，Ｓgridwは、例えば、リレーを用いて構成される。

電圧検出部１９は、商用電源ＧＲＩＤから供給される系統電圧ｅ_gridを検出するものである。電圧検出部１９の一端は端子Ｔ２１に接続され、他端は端子Ｔ２２に接続されている。電圧検出部１９は、端子Ｔ２２における電圧からみた端子Ｔ２１における電圧を系統電圧ｅ_gridとして検出する。そして、電圧検出部１９は、検出した系統電圧ｅ_gridについての情報を制御部３０に供給するようになっている。

端子Ｔ２１，Ｔ２２は、商用電源ＧＲＩＤに接続されている。商用電源ＧＲＩＤは、単相３線式のものであり、商用電源ＧＲＩＤのＵ相電圧線が電力変換装置１の端子Ｔ２１に接続され、商用電源ＧＲＩＤのＷ相電圧線が電力変換装置１の端子Ｔ２２に接続されている。商用電源ＧＲＩＤは、Ｕ相電圧線と中性線との間に系統インピーダンス（インダクタンスＬgridおよび抵抗値Ｒgrid）を有し、Ｗ相電圧線と中性線との間に、系統インピーダンス（インダクタンスＬgridおよび抵抗値Ｒgrid）を有する。この商用電源ＧＲＩＤには、負荷装置が接続されている。この負荷装置は、例えば、家庭内における１または複数の電子機器に対応するものである。この負荷装置は、一端が商用電源ＧＲＩＤのＵ相電圧線に接続され他端が中性線に接続された、インピーダンスＺｇを有する負荷と、一端が商用電源ＧＲＩＤのＷ相電圧線に接続され他端が中性線に接続された、インピーダンスＺｇを有する負荷とを含む。電力変換装置１の運転モードが系統連系運転モードＭ１である場合には、電力変換装置１のＵ相電圧線ＵＬおよびＷ相電圧線ＷＬは商用電源ＧＲＩＤに接続されるが、電力変換装置１の中性線ＯＬは商用電源ＧＲＩＤに接続されない。このように、電力変換装置１では、系統連系運転モードＭ１において、電力変換装置１の中性線ＯＬを商用電源ＧＲＩＤの中性線に接続しないようにすることにより、ノイズの伝搬を抑えるようになっている。

スイッチＳstdu，Ｓstdwは、自立運転モードＭ２においてオン状態になることにより、Ｕ相電圧線ＵＬおよびＷ相電圧線ＷＬを負荷装置ＬＯＡＤに接続するものである。スイッチＳstduの一端はＵ相電圧線ＵＬに接続され、他端は端子Ｔ３１に接続されている。スイッチＳstdwの一端はＷ相電圧線ＷＬに接続され、他端は端子Ｔ３２に接続されている。スイッチＳstdu，Ｓstdwは、制御部３０から供給されたスイッチ制御信号Ｓｓに基づいてオンオフするようになっている。スイッチＳstdu，Ｓstdwは、例えば、リレーを用いて構成される。

端子Ｔ３１，Ｔ３２，Ｔ３３は、負荷装置ＬＯＡＤに接続されている。この負荷装置ＬＯＡＤは、例えば、家庭内や車内における１または複数の電子機器に対応するものである。負荷装置ＬＯＡＤは、一端が端子Ｔ３１に接続され他端が端子Ｔ３３に接続された、インピーダンスＺ１を有する負荷（Ｕ相負荷）と、一端が端子Ｔ３２に接続され他端が端子Ｔ３３に接続された、インピーダンスＺ２を有する負荷（Ｗ相負荷）とを含む。電力変換装置１の運転モードが自立運転モードＭ２である場合には、電力変換装置１のＵ相電圧線ＵＬおよびＷ相電圧線ＷＬは負荷装置ＬＯＡＤに接続される。また、この例では、電力変換装置１の中性線ＯＬは、常に負荷装置ＬＯＡＤに接続される。

制御部３０は、ＤＣ／ＡＣインバータ２０の動作を制御するものである。また、制御部３０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作、およびスイッチＳstdu，Ｓstdw，Ｓgridu，Ｓgridwの動作を制御する機能をも有している。制御部３０は、例えば、マイクロコントローラを用いて構成される。

図２は、電力変換装置１の動作を表すものである。この図２は、各運転モードにおける、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０、ＤＣ／ＡＣインバータ２０、およびスイッチＳstdu，Ｓstdw，Ｓgridu，Ｓgridwの動作を示している。

系統連系運転モードＭ１では、スイッチＳgridu，Ｓgridwがオン状態になるとともに、スイッチＳstdu，Ｓstdwがオフ状態になる。これにより、商用電源ＧＲＩＤが電力変換装置１に接続され、負荷装置ＬＯＡＤが電力変換装置１から切り離される。ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、商用電源ＧＲＩＤから供給された交流電圧に基づいて、直流バス電圧Ｖdcが所定の電圧（例えば４００Ｖ）になるように、電圧一定制御を行う。そして、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、バッテリＢＴに対する充放電電力制御を行うようになっている。

また、自立運転モードＭ２では、スイッチＳstdu，Ｓstdwがオン状態になるとともに、スイッチＳgridu，Ｓgridwがオフ状態になる。これにより、負荷装置ＬＯＡＤが電力変換装置１に接続され、商用電源ＧＲＩＤが電力変換装置１から切り離される。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、バッテリＢＴにおけるバッテリ電圧Ｖbtに基づいて、直流バス電圧Ｖdcが所定の電圧（例えば４００Ｖ）になるように、電圧一定制御を行う。ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、例えば、Ｕ相電圧線ＵＬにおける電圧とＷ相電圧線ＷＬにおける電圧の電圧差である交流出力電圧ｅ_uwの電圧振幅が所定の振幅になるように、電圧振幅一定制御を行う。この自立運転モードＭ２において、電力変換装置１は、中性点（中性線ＯＬ）における電圧バランスを保つように中性点の電圧を制御する。これにより、電力変換装置１は、例えば、家庭内の様々な全ての負荷装置に対して、安定した交流電圧を供給することができるようになっている。

制御部３０は、系統連系運転モードＭ１および自立運転モードＭ２において、電力変換装置１がこのような動作を行うように、ＤＣ／ＡＣインバータ２０の動作、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作、およびスイッチＳstdu，Ｓstdw，Ｓgridu，Ｓgridwの動作を制御するようになっている。

（ＤＣ／ＡＣインバータ２０）
制御部３０は、電圧検出部２１から供給された直流バス電圧Ｖdcについての情報、電流検出部２３Ｕ，２３Ｗから供給された電流ｉ_inv1，ｉ_inv2についての情報、電圧検出部２６Ｕ，２６Ｗから供給された電圧ｅ_uo，ｅ_woについての情報、および電圧検出部１９から供給された系統電圧ｅ_gridについての情報に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に供給するゲート信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。制御部３０は、例えば、電圧検出部２１から供給された直流バス電圧Ｖdcについての情報に対して、ＡＤ変換を行うことにより、直流バス電圧Ｖdcを示すデジタル値を求め、このデジタル値に基づいて制御を行う。電流ｉ_inv1，ｉ_inv2、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、電圧ｅ_gridについても同様である。以下、ＡＤ変換されたデジタル値を表すものとして、直流バス電圧Ｖdc、電流ｉ_inv1，ｉ_inv2、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、系統電圧ｅ_gridを適宜用いる。

系統連系運転モードＭ１では、制御部３０は、例えば、電圧検出部１９から供給された系統電圧ｅ_gridについての情報に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。これにより、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４に基づいて、商用電源ＧＲＩＤから供給された交流電圧に同期してオンオフする。スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６は、例えばオフ状態を維持する。これにより、ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、直流バス電圧Ｖdcが所定の電圧になるように、電圧一定制御を行う。具体的には、ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、例えば、後述するバイポーラＰＷＭ（pulse width modulation）動作やユニポーラＰＷＭ動作と同様の動作を行うことにより、電圧一定制御を行うことができる。

一方、自立運転モードＭ２では、制御部３０は、電圧検出部２１から供給された直流バス電圧Ｖdcについての情報、電流検出部２３Ｕ，２３Ｗから供給された電流ｉ_inv1，ｉ_inv2についての情報、電圧検出部２６Ｕ，２６Ｗから供給された電圧ｅ_uo，ｅ_woについての情報に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、このゲート信号Ｓ１〜Ｓ６に基づいてオンオフする。ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、例えば、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をオンオフすることにより、交流出力電圧の電圧振幅が所定の振幅になるように、電圧振幅一定制御を行うとともに、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６をオンオフすることにより、中性点（中性線ＯＬ）における電圧バランスを保つように中性点の電圧を制御する。

