JP6839554B2 - 高周波回路基板 - Google Patents

Description

本発明は、高周波回路基板に関するものである。

基地局向け高周波回路基板や、マイクロ波加熱装置等の増幅器モジュールを設計する場合、電源側へ流入する高周波信号を十分に減衰させる必要がある。電源側へ流入する高周波信号を十分減衰できない場合、帰還した高周波信号の影響により、利得が不安定になり、最悪の場合、発振に至る等の問題が発生する。

一般的には、特許文献１に示すように、高周波回路から、バイアス給電線路側のλ／４の位置に、増幅すべき周波数に近い自己共振周波数を有するコンデンサを設置することにより、高周波回路から見たバイアス給電線路側のインピーダンスを高くして、電源側へ流入する高周波信号を減衰させることが行われる。

しかし、数十ＭＨｚ以上の帯域幅を持った変調波信号を扱う場合、線形性の観点から、帯域幅の周波数に対し、バイアス給電線路の寄生インダクタンス成分を極力低く設計する必要があるため、バイアス給電線路は、線路幅が太く、短く、低インピ―ダンスになるように設計される。また、大電流が流れる場合、電流容量の観点からもバイアス給電線路は線路幅が太く設計される。

このような、太いバイアス給電線路に対し、特許文献１の方法で高周波信号を減衰させようとすると、４０〜５０ｄＢ程度しか高周波信号が減衰しないため、例えば、５０〜６０ｄＢ以上の高い増幅率を有する増幅器モジュールでは、電源側へ流入する高周波信号を十分減衰できず、前述したような問題が発生する。

また、数〜数十Ａの電流が流れるバイアス給電線路では、高周波特性の優れたインダクタを使用することが、性能・コスト的に困難であり、このような場合、特に、数ＧＨｚを超える高周波信号において、電源側へ流入する高周波信号を、十分に減衰させることが困難となる。

そこで、特許文献２に示すように、コンデンサだけではなく、適切な配置でスタブを併用することにより、電源側に流入する高周波信号を減衰させる技術がある。

特開２００６−０１３８５７号公報 特開平０９−２３８００１号公報

しかしながら、特許文献２で開示されている技術では、バイアス給電線路上にスタブを形成、または、スタブを接続することを想定しているため、例えば、比誘電率３．５の基板において、２ＧＨｚでは、λ／４が約２０ｍｍ近くあり、スタブが回路面積を大幅に圧迫し、モジュールの小型化が困難であるという課題がある。

また、回路面積を圧迫せずにスタブを形成しようとした場合、バイアス給電線路の幅を細くする必要があるため、電流容量が確保できず、特許文献２の発明を実施できないという課題がある。

本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、電流容量を確保しつつ、小型化が可能な高周波回路基板を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明は、高周波信号を伝搬する回路パターンと、バイアス給電線路の回路パターンとを少なくとも有する高周波回路基板において、前記バイアス給電線路を有する第１導体層と、前記第１導体層と誘電体層を挟んで配置されるとともに、前記第１導体層と直流的に遮断された第２導体層と、を少なくとも有し、前記第２導体層には、前記バイアス給電線路と電磁結合して前記高周波信号に対応する所定の周波数で共振するスロットが形成されている、ことを特徴とする。
このような構成によれば、電流容量を確保しつつ、小型化が可能な高周波回路基板を提供することができる。

また、本発明は、前記所定の周波数の波長をλとする場合に、前記高周波信号を伝搬する前記回路パターンから、前記バイアス給電線路側にλ／４離れた位置に定在波の節が生じるように前記スロットが配置されていることを特徴とする。
このような構成によれば、回路パターンから見たバイアス給電線路のインピーダンスを高くすることで、電源側に流入する高周波信号を減衰することができる。

また、本発明は、前記所定の周波数の波長をλとする場合に、前記高周波信号を伝搬する前記回路パターンから、前記バイアス給電線路側にλ／４離れた位置に接続されたコンデンサから、電源側にλ／４〜５λ／１２離れた位置に定在波の節が生じるように前記スロットが配置されていることを特徴とする。
このような構成によれば、コンデンサとスロットとを用いて、電源側に流入する高周波信号をより確実に減衰することができる。