以下に、制御部３０のうち、自立運転モードＭ２における動作に係る回路構成について、詳細に説明する。

（電圧振幅一定制御について）
図３は、制御部３０における、電圧振幅一定制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０は、減算部３１と、指令値生成部３２と、減算部３３と、電流推定部３４と、減算部３５〜３７と、電圧制御部３８と、電流制御部３９と、ゲート信号生成部４０とを有している。制御部３０の演算処理において用いられる演算式を以下に示す。

減算部３１は、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、式ＥＱ１の第１式に示したように、電圧ｅ_uoから電圧ｅ_woを減算することにより、交流出力電圧ｅ_uwを求めるものである。

指令値生成部３２は、式ＥＱ１の第２式に示したように、交流出力電圧ｅ_uwの指令値ｅ_uw*を生成するものである。この式ＥＱ１の第２式において、Ｅmaxは振幅値であり、θsdは位相角度である。この位相角度θsdは、時間ｔの関数であり、自立運転周波数ｆsd（例えば６０Ｈｚ）に応じて変化するものである。

減算部３３は、電流ｉ_inv1，ｉ_inv2に基づいて、式ＥＱ１の第３式に示したように、電流ｉ_inv1から電流ｉ_inv2を減算することにより、交流出力電流ｉ_invを求めるものである。

電流推定部３４は、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、式ＥＱ２に示したように、容量素子２５Ｕに流れる電流（推定電流ｉ_c1）を推定するとともに、容量素子２５Ｗに流れる電流（推定電流ｉ_c2）を推定するものである。図１に示したように、推定電流ｉ_c1は、ＡＣリアクトル２４Ｕから容量素子２５Ｕに向かって流れる電流であり、推定電流ｉ_c2は、ＡＣリアクトル２４Ｗから容量素子２５Ｗに向かって流れる電流である。この式ＥＱ２において、Ｅuormsは、電圧ｅ_uoの実効値であり、Ｅwormsは、電圧ｅ_woの実効値である。実効値Ｅuorms，Ｅwormsは、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、例えば、式ＥＱ３を用いて求めることができる。

減算部３５は、電流ｉ_inv1および推定電流ｉ_c1に基づいて、式ＥＱ１の第４式に示したように、電流ｉ_inv1から推定電流ｉ_c1を減算することにより、推定負荷電流ｉ_ld1を求めるものである。この推定負荷電流ｉ_ld1は、図１に示したように、Ｕ相電圧線ＵＬにおけるローパスフィルタ２９Ｕの出力電流であり、端子Ｔ３１に流れる電流である。

減算部３６は、電流ｉ_inv2および推定電流ｉ_c2に基づいて、式ＥＱ１の第５式に示したように、電流ｉ_inv2から推定電流ｉ_c2を減算することにより、推定負荷電流ｉ_ld2を求めるものである。この推定負荷電流ｉ_ld2は、図１に示したように、Ｗ相電圧線ＷＬにおけるローパスフィルタ２９Ｗの出力電流であり、端子Ｔ３２に流れる電流である。

減算部３７は、推定負荷電流ｉ_ld1，ｉ_ld2に基づいて、式ＥＱ１の第６式に示したように、推定負荷電流ｉ_ld1から推定負荷電流ｉ_ld2を減算することにより、推定負荷電流の電流差ｉ_ld_dmを求めるものである。

電圧制御部３８は、交流出力電圧ｅ_uwの指令値ｅ_uw*および交流出力電圧ｅ_uwに基づいて、交流出力電流ｉ_invの指令値ｉ_inv*を生成するものである。電圧制御部３８は、減算部３８Ａを有している。減算部３８Ａは、指令値ｅ_uw*から交流出力電圧ｅ_uwを減算するものである。電圧制御部３８は、この減算部３８Ａの演算結果に基づいて、指令値ｉ_inv*を生成するようになっている。

電流制御部３９は、交流出力電流ｉ_invの指令値ｉ_inv*、交流出力電流ｉ_inv、推定負荷電流の電流差ｉ_ld_dm、および直流バス電圧Ｖdcに基づいて、デューティ比ｄ_invを求めるものである。電流制御部３９は、減算部３９Ａを有している。減算部３９Ａは、指令値ｉ_inv*から交流出力電流ｉ_invを減算するものである。電流制御部３９は、この減算部３９Ａの演算結果、推定負荷電流の電流差ｉ_ld_dm、および直流バス電圧Ｖdcに基づいて、デューティ比ｄ_invを求めるようになっている。

ゲート信号生成部４０は、デューティ比ｄ_invに基づいて、ＰＷＭ（pulse width modulation）を用いて、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成するものである。

制御部３０は、例えば、周期Ｔｓ（例えば５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ））ごとに、直流バス電圧Ｖdc、電流ｉ_inv1，ｉ_inv2、および電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいてこれらの演算を行うことによりデューティ比ｄ_invを求め、ゲート信号生成部４０は、このデューティ比ｄ_invに応じたゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。電力変換装置１では、このようにして負帰還がかかるように、交流出力電圧および交流出力電流についてのループ制御が行われる。このループ制御により、電力変換装置１では、交流出力電圧ｅ_uwが、交流出力電圧ｅ_uwの指令値ｅ_uw*とほぼ同じになるように制御され、交流出力電流ｉ_invが、交流出力電流ｉ_invの指令値ｉ_inv*とほぼ同じになるように制御されるようになっている。

図４は、ＤＣ／ＡＣインバータ２０がバイポーラＰＷＭ動作を行う場合における、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４の波形の一例を表すものであり、（Ａ）はデューティ比ｄ_invを示し、（Ｂ）はキャリア信号ＣＲの波形を示し、（Ｃ）〜（Ｆ）はゲート信号Ｓ１〜Ｓ４の波形をそれぞれ示し、（Ｇ）はノードＮ１における電圧とノードＮ２における電圧の電圧差ΔＶの波形を示し、（Ｈ）は交流出力電圧ｅ_uwの波形を示す。この例では、ゲート信号Ｓ１が高レベルである場合にはスイッチング素子ＳＷ１はオン状態になり、ゲート信号Ｓ１が低レベルである場合にはスイッチング素子ＳＷ１はオフ状態になる。ゲート信号Ｓ２〜Ｓ４についても同様である。なお、この図４では、説明の便宜上、周期Ｔｓの期間を長くしているが、例えば、周期Ｔｓは５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ）に設定することができ、周期Ｔｓｄは１６．７msec.（＝１／６０Ｈｚ）に設定することができる。

ゲート信号生成部４０は、キャリア信号ＣＲを生成し（図４（Ａ））、このキャリア信号ＣＲと、電流制御部３９から供給されたデューティ比ｄ_inv（図４（Ａ））に基づいて、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する（図４（Ｃ）〜（Ｆ））。このゲート信号Ｓ１〜Ｓ４におけるパルス幅は、デューティ比ｄ_invに応じて変化する。このバイポーラＰＷＭ動作では、４つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４におけるスイッチングタイミングは、ほぼ同時である。なお、図示していないが、ゲート信号Ｓ１が高レベルになる期間と、ゲート信号Ｓ２が高レベルになる期間とは、互いにデッドタイムＴｄだけ離れて設定される。このデッドタイムＴｄは、高電圧線ＨＬおよび低電圧線ＬＬが電気的に短絡するのを回避するために設けられた時間である。ゲート信号Ｓ３，Ｓ４についても同様である。ノードＮ１における電圧とノードＮ２における電圧の電圧差ΔＶは、このゲート信号Ｓ１〜Ｓ４に応じたパルス信号になる（図４（Ｇ））。このパルス信号は、２つの電圧の間で遷移する信号である。ローパスフィルタ２９Ｕ，２９Ｗは、このパルス信号に含まれる高周波数成分を除去する。このようにして、ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、交流出力電圧ｅ_uwを生成する（図４（Ｈ））。

図５は、ＤＣ／ＡＣインバータ２０がユニポーラＰＷＭ動作を行う場合における、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４の波形の一例を表すものであり、（Ａ）はデューティ比ｄ_invを示し、（Ｂ）はキャリア信号ＣＲの波形を示し、（Ｃ）〜（Ｆ）はゲート信号Ｓ１〜Ｓ４の波形をそれぞれ示し、（Ｇ）はノードＮ１における電圧とノードＮ２における電圧の電圧差ΔＶの波形を示し、（Ｈ）は交流出力電圧ｅ_uwの波形を示す。

ゲート信号生成部４０は、キャリア信号ＣＲを生成し（図５（Ａ））、このキャリア信号ＣＲと、電流制御部３９から供給されたデューティ比ｄ_inv（図５（Ａ））に基づいて、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する（図５（Ｃ）〜（Ｆ））。このユニポーラＰＷＭ動作では、バイポーラＰＷＭ動作の場合（図４）と異なり、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２におけるスイッチングタイミングと、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４におけるスイッチングタイミングとは、互いに異なり得る。ノードＮ１における電圧とノードＮ２における電圧の電圧差ΔＶは、このゲート信号Ｓ１〜Ｓ４に応じたパルス信号になる（図５（Ｇ））。このパルス信号は、３つの電圧の間で遷移する信号であり、このパルス信号の遷移頻度は、バイポーラＰＷＭ動作の場合（図４）の２倍になる。ローパスフィルタ２９Ｕ，２９Ｗは、このパルス信号に含まれる高周波数成分を除去する。このようにして、ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、交流出力電圧ｅ_uwを生成する（図５（Ｈ））。

（中性点の電圧制御について）
次に、いくつか例を挙げて、中性点の電圧制御を行う制御部３０の回路構成について説明する。

図６Ａは、制御部３０の一例である制御部３０Ａにおける、中性点の電圧制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０Ａは、さらに、加算部４１と、加算部４２と、絶対値演算部６１〜６４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７１〜７４と、パラメータ演算部４３と、ゲイン演算部５０と、バランス制御部５１と、ゲート信号生成部５２とを有している。この図６Ａは、図３に示した減算部３１，３５〜３７、および電流推定部３４をも図示している。

加算部４１は、減算部３５，３６から供給された推定負荷電流ｉ_ld1，ｉ_ld2に基づいて、式ＥＱ１の第７式に示したように、推定負荷電流ｉ_ld1および推定負荷電流ｉ_ld2を加算することにより、推定負荷電流の電流和ｉ_ld_cmを求めるものである。

加算部４２は、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、式ＥＱ１の第８式に示したように、電圧ｅ_uoおよび電圧ｅ_woを加算することにより、電圧和ｅ_cmを求めるものである。

絶対値演算部６１は、加算部４２から供給された電圧和ｅ_cmに基づいて、電圧和ｅ_cmの絶対値を求めるものである。ローパスフィルタ７１は、この電圧和ｅ_cmの絶対値を平滑化することにより、出力電圧のコモンモード成分であるコモンモード電圧Ｅcmを生成するものである。

絶対値演算部６２は、加算部４１から供給された電流和ｉ_ld_cmに基づいて、電流和ｉ_ld_cmの絶対値を求めるものである。ローパスフィルタ７２は、この電流和ｉ_ld_cmの絶対値を平滑化することにより、推定負荷電流のコモンモード成分であるコモンモード負荷電流Ｉldcmを生成するものである。

絶対値演算部６３は、減算部３１から供給された交流出力電圧ｅ_uwに基づいて、交流出力電圧ｅ_uwの絶対値を求めるものである。ローパスフィルタ７３は、この交流出力電圧ｅ_uwの絶対値を平滑化することにより、出力電圧の差分モード成分である差分モード電圧Ｅdmを生成するものである。

絶対値演算部６４は、減算部３７から供給された推定負荷電流の電流差ｉ_ld_dmに基づいて、推定負荷電流の電流差ｉ_ld_dmの絶対値を求めるものである。ローパスフィルタ７４は、この推定負荷電流の電流差ｉ_ld_dmの絶対値を平滑化することにより、推定負荷電流の差分モード成分である差分モード負荷電流Ｉlddmを生成するものである。

パラメータ演算部４３は、コモンモード電圧Ｅcm、コモンモード負荷電流Ｉldcm、差分モード電圧Ｅdm、および差分モード負荷電流Ｉlddmに基づいて、以下の式ＥＱ４を用いて、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを生成するものである。

ここで、maxは、２つの引数（この例では“Ｅdm・Ｉlddm”および“ｘ・Ｓrated”）のうちの最大のものを選択する関数である。Ｓratedは、定格出力電力である。ｘは、例えば“０．１”に設定されるパラメータである。

ゲイン演算部５０は、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいて、中性点電圧についてのループ制御におけるループゲインを構成するゲインファクタＫoを求めるものである。ゲイン演算部５０は、以下の式ＥＱ５を用いて、ゲインファクタＫoを求める。

ここで、Ｋmaxは、ゲインファクタＫoの上限値を規定する値であり、Ｋminは、ゲインファクタＫoの下限値を規定する値である。値Ｋmaxは、例えば値Ｋminよりも十分に大きい値に設定される。ゲイン演算部５０は、式ＥＱ５に示したように、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmの比である“Ｘcm／Ｘdm”に基づいて、ゲインファクタＫoを求める。例えば、Ｕ相負荷（例えば図１におけるインピーダンスＺ１）とＷ相負荷（例えば図１におけるインピーダンスＺ２）とが互いにバランスしている場合（平衡負荷状態）では、コモンモードパラメータＸcmは“０”（ゼロ）に近づき、“Ｘcm／Ｘdm”が“０”（ゼロ）に近づく。これにより、ゲインファクタＫoは値Ｋminに近づく。言い換えれば、この値Ｋminは、平衡負荷状態におけるゲインファクタＫoの下限値である。一方、Ｕ相負荷とＷ相負荷とが互いにアンバランスである場合（不平衡負荷状態）では、コモンモードパラメータＸcmが大きくなり、“Ｘcm／Ｘdm”は“１”に近づく。これにより、このゲインファクタＫoは、値Ｋmax（〜Ｋmax＋Ｋmin）に近づく。言い換えれば、この値Ｋmaxは、不平衡負荷状態におけるゲインファクタＫoの上限値である。このように、ゲイン演算部５０は、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいて、ゲインファクタＫoを、値Ｋminおよび値Ｋmax（〜Ｋmax＋Ｋmin）の間の値に設定する。

パラメータ演算部４３は、式ＥＱ５に示したように、関数maxを用いて、差分モードパラメータＸdmを求める。これにより、軽負荷状態や無負荷状態における、高いループゲインに起因するバランス制御の不安定性を抑えることができる。すなわち、例えば、関数maxを用いずに、差分モード電圧Ｅdmと差分モード負荷電流Ｉlddmの積（Ｅdm・Ｉlddm）を差分モードパラメータＸdmにした場合には、例えば軽負荷状態や無負荷状態において、差分モード負荷電流Ｉlddmが小さくなるので、差分モードパラメータＸdmが“０”に近づき、その結果、ゲインファクタＫoが大きくなりすぎる場合がある。この場合には、バランス制御が不安定になり，電圧e_uo, e_woも不安定になるおそれがある。その結果，出力電圧が発振してしまう可能性があると考える。一方、この例では、関数maxを用いるようにしたので、差分モードパラメータＸdmが定格出力電力Ｓratedのｘ倍を下回ることがない。言い換えれば、“ｘ・Ｓrated”は、差分モードパラメータＸdmの下限値である。これにより、バランス制御の不安定要素を排除することができ，出力電圧の発振が生ずるおそれを低減することができる。

ゲイン演算部５０は、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいて、このような式を用いてゲインファクタＫoを求めるようになっている。

バランス制御部５１は、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、直流バス電圧Ｖdc、およびゲインファクタＫoに基づいてデューティ比ｄ_oを生成するものである。バランス制御部５１は、加算部５１Ａを有している。この加算部５１Ａは、電圧ｅ_uoおよび電圧ｅ_woを加算するものである。バランス制御部５１は、この加算部５１Ａの演算結果、直流バス電圧Ｖdc、およびゲインファクタＫoに基づいてデューティ比ｄ_oを生成するようになっている。

ゲート信号生成部５２は、デューティ比ｄ_oに基づいて、パルス幅変調を用いて、ゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成するものである。

このように、制御部３０Ａでは、パラメータ演算部４３は、出力電力に基づいてコモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを算出し、ゲイン演算部５０は、これらのコモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいてゲインファクタＫoを求めることができるので、より適切にループゲインを設定することができる。

図６Ｂは、制御部３０の他の例である制御部３０Ｂにおける、中性点の電圧制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０Ｂは、実効値演算部８１〜８４を有している。実効値演算部８１は、加算部４２から供給された電圧和ｅ_cmの実効値を演算することにより、出力電圧のコモンモード成分であるコモンモード電圧Ｅcmを生成するものである。実効値演算部８２は、加算部４１から供給された電流和ｉ_ld_cmの実効値を演算することにより、推定負荷電流のコモンモード成分であるコモンモード負荷電流Ｉldcmを生成するものである。実効値演算部８３は、減算部３１から供給された交流出力電圧ｅ_uwの実効値を演算することにより、出力電圧の差分モード成分である差分モード電圧Ｅdmを生成するものである。実効値演算部８４は、減算部３７から供給された推定負荷電流の電流差ｉ_ld_dmの実効値を演算することにより、推定負荷電流の差分モード成分である差分モード負荷電流Ｉlddmを生成するものである。すなわち、制御部３０Ａ（図６Ａ）では、絶対値演算部６１〜６４およびＬＰＦ７１〜７４を用いて、瞬時値演算を行うことにより、コモンモード電圧Ｅcm、コモンモード負荷電流Ｉldcm、差分モード電圧Ｅdm、および差分モード負荷電流Ｉlddmを算出したが、制御部３０Ｂ（図６Ｂ）では、実効値演算部８１〜８４を用いて、実効値演算を行うことにより、コモンモード電圧Ｅcm、コモンモード負荷電流Ｉldcm、差分モード電圧Ｅdm、および差分モード負荷電流Ｉlddmを算出している。