また、本発明は、前記スロットが前記バイアス給電線路に沿って複数配置されていることを特徴とする。
このような構成によれば、複数のスロットによって電源側に流入する高周波信号をより確実に減衰することができる。

また、本発明は、前記所定の周波数の波長をλとする場合に、前記高周波信号を伝搬する前記回路パターンから、前記バイアス給電線路側にλ／４の奇数倍離離れた位置に定在波の節が生じるように複数の前記スロットがそれぞれ配置されていることを特徴とする。
このような構成によれば、回路パターンから見たバイアス給電線路のインピーダンスを高くすることで、電源側に流入する高周波信号をより確実に減衰することができる。

また、本発明は、複数の前記スロットは、異なる共振周波数を有することを特徴とする。
このような構成によれば、減衰する高周波信号の帯域幅を広帯域化することができる。

本発明は、前記スロットは、前記第２導体層において前記バイアス給電線路に沿って設けられた第１空隙部および第２空隙部と、前記第２導体層において前記第１空隙部および前記第２空隙部を接続する第３空隙部と、を有することを特徴とする。
このような構成によれば、簡単な構成によってスタブを構成することができる。

また、本発明は、前記第３空隙部は、前記バイアス給電線路に沿う方向において、前記第１空隙部および前記第２空隙部の端部に形成されていることを特徴とする。
このような構成によれば、簡単な構成によってスタブを構成することができる。

また、本発明は、前記第１空隙部、前記第２空隙部、および、前記第３空隙部は、互いの端部を接続したスタブを形成し、前記バイアス給電線路は、前記スタブの少なくとも一部を覆設することを特徴とする。
このような構成によれば、簡単な構成によってスタブを構成することができる。

また、本発明は、前記バイアス給電線路に直交する方向において、前記スタブの幅は、前記バイアス給電線路の幅と略一致することを特徴とする。
このような構成によれば、高周波信号をより一層減衰させることができる。

本発明によれば、電流容量を確保しつつ、小型化が可能な高周波回路基板を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る高周波回路基板の構成例を示す模式図である。 本発明の第１実施形態に係る高周波回路基板の詳細な構成例を示す図である。 図２に示す第１実施形態の電界分布を示す図である。 図２に示す第１実施形態の周波数特性を示す図である。 図２に示す共振回路の回路パターンへの適用例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る高周波回路基板の構成例を示す図である。 図６に示すスロットにおける定在波の様子を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る高周波回路基板の構成例を示す図である。 図８に示す第３実施形態の動作を説明するための図である。 本発明の第４実施形態に係る高周波回路基板の構成例を示す図である。 図１０に示す第４実施形態の動作を説明するための図である。 図１０に示す第４実施形態の動作を説明するための図である。 本発明の第５実施形態に係る高周波回路基板の構成例を示す図である。 図１３に示す第５実施形態の動作を説明するための図である。 本発明の変形実施形態を説明するための図である。 本発明の変形実施形態を説明するための図である。 図１６の特性を説明するための図である。

次に、本発明の実施形態について説明する。

（Ａ）本発明の第１実施形態の説明
図１は、本発明の第１実施形態に係る高周波回路基板の構成例を示す模式図である。図１に示すように第１実施形態に係る高周波回路基板１は、ＧＮＤ層２０、誘電体層３０、および、バイアス給電線路４０を有し、筐体１０の上に配置されている。

ここで、筐体１０は、例えば、金属部材によって構成され、上面（図１のＺ軸方向上側の面）の中央部にはザグリ部１１がＸ軸に沿って形成され、Ｙ−Ｚ断面が凹形状を有している。なお、ザグリ部１１の幅はＷ１とされ、深さはＤ１とされている。