図６Ｃは、制御部３０の他の例である制御部３０Ｃにおける、中性点の電圧制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０Ｃは、加算部４５と、絶対値演算部６５，６６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７５，７６と、パラメータ演算部４６とを有している。

加算部４５は、電流ｉ_inv1，ｉ_inv2に基づいて、式ＥＱ１の第９式に示したように、電流ｉ_inv1および電流ｉ_inv2を加算することにより、電流和ｉ_cmを求めるものである。

絶対値演算部６５は、加算部４５から供給された電流和ｉ_cmに基づいて、電流和ｉ_cmの絶対値を求めるものである。ローパスフィルタ７５は、この電流和ｉ_cmの絶対値を平滑化することにより、出力電流のコモンモード成分であるコモンモード電流Ｉcmを生成するものである。

絶対値演算部６６は、減算部３３から供給された交流出力電流ｉ_invに基づいて、交流出力電流ｉ_invの絶対値を求めるものである。ローパスフィルタ７６は、この交流出力電流ｉ_invの絶対値を平滑化することにより、出力電流の差分モード成分である差分モード電流Ｉdmを生成するものである。

パラメータ演算部４６は、コモンモード電圧Ｅcm、コモンモード電流Ｉcm、差分モード電圧Ｅdm、および差分モード電流Ｉdmに基づいて、以下の式ＥＱ６を用いて、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを生成するものである。

このように、パラメータ演算部４６は、関数maxを用いて、差分モードパラメータＸdmを求める。これにより、ＤＣ／ＡＣインバータ２０では、例えば軽負荷状態や無負荷状態において、出力電圧の発振を抑えることができる。

なお、この例では、絶対値演算部６１，６５，６３，６６およびＬＰＦ７１，７５，７３，７６を用いて、瞬時値演算を行うことにより、コモンモード電圧Ｅcm、コモンモード電流Ｉcm、差分モード電圧Ｅdm、および差分モード電流Ｉdmを算出したが、これに限定されるものではない。これに代えて、例えば、制御部３０Ｂ（図６Ｂ）と同様に、実効値演算を行うことにより、コモンモード電圧Ｅcm、コモンモード電流Ｉcm、差分モード電圧Ｅdm、および差分モード電流Ｉdmを算出してもよい。

図６Ｄは、制御部３０の他の例である制御部３０Ｄにおける、中性点の電圧制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０Ｄは、絶対値演算部６１，６３と、ＬＰＦ７１，７３と、パラメータ演算部４７とを有している。パラメータ演算部４７は、コモンモード電圧Ｅcmおよび差分モード電圧Ｅdmに基づいて、以下の式ＥＱ７を用いて、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを生成するものである。

なお、この例では、絶対値演算部６１，６３およびＬＰＦ７１，７３を用いて、瞬時値演算を行うことにより、コモンモード電圧Ｅcmおよび差分モード電圧Ｅdmを算出したが、これに限定されるものではない。これに代えて、例えば、制御部３０Ｂ（図６Ｂ）と同様に、実効値演算を行うことにより、コモンモード電圧Ｅcmおよび差分モード電圧Ｅdm、を算出してもよい。

図６Ｅは、制御部３０の他の例である制御部３０Ｅにおける、中性点の電圧制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０Ｅは、絶対値演算部６２，６４と、ＬＰＦ７２，７４と、パラメータ演算部４８とを有している。パラメータ演算部４８は、コモンモード負荷電流Ｉldcmおよび差分モード負荷電流Ｉlddmに基づいて、以下の式ＥＱ８を用いて、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを生成するものである。

ここで、Ｉratedは、定格出力電流である。ｘは、例えば“０．１”に設定されるパラメータである。このように、パラメータ演算部４８は、関数maxを用いて、差分モードパラメータＸdmを求める。これにより、ＤＣ／ＡＣインバータ２０では、例えば軽負荷状態や無負荷状態において、出力電圧の発振を抑えることができる。

なお、この例では、絶対値演算部６２，６４およびＬＰＦ７２，７４を用いて、瞬時値演算を行うことにより、コモンモード負荷電流Ｉldcmおよび差分モード負荷電流Ｉlddmを算出したが、これに限定されるものではない。これに代えて、例えば、制御部３０Ｂ（図６Ｂ）と同様に、実効値演算を行うことにより、コモンモード負荷電流Ｉldcmおよび差分モード負荷電流Ｉlddmを算出してもよい。

図６Ｆは、制御部３０の他の例である制御部３０Ｆにおける、中性点の電圧制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０Ｆは、絶対値演算部６５，６６と、ＬＰＦ７５，７６と、パラメータ演算部４９とを有している。パラメータ演算部４９は、コモンモード電流Ｉcmおよび差分モード電流Ｉdmに基づいて、以下の式ＥＱ９を用いて、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを生成するものである。

このように、パラメータ演算部４９は、関数maxを用いて、差分モードパラメータＸdmを求める。これにより、ＤＣ／ＡＣインバータ２０では、例えば軽負荷状態や無負荷状態において、出力電圧の発振を抑えることができる。

なお、この例では、絶対値演算部６５，６６およびＬＰＦ７５，７６を用いて、瞬時値演算を行うことにより、コモンモード電流Ｉcmおよび差分モード電流Ｉdmを算出したが、これに限定されるものではない。これに代えて、例えば、制御部３０Ｂ（図６Ｂ）と同様に、実効値演算を行うことにより、コモンモード電流Ｉcmおよび差分モード電流Ｉdmを算出してもよい。

制御部３０は、例えば、周期Ｔｓ（例えば５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ））ごとに、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、直流バス電圧Ｖdc、およびコモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいてデューティ比ｄ_oを求め、ゲート信号生成部５２は、このデューティ比ｄ_oに応じたゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成する。電力変換装置１では、このようにして負帰還がかかるように、中性点電圧についてのループ制御が行われる。このループ制御により、電力変換装置１では、中性点電圧が、中性点における電圧バランスを保つように制御されるようになっている。

図７Ａ，７Ｂは、中性点の電圧制御の一例を表すものであり、図７Ａは、Ｕ相負荷とＷ相負荷がバランスしている場合（平衡負荷状態）を示し、図７Ｂは、Ｕ相負荷とＷ相負荷がアンバランスである場合（不平衡負荷状態）を示す。図７Ａ，７Ｂにおいて、（Ａ）は電圧ｅ_uoの波形を示し、（Ｂ）は電圧ｅ_woの波形を示し、（Ｃ）は中性線ＯＬにおける中性点電圧ｅ_oの波形を示す。Ｕ相負荷とＷ相負荷がバランスしている場合には、図７Ａに示したように、中性点電圧ｅ_oは、直流電圧に近づく。また、Ｕ相負荷とＷ相負荷がアンバランスである場合には、図７Ｂに示したように、中性点電圧ｅ_oは、中性点における電圧バランスを保つように交流の電圧になる。このようにして、制御部３０は、中性点電圧を制御するようになっている。

また、制御部３０は、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいて、式ＥＱ５を用いて、ゲインファクタＫoを変化させることにより、中性点電圧についてのループ制御において、ループゲインを変化させる。これにより、電力変換装置１は、例えば、Ｕ相負荷（例えば図１におけるインピーダンスＺ１）とＷ相負荷（例えば図１におけるインピーダンスＺ２）とが互いにバランスしている場合（平衡負荷状態）では、ゲインファクタＫoを小さくすることにより、ループゲインを低くすることができる。これにより、電力変換装置１では、制御動作の安定性を高めることができる。また、電力変換装置１では、Ｕ相負荷とＷ相負荷とが互いにアンバランスである場合（不平衡負荷状態）では、ゲインファクタＫoを大きくすることにより、ループゲインを高くすることができる。これにより、電力変換装置１では、後述するように、電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsと、電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsとの差を小さくすることができる。その結果、電力変換装置１では、負荷状態が平衡負荷状態から不平衡負荷状態に急に変化した場合でも、制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができるようになっている。

ここで、スイッチング素子ＳＷ１は、本開示における「第１のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ２は、本開示における「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ３は、本開示における「第３のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ４は、本開示における「第４のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ５は、本開示における「第５のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ６は、本開示における「第６のスイッチング素子」の一具体例に対応する。高電圧線ＨＬは、本開示における「第１の電圧線」の一具体例に対応し、低電圧線ＬＬは、本開示における「第２の電圧線」の一具体例に対応する。ノードＮ１は、本開示における「第１のノード」の一具体例に対応し、ノードＮ２は、本開示における「第２のノード」の一具体例に対応し、ノードＮ３は、本開示における「第３のノード」の一具体例に対応する。端子Ｔ３１は、本開示における「第１の出力端子」の一具体例に対応し、端子Ｔ３２は、本開示における「第２の出力端子」の一具体例に対応し、端子Ｔ３３は、本開示における「第３の出力端子」の一具体例に対応する。ローパスフィルタ２９Ｕは、本開示における「第１のローパスフィルタ」の一具体例に対応し、ローパスフィルタ２９Ｗは、本開示における「第２のローパスフィルタ」の一具体例に対応する。容量素子２５Ｕは、本開示における「第１の容量素子」の一具体例に対応し、容量素子２５Ｗは、本開示における「第２の容量素子」の一具体例に対応する。制御部３０は、本開示における「制御部」の一具体例に対応する。

電圧ｅ_uoは、本開示における「第１の電圧」の一具体例に対応し、電圧ｅ_woは、本開示における「第２の電圧」の一具体例に対応する。電流ｉ_inv1は、本開示における「第１の電流」の一具体例に対応し、電流ｉ_inv2は、本開示における「第２の電流」の一具体例に対応する。推定負荷電流ｉ_ld1は、本開示における「第１の負荷電流」の一具体例に対応し、推定負荷電流ｉ_ld2は、本開示における「第２の負荷電流」の一具体例に対応する。

［動作および作用］
続いて、本実施の形態の電力変換装置１の動作および作用について説明する。

（全体動作概要）
まず、図１，２を参照して、電力変換装置１の全体動作概要を説明する。

系統連系運転モードＭ１では、制御部３０は、図２に示したように、スイッチＳgridu，Ｓgridwをオン状態にするとともに、スイッチＳstdu，Ｓstdwをオフ状態にする。これにより、商用電源ＧＲＩＤが電力変換装置１に接続され、負荷装置ＬＯＡＤが電力変換装置１から切り離される。ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、商用電源ＧＲＩＤから供給された交流電圧に基づいて、直流バス電圧Ｖdcが所定の電圧（例えば４００Ｖ）になるように、電圧一定制御を行う。具体的には、制御部３０は、例えば、電圧検出部１９から供給された系統電圧ｅ_gridについての情報に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。これにより、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、このゲート信号Ｓ１〜Ｓ４に基づいて、商用電源ＧＲＩＤから供給された交流電圧と同期してオンオフする。スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６は、例えばオフ状態を維持する。これにより、ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、直流バス電圧Ｖdcが所定の電圧になるように、電圧一定制御を行う。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、バッテリＢＴに対する充放電電力制御を行う。

自立運転モードＭ２では、制御部３０は、図２に示したように、スイッチＳstdu，Ｓstdwをオン状態にするとともに、スイッチＳgridu，Ｓgridwをオフ状態にする。これにより、負荷装置ＬＯＡＤが電力変換装置１に接続され、商用電源ＧＲＩＤが電力変換装置１から切り離される。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、バッテリＢＴにおけるバッテリ電圧Ｖbtに基づいて、直流バス電圧Ｖdcが所定の電圧（例えば４００Ｖ）になるように、電圧一定制御を行う。ＤＣ／ＡＣインバータ２０は、例えば、交流出力電圧ｅ_uwの電圧振幅が所定の振幅になるように、電圧振幅一定制御を行う。具体的には、制御部３０は、電圧検出部２１から供給された直流バス電圧Ｖdcについての情報、電流検出部２３Ｕ，２３Ｗから供給された電流ｉ_inv1，ｉ_inv2についての情報、電圧検出部２６Ｕ，２６Ｗから供給された電圧ｅ_uo，ｅ_woについての情報に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。これにより、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、このゲート信号Ｓ１〜Ｓ６に基づいてオンオフする。制御部３０は、例えば、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をオンオフすることにより、交流出力電圧の電圧振幅が所定の振幅になるように、電圧振幅一定制御を行う。また、制御部３０は、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６をオンオフすることにより、中性点（中性線ＯＬ）における電圧バランスを保つように中性点電圧ｅ_oを制御する。

（詳細動作）
自立運転モードＭ２では、制御部３０は、図３に示したように、例えば、周期Ｔｓ（例えば５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ））ごとに、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、電流ｉ_inv1，ｉ_inv2、および直流バス電圧Ｖdcに基づいてデューティ比ｄ_invを求め、ゲート信号生成部４０は、このデューティ比ｄ_invに応じたゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。このループ制御により、電力変換装置１では、交流出力電圧ｅ_uwが、交流出力電圧ｅ_uwの指令値ｅ_uw*とほぼ同じになるように制御され、交流出力電流ｉ_invが、交流出力電流ｉ_invの指令値ｉ_inv*とほぼ同じになるように制御される。

また、制御部３０は、図６Ａ〜６Ｆに示したように、例えば、周期Ｔｓ（例えば５０μsec.（＝１／２０ｋＨｚ））ごとに、電圧ｅ_uo，ｅ_wo、直流バス電圧Ｖdc、およびコモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいてデューティ比ｄ_oを求め、ゲート信号生成部５２は、このデューティ比ｄ_oに応じたゲート信号Ｓ５，Ｓ６を生成する。このループ制御により、電力変換装置１では、中性点電圧ｅ_oが、中性点（中性線ＯＬ）における電圧バランスを保つように制御される。

以下に、いくつかのシミュレーション結果を用いて、電力変換装置１の動作および作用について説明する。以下のシミュレーションでは、制御部３０Ａ〜３０Ｆのうちの制御部３０Ａ（図６Ａ）の構成を用いた。また、図８に示したように、シミュレーション条件を設定した。

（容量素子２５Ｕ，２５Ｗに流れる電流の推定について）
電力変換装置１では、制御部３０の電流推定部３４が、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、式ＥＱ２を示したように、容量素子２５Ｕに流れる電流（推定電流ｉ_c1）を推定するとともに、容量素子２５Ｗに流れる電流（推定電流ｉ_c2）を推定した。そして、減算部３５が、電流ｉ_inv1および推定電流ｉ_c1に基づいて、式ＥＱ１の第４式に示したように、推定負荷電流ｉ_ld1を求め、減算部３６が、電流ｉ_inv2および推定電流ｉ_c2に基づいて、式ＥＱ１の第５式に示したように、推定負荷電流ｉ_ld2を求めた。そして、制御部３０は、図３，６Ａに示したように、これらの推定負荷電流ｉ_ld1，ｉ_ld2に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の動作を制御するようにした。このように、電力変換装置１では、この推定電流ｉ_c1，ｉ_c2を外乱成分として電流制御ループに加えるようにしたので、電流制御の応答性を向上することができる。

また、電力変換装置１では、容量素子２５Ｕ，２５Ｗに流れる電流を推定することにより、推定負荷電流ｉ_ld1，ｉ_ld2を求めるようにしたので、負荷電流を検出する電流検出部を省くことができるので、装置を小型にすることができる。

また、電力変換装置１では、式ＥＱ２を用いて、推定電流ｉ_c1，ｉ_c2を求めるようにしたので、ノイズを抑えることができる。以下に、シミュレーション結果を用いて説明する。

図９は、推定電流ｉ_c1の波形のシミュレーション結果例を表すものである。式ＥＱ２に示したように、電流推定部３４は、周期的関数であるサイン関数を用いて、推定電流ｉ_c1を求めている。このサイン関数の振幅は、電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsを含んでいる。この実効値Ｅuormsは、式ＥＱ３に示したように、電圧ｅ_uoにより求められる。推定電流ｉ_c2についても同様である。このような周期的な関数を用いて推定電流ｉ_c1，ｉ_c2を求めることにより、電力変換装置１では、以下に説明する参考例Ｒに比べて、推定電流ｉ_c1，ｉ_c2にノイズが生じるおそれを低減することができる。

参考例Ｒに係る電力変換装置１Ｒは、推定電流ｉ_c1，ｉ_c2の求め方が本実施の形態の場合と異なるものである。この参考例Ｒは、特許文献１に記載の技術に対応するものである。電力変換装置１Ｒは、以下の式ＥＱ１０を用いて推定電流ｉ_c1，ｉ_c2を求める。

この式ＥＱ１０は、ラプラス変換の手法により表現された式であり、第１式は、電圧ｅ_uoを微分する演算を含んでおり、第２式は、電圧ｅ_woを微分する演算を含んでいる。よって、電圧ｅ_uo，ｅ_woに歪みやノイズが含まれる場合には、推定電流ｉ_c1，ｉ_c2には、この電圧ｅ_uo，ｅ_woの微分に起因するノイズが生じてしまう。

図１０は、参考例Ｒに係る電力変換装置１Ｒにおける推定電流ｉ_c1のシミュレーション結果例を表すものである。このように、参考例に係る電力変換装置１Ｒでは、推定電流ｉ_c1にノイズが生じてしまう。推定電流ｉ_c2についても同様である。

一方、本実施の形態に係る電力変換装置１では、所定の周期的関数であるサイン関数を用いて、容量素子２５Ｕ，２５Ｗに流れる電流を推定するようにしたので、微分演算を行わないので、図９に示したように、推定電流ｉ_c1，ｉ_c2にノイズが生じるおそれを低減することができる。その結果、電力変換装置１では、例えば、交流出力電圧ｅ_uwや交流出力電流ｉ_invにノイズが生じるおそれを低減することができる。

（負荷状態が急に変化した場合の動作について）
電力変換装置１では、制御部３０が、ゲインファクタＫoを変化させることにより、中性点電圧についてのループ制御において、ループゲインを変化させるようにしたので、例えば、負荷状態が平衡負荷状態から不平衡負荷状態に急に変化した場合でも、制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができる。

まず、Ｕ相負荷とＷ相負荷とが互いにアンバランスである場合（不平衡負荷状態）における、電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsと、電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsとの差ΔＥrmsについて説明する。ここで、実効値Ｅuorms，Ｅwormsの差ΔＥrmsは、以下の式ＥＱ１１に示すように、実効値Ｅuormsと実効値Ｅwormsとの差の絶対値である。

図１１は、ゲインファクタＫoと実効値の差ΔＥrmsとの関係を示すシミュレーション結果例を表すものである。このシミュレーションでは、Ｕ相負荷とＷ相負荷とを互いにアンバランスにしている。電力変換装置１では、制御部３０は、式ＥＱ５に示したように、ゲインファクタＫoを値Ｋminから値Ｋmax（〜Ｋmax＋Ｋmin）までの範囲で変化させることができる。例えば、ゲインファクタＫoを値Ｋmax（この例では２．０）に固定設定した場合には、実効値の差ΔＥrmsは１０Ｖである。また、例えば、ゲインファクタＫoを値Ｋmin（この例では０．１）に固定設定した場合には、実効値の差ΔＥrmsは２６．７Ｖである。また、例えば、ゲインファクタＫoを“０．５×Ｋmax＋Ｋmin”（この例では０．１）に固定設定した場合には、実効値の差ΔＥrmsは１４．４Ｖである。ここで“０．５”は、式ＥＱ５において“Ｘcm／Ｘdm＝０．５”を模擬していることを示している。一方、ゲイン演算部５０が、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいて、式ＥＱ５を用いてゲインファクタＫoを求めるように動作する場合には、実効値の差ΔＥrmsは１０Ｖになる。つまり、この例では、Ｕ相負荷とＷ相負荷とを互いにアンバランスにしているので、式ＥＱ５において“Ｘcm／Ｘdm”が“１”に近づくことにより、ゲインファクタＫoを値Ｋmaxに近い値にすることができ、その結果、実効値の差ΔＥrmsを１０Ｖに抑えることができる。

次に、負荷状態が平衡負荷状態から不平衡負荷状態に急に変化した場合における電力変換装置１の動作について説明する。

図１２は、負荷状態が急に変化した場合における、電力変換装置１のシミュレーション結果を表すものであり、（Ａ）は電圧ｅ_uo，ｅ_woの波形を示し、（Ｂ）は推定負荷電流ｉ_ld1，ｉ_ld2の波形を示し、（Ｃ）は電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsおよび電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsの波形を示す。

この例では、Ｕ相負荷（例えば図１におけるインピーダンスＺ１）およびＷ相負荷（例えば図１におけるインピーダンスＺ２）は、線形負荷である。そして、この例では、タイミングｔ１において、Ｕ相負荷およびＷ相負荷のうちのＷ相負荷が開放状態になることにより、負荷状態が平衡負荷状態から不平衡負荷状態に急に変化する。これにより、このタイミングｔ１以降において、推定負荷電流ｉ_ld2が略“０”（ゼロ）になる（図１２（Ｂ））。これに伴い、Ｗ相の交流電圧に係る電圧ｅ_woの振幅が増大するとともに、Ｕ相の交流電圧に係る電圧ｅ_uoの振幅が減少する（図１２（Ａ））。よって、電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsと電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsとの差ΔＥrmsが大きくなる（図１２（Ｃ））。その後、ゲインファクタＫoが徐々に大きくなることにより、この実効値Ｅuorms，Ｅwormsの差ΔＥrmsは徐々に小さくなっていく（図１２（Ｃ））。

このように、電力変換装置１では、ゲインファクタＫoを変化させることにより、中性点電圧についてのループ制御において、ループゲインを変化させるようにしたので、以下に説明する参考例Ｓの場合と比べて、制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができる。

参考例Ｓに係る電力変換装置１Ｓは、ゲインファクタＫoを値Ｋmaxに固定設定したものである。

図１３は、負荷状態が急に変化した場合における、電力変換装置１Ｓのシミュレーション結果を表すものであり、（Ａ）は電圧ｅ_uo，ｅ_woの波形を示し、（Ｂ）は推定負荷電流ｉ_ld1，ｉ_ld2の波形を示し、（Ｃ）は電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsおよび電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsの波形を示す。

この例では、タイミングｔ２において、Ｕ相負荷およびＷ相負荷のうちのＷ相負荷が開放状態になる。これにより、このタイミングｔ２以降において、推定負荷電流ｉ_ld2が略“０”（ゼロ）になる（図１３（Ｂ））。これに伴い、Ｗ相の交流電圧に係る電圧ｅ_woの振幅が増大するとともに、Ｕ相の交流電圧に係る電圧ｅ_uoの振幅が減少する（図１３（Ａ））。電力変換装置１Ｓでは、このタイミングｔ２において発振が生じ、電圧ｅ_uo，ｅ_woおよび推定負荷電流ｉ_ld1の波形が乱れている（図１３（Ａ），（Ｂ））。このように、電力変換装置１Ｓでは、ゲインファクタＫoを値Ｋmaxに固定設定したので、ループゲインが高いので、制御動作の安定性が低下してしまうおそれがある。また、制御動作の安定性を高めるべく、ゲインファクタＫoを低い値に設定した場合には、実効値Ｅuorms，Ｅwormsの差ΔＥrmsが大きくなってしまう。この場合には、負荷状態が平衡負荷状態である場合と、不平衡負荷状態である場合とで、実効値Ｅuorms，Ｅwormsの差ΔＥrmsが大きく変化するので、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）が大きく変動してしまうおそれがある。

一方、本実施の形態に係る電力変換装置１では、ゲインファクタＫoを変化させることにより、中性点電圧についてのループ制御において、ループゲインを変化させるようにした。これにより、例えば、Ｕ相負荷とＷ相負荷とが互いにバランスしている場合（平衡負荷状態）では、ゲインファクタＫoを小さくすることにより、ループゲインを低くすることができる。これにより、電力変換装置１では、制御動作の安定性を高めることができる。また、電力変換装置１では、Ｕ相負荷とＷ相負荷とが互いにアンバランスである場合（不平衡負荷状態）では、ゲインファクタＫoを大きくすることにより、ループゲインを高くすることができる。これにより、電力変換装置１では、実効値の差ΔＥrmsを小さくすることができる。その結果、電力変換装置１では、負荷状態が急に変化した場合でも、制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができる。

また、電力変換装置１では、制御部３０は、検出値に基づいてコモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを求め、これらのコモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいてゲインファクタＫoを求めるようにした。具体的には、例えば制御部３０Ａ（図６Ａ）は、絶対値演算部６１〜６４およびローパスフィルタ７１〜７４が、出力電圧のコモンモード成分であるコモンモード電圧Ｅcm、推定負荷電流のコモンモード成分であるコモンモード負荷電流Ｉldcm、出力電圧の差分モード成分である差分モード電圧Ｅdm、および推定負荷電流の差分モード成分である差分モード負荷電流Ｉlddmを求め、パラメータ演算部４３が、これらのコモンモード電圧Ｅcm、コモンモード負荷電流Ｉldcm、差分モード電圧Ｅdm、および差分モード負荷電流Ｉlddmに基づいてコモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを求め、ゲイン演算部５０が、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいて、ゲインファクタＫoを求めるようにした。このように、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを用いることにより、電力変換装置１では、例えば負荷状態が平衡負荷状態であるかどうかについての情報を得ることができ、例えば負荷状態が平衡負荷状態である場合にはゲインファクタＫoを低くし、負荷状態が不平衡負荷状態である場合にはゲインファクタＫoを高くすることができる。このように、電力変換装置１では、負荷状態に応じてゲインファクタＫoを求めることができるので、例えば、負荷状態が平衡負荷状態から不平衡負荷状態に急に変化した場合でも、制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができる。

図１２の例では、Ｕ相負荷およびＷ相負荷を線形負荷にした。次に、Ｕ相負荷およびＷ相負荷を半波整流負荷にした場合の動作について説明する。

図１４は、半波整流負荷に電力を供給する場合における、電力変換装置１のシミュレーション結果を表すものであり、（Ａ）は電圧ｅ_uo，ｅ_woの波形を示し、（Ｂ）は推定負荷電流ｉ_ld1，ｉ_ld2の波形を示し、（Ｃ）は電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsおよび電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsの波形を示し、（Ｄ）はゲインファクタＫoを示す。この例では、Ｕ相負荷およびＷ相負荷を半波整流負荷にしているので、電流は一方向にのみ流れるので、推定負荷電流ｉ_ld1，ｉ_ld2の波形は、半波波形である（図１４（Ｂ））。

この例では、タイミングｔ３において、Ｕ相負荷およびＷ相負荷のうちのＷ相負荷が開放状態になる。これにより、このタイミングｔ３以降において、推定負荷電流ｉ_ld2が略“０”（ゼロ）になる（図１４（Ｂ））。これに伴い、Ｗ相の交流電圧に係る電圧ｅ_woの振幅が増大するとともに、Ｕ相の交流電圧に係る電圧ｅ_uoの振幅が減少し、電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsと電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsとの差ΔＥrmsが大きくなる（図１４（Ａ），（Ｃ））。その後、ゲインファクタＫoが徐々に大きくなることにより、この実効値Ｅuorms，Ｅwormsの差ΔＥrmsは徐々に小さくなっていく（図１４（Ｃ），（Ｄ））。

その後、タイミングｔ４において、Ｗ相負荷が接続状態になる。これにより、このタイミングｔ４以降において、推定負荷電流ｉ_ld2の波形が半波波形に戻る（図１４（Ｂ））。これに伴い、電圧ｅ_uoの実効値Ｅuormsと電圧ｅ_woの実効値Ｅwormsとの差ΔＥrmsが小さくなる（図１４（Ａ），（Ｃ））。その後、ゲインファクタＫoが徐々に小さくなっていく（図１４（Ｄ））。

この例では、負荷を半波整流負荷にしたが、これに限定されるものではなく、例えば、非線形負荷（整流負荷）であっても同様に動作することができる。

電力変換装置１では、例えば制御部３０Ａ（図６Ａ）の絶対値演算部６１〜６４およびローパスフィルタ７１〜７４が、コモンモード電圧Ｅcm、コモンモード負荷電流Ｉldcm、差分モード電圧Ｅdm、および差分モード負荷電流Ｉlddmを求め、パラメータ演算部４３が、これらのコモンモード電圧Ｅcm、コモンモード負荷電流Ｉldcm、差分モード電圧Ｅdm、および差分モード負荷電流Ｉlddmに基づいてコモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを求めるようにした。これにより、電力変換装置１では、例えば、電流が負である部分について、その絶対値に基づいて演算を行うことができるので、線形負荷、半波整流負荷、非線形負荷（整流負荷）のような様々な種類の負荷が接続された場合でも、コモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmを求めることができ、このコモンモードパラメータＸcmおよび差分モードパラメータＸdmに基づいて、負荷状態に応じたゲインファクタＫoを求めることができる。その結果、電力変換装置１では、例えば、負荷状態が平衡負荷状態から不平衡負荷状態に急に変化した場合でも、制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧（電圧ｅ_uo，ｅ_wo）の変動を抑制することができる。

また、電力変換装置１では、ノードＮ１から端子Ｔ２１，Ｔ３１への経路に、ＡＣリアクトル２４Ｕを設けるとともに、ノードＮ２から端子Ｔ２２，Ｔ３２への経路に、ＡＣリアクトル２４Ｗを設け、一方、スイッチング素子ＳＷ５のエミッタおよびスイッチング素子ＳＷ６のコレクタの接続点（ノードＮ３）から端子Ｔ３３への経路にＡＣリアクトルを設けないようにした。すなわち、スイッチング素子ＳＷ５のエミッタおよびスイッチング素子ＳＷ６のコレクタの接続点（ノードＮ３）と、端子Ｔ３３とを、ＡＣリアクトルを介さずに直接的に接続するようにした。これにより、電力変換装置１では、ＡＣリアクトルを省くことができるので、装置を小型にすることができる。

［効果］
以上のように本実施の形態では、中性点電圧についてのループ制御において、ループゲインを変化させるようにしたので、負荷状態が急に変化した場合でも、制御動作の安定性を高めつつ、交流出力電圧の変動を抑制することができる。

本実施の形態では、周期的関数であるサイン関数を用いて、容量素子に流れる電流を推定したので、微分演算を行わないので、ノイズが生じるおそれを低減することができる。

本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ５のエミッタおよびスイッチング素子ＳＷ６のコレクタの接続点から端子Ｔ３３への経路にＡＣリアクトルを設けないようにしたので、装置を小型にすることができる。

[変形例１]
上記実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ５のエミッタおよびスイッチング素子ＳＷ６のコレクタの接続点（ノードＮ３）から端子Ｔ３３への経路にＡＣリアクトルを設けないようにしたが、これに限定されるものではない。これに代えて、ノードＮ１から端子Ｔ２１，Ｔ３１への経路や、ノードＮ２から端子Ｔ２２，Ｔ３２への経路と同様に、スイッチング素子ＳＷ５のエミッタおよびスイッチング素子ＳＷ６のコレクタの接続点（ノードＮ３）から端子Ｔ３３への経路にもＡＣリアクトルを設けてもよい。この場合、ノードＮ３および端子Ｔ３３は、このＡＣリアクトルを介して間接的に接続される。

[変形例２]
上記実施の形態では、図１に示したように、電圧ｅ_uo，ｅ_woを検出する電圧検出部２６Ｕ，２６Ｗを設けたが、これに限定されるものではなく、例えば、さらに交流出力電圧ｅ_uwを直接検出する電圧検出部を設けてもよい。以下に、本変形例に係る電力変換装置１Ｇについて詳細に説明する。

図１５は、電力変換装置１Ｇの一構成例を表すものである。電力変換装置１Ｇは、ＤＣ／ＡＣインバータ２０Ｇを備えている。ＤＣ／ＡＣインバータ２０Ｇは、電圧検出部２６Ｇと、制御部３０Ｇとを有している。電圧検出部２６Ｇは、交流出力電圧ｅ_uwを検出するものである。電圧検出部２６Ｇの一端はＵ相電圧線ＵＬに接続され、他端はＷ相電圧線ＷＬに接続されている。電圧検出部２６Ｇは、Ｗ相電圧線ＷＬにおける電圧からみたＵ相電圧線ＵＬにおける電圧を電圧ｅ_uwとして検出する。そして、電圧検出部２６Ｇは、検出した電圧ｅ_uwについての情報を制御部３０Ｇに供給するようになっている。制御部３０Ｇは、電圧検出部２１から供給された直流バス電圧Ｖdcについての情報、電流検出部２３Ｕ，２３Ｗから供給された電流ｉ_inv1，ｉ_inv2についての情報、電圧検出部２６Ｕから供給された電圧ｅ_uoについての情報、電圧検出部２６Ｗから供給された電圧ｅ_woについての情報、電圧検出部２６Ｇから供給された電圧ｅ_uwについての情報、および電圧検出部１９から供給された系統電圧ｅ_gridについての情報に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に供給するゲート信号Ｓ１〜Ｓ６を生成するものである。

図１６は、制御部３０Ｇにおける、電圧振幅一定制御に係る回路の一構成例を表すものである。制御部３０Ｇは、上記実施の形態に係る制御部３０（図３）から減算部３１を削除したものである。電圧制御部３８には、電圧検出部２６Ｇにより検出された交流出力電圧ｅ_uwが供給されるようになっている。すなわち、上記実施の形態に係る電力変換装置１では、電圧ｅ_uo，ｅ_woに基づいて、式ＥＱ１の第１式を用いることにより、交流出力電圧ｅ_uwを求めたが、本変形例に係る電力変換装置１Ｇでは、交流出力電圧ｅ_uwを、電圧検出部２６Ｇにより直接検出している。

以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等には限定されず、種々の変形が可能である。

例えば、上記の実施の形態では、本技術を、系統連系運転モードＭ１および自立運転モードＭ２を含む２つの運転モードで動作可能な電力変換装置１に適用したが、これに限定されるものではない。これに代えて、系統連系運転を行う機能を有さずに、単相３線を用いて負荷装置に電力を供給する電力変換装置に適用してもよい。

また、例えば、図８に示したシミュレーション条件に記載の各パラメータの設定値は、一例であり、適宜変更してもよい。

１，１Ｇ…電力変換装置、１０…双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、１９…電圧検出部、２０，２０Ｇ…ＤＣ／ＡＣインバータ、２１…電圧検出部、２２…容量素子、２３Ｕ，２３Ｗ…電流検出部、２４Ｕ，２４Ｗ…ＡＣリアクトル、２５Ｕ，２５Ｗ…容量素子、２６Ｇ，２６Ｕ，２６Ｗ…電圧検出部、２９Ｕ，２９Ｗ…ローパスフィルタ、３０，３０Ａ〜３０Ｇ…制御部、３１，３３，３５〜３７，３８Ａ，３９Ａ…減算部、３２…指令値生成部、３４…電流推定部、３８…電圧制御部、３９…電流制御部、４０…ゲート信号生成部、４１，４２，４５…加算部、５０…ゲイン演算部、５１…バランス制御部、５２…ゲート信号生成部、６１〜６６…絶対値演算部、７１〜７６…ローパスフィルタ、８１〜８４…実効値演算部、ＢＴ…バッテリ、Ｃdc，Ｃinv…キャパシタンス、ＣＲ…キャリア信号、ｄ_inv…デューティ比、Ｅcm…コモンモード電圧、Ｅdm…差分モード電圧、ｅ_grid…系統電圧、ｅ_o…中性点電圧、ｅ_uo，ｅ_wo…電圧、Ｅuorms，Ｅworms…実効値、ｅ_uw…交流出力電圧、ｅ_uw*…指令値、ｆsd…自立運転周波数、ＧＲＩＤ…商用電源、ＨＬ…高電圧線、Ｉcm，Ｉldcm…コモンモード電流、Ｉdm，Ｉlddm…差分モード電流、ｉ_c1,ｉ_c2…推定電流、ｉ_inv1,ｉ_inv2…電流、ｉ_inv…交流出力電流、ｉ_inv*…指令値，ｉ_ld1，ｉ_ld2…推定負荷電流、Ｋmax，Ｋmin…値、Ｋo…ゲインファクタ、Ｌgrid，Ｌinv…インダクタンス、ＬＬ…低電圧線、ＬＯＡＤ…負荷装置、Ｍ１…系統連系運転モード、Ｍ２…自立運転モード、ＯＬ…中性線、Ｒc，Ｒinv…内部抵抗値、Ｒgrid…抵抗値、Ｓｇ，Ｓｓ…スイッチ制御信号、Ｓgridu，Ｓgridw，Ｓstdu，Ｓstdw…スイッチ、ＳＷ１〜ＳＷ６…スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ６…ゲート信号、Ｔｓ，Ｔsd…周期、Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ３１〜Ｔ３３…端子、ＵＬ…Ｕ相電圧線、Ｖbt…バッテリ電圧、Ｖdc…直流バス電圧、ＷＬ…Ｗ相電圧線、Ｘcm…コモンモードパラメータ、Ｘdm…差分モードパラメータＸdm、Ｚｇ，Ｚ１，Ｚ２…インピーダンス、ΔＥrms…差、ΔＶ…電圧差、θsd…位相角度。

Claims (11)

1. 第１の電圧線を第１のノードに接続可能な第１のスイッチング素子と、
   第２の電圧線を前記第１のノードに接続可能な第２のスイッチング素子と、
   前記第１の電圧線を第２のノードに接続可能な第３のスイッチング素子と、
   前記第２の電圧線を前記第２のノードに接続可能な第４のスイッチング素子と、
   前記第１の電圧線を第３のノードに接続可能な第５のスイッチング素子と、
   前記第２の電圧線を前記第３のノードに接続可能な第６のスイッチング素子と、
   第１の出力端子、第２の出力端子、および前記第３のノードと直接的または間接的に接続された第３の出力端子と、
   前記第１のノードと前記第１の出力端子との間の第１の経路に設けられ、前記第１のノードと前記第３のノードとの間の電圧に含まれる高周波数成分を除去可能な第１のローパスフィルタと、
   前記第２のノードと前記第２の出力端子との間の第２の経路に設けられ、前記第２のノードと前記第３のノードとの間の電圧に含まれる高周波数成分を除去可能な第２のローパスフィルタと、
   前記第１のローパスフィルタから出力される第１の電圧および前記第２のローパスフィルタから出力される第２の電圧に基づいて前記第５のスイッチング素子および前記第６のスイッチング素子の動作を制御するループ制御を行うことが可能であり、前記ループ制御におけるループゲインを変更可能な制御部と
   を備えた電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記第１の経路における第１の信号および前記第２の経路における第２の信号の信号和に基づいてコモンモードパラメータを算出するとともに、前記第１の信号および前記第２の信号の信号差に基づいて差分モードパラメータを算出することが可能であり、前記コモンモードパラメータおよび前記差分モードパラメータに基づいて前記ループゲインを変更可能である
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記コモンモードパラメータおよび前記差分モードパラメータの比に基づいて前記ループゲインを変更可能である
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記コモンモードパラメータおよび前記差分モードパラメータに基づいて、前記ループゲインを構成するゲインファクタを、第１のゲイン値および第２のゲイン値の間の値に設定可能である
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、次の式を用いて、前記ループゲインを構成するゲインファクタを算出可能である
   請求項３または請求項４に記載の電力変換装置。
   

   

   ここで、Ｋoは前記ゲインファクタであり、Ｘcmは前記コモンモードパラメータであり、Ｘdmは前記差分モードパラメータであり、Ｋmax，Ｋminは所定の値である。
6. 前記第１の信号は、前記第１の電圧を含み、
   前記第２の信号は、前記第２の電圧を含む
   請求項２から請求項５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記第１の信号は、前記第１のノードから前記第１のローパスフィルタに流れる第１の電流を含み、
   前記第２の信号は、前記第２のノードから前記第２のローパスフィルタに流れる第２の電流を含む
   請求項２から請求項６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記第１のノードから前記第１のローパスフィルタに流れる第１の電流に基づいて、前記第１の出力端子に流れる第１の負荷電流を算出することと、前記第２のノードから前記第２のローパスフィルタに流れる第２の電流に基づいて、前記第２の出力端子に流れる第２の負荷電流を算出することが可能であり、
   前記第１の信号は、前記第１の負荷電流を含み、
   前記第２の信号は、前記第２の負荷電流を含む
   請求項２から請求項６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記第３の出力端子は、第３の経路を介して前記第３のノードと直接的または間接的に接続され、
   前記第１のローパスフィルタは、前記第１の経路と前記第３の経路との間に挿入された第１の容量素子を有し、
   前記第２のローパスフィルタは、前記第２の経路と前記第３の経路との間に挿入された第２の容量素子を有し、
   前記制御部は、所定の周期的関数を用いて前記第１の容量素子に流れる電流を推定することにより前記第１の負荷電流を算出することと、所定の周期的関数を用いて前記第２の容量素子に流れる電流を推定することにより前記第２の負荷電流を算出することが可能である
   請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記制御部は、前記第１の電圧の実効値に基づいて、前記第１の容量素子に流れる電流の振幅を推定することと、前記第２の電圧の実効値に基づいて、前記第２の容量素子に流れる電流の振幅を推定することが可能である
    請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記制御部は、次の式を用いて、前記第１の容量素子に流れる電流および前記第２の容量素子に流れる電流を推定可能である
    請求項９または請求項１０に記載の電力変換装置。
    

    

    ここで、ｉ_c1は前記第１の容量素子に流れる電流であり、ｉ_c2は前記第２の容量素子に流れる電流であり、Ｅuormsは前記第１の電圧の実効値であり、Ｅwormsは前記第２の電圧の実効値であり、ｆsdは、前記第１の電圧および前記第２の電圧の周波数であり、Ｃinvは前記第１の容量素子および前記第２の容量素子の容量値であり、θsdは前記第１の電圧および前記第２の電圧の電圧差が示す交流出力電圧についての電圧指令値の位相角度である。

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