ＧＮＤ層２０は、例えば、銅箔等によって構成され、ＧＮＤ層２０の中央部には、Ｕ字形状を有するスロット２１がＸ軸に沿って形成されている。このスロット２１によって、矩形形状を有するスタブ２２が形成される。なお、スロット２１のＹ軸方向の幅はＷ２とされ、スタブ２２のＹ軸方向の幅はＷ３とされている。スロット２１およびスタブ２２は、ザグリ部１１の直上に位置するように形成されている。また、ザグリ部１１のＹ軸方向の幅Ｗ１は、スロット２１の幅Ｗ２よりも広くなるように（Ｗ１＞Ｗ２となるように）形成されている。また、スロット２１はザグリ部１１の略中央に位置するように配置される。なお、本実施形態においては、ＧＮＤ層２０の中央部をＵ字形状に切り欠き、空隙部２１ａ、２１ｂ、２１ｃを設けることでスロット２１を形成しているが、この他の構成を用いてスロットを形成する様にしてもよい。

誘電体層３０は、ＧＮＤ層２０とバイアス給電線路４０とを電気的に絶縁するようにこれらの間に配置されている。

バイアス給電線路４０は、銅箔等によって構成され、バイアス用の直流電圧が印加される。バイアス給電線路４０は、Ｙ軸方向の幅がＷ４であり、幅Ｗ４はスタブ２２の幅Ｗ３と略等しくなるように設定される。なお、Ｗ４＞Ｗ３であったり、Ｗ４＜Ｗ３であったりしてもよい。なお、バイアス給電線路４０およびスタブ２２によって共振回路５０が形成される。後述するように、Ｗ４＝Ｗ３である場合に、最も効率良く高周波信号を減衰することができる。

図２は、本発明の第１実施形態に係る高周波回路基板１の実際の構成例を示す図である。図２に示すように、高周波回路基板１のＧＮＤ層２０は、例えば、厚さが３５μｍの銅箔によって構成される。誘電体層３０は、例えば、厚さが０．７６２ｍｍで、比誘電率３．６の誘電体によって構成される。バイアス給電線路４０は、例えば、厚さが３５μｍの銅箔によって構成される。スロット２１で囲まれているスタブ２２の長さは２．３ＧＨｚのλ／４に対応する約１８〜２０ｍｍに設定されている。また、前述したように、バイアス給電線路４０と、ＧＮＤ層２０とは電気的には導通していない。なお、以上に例示した寸法は、一例であって、例示した以外の寸法でもよいことはいうまでもない。

図３（Ａ）は、図２に示す実施形態のバイアス給電線路４０に対して１０ＭＨｚの高周波電圧を印加した場合における電界分布を示し、図３（Ｂ）は、図２に示す実施形態に２ＧＨｚの高周波電圧を印加した場合における電界分布を示している。図３（Ａ）に示すように、１０ＭＨｚでは一様な電界分布であるが、２．３ＧＨｚではスロット２１に電界が集中しており、共振が起きている様子が確認できる。

図４は、図２に示す実施形態の周波数特性を示している。この図４に示すように、図２に示す実施形態は、共振周波数である２．３ＧＨｚにおいて約１６ｄＢの減衰特性を有している。

図５は、図２に示す共振回路５０の適用例を示している。図５に示すように、共振回路５０は、回路パターン６０が有する増幅器６１の出力側の回路パターンに対してバイアス用の直流電圧を供給するバイアス給電線路７０と直流電源の間に配置される。なお、増幅器６１は、例えば、２．３ＧＨｚを中心周波数とし、帯域幅が、例えば、６０〜１２０ＭＨｚの信号を増幅して出力する。前述したように、共振回路５０は、２．３ＧＨｚが共振周波数になるように設定されていることから、増幅器６１が増幅する２．３ＧＨｚを中心周波数とする信号を減衰し、電源側に漏洩することを抑制する。

なお、図５の例では示していないが、バイアス給電線路７０とＧＮＤ層２０との間にショート用のコンデンサを接続することで、２．３ＧＨｚの信号に対して、例えば、４０ｄＢ程度の減衰量をコンデンサにより得ることができる。このため、図５に示す共振回路５０とショート用コンデンサとにより、５６ｄＢ程度の減衰量を得ることができることから、例えば、増幅器６１のゲインが５０ｄＢであっても、電源側に漏洩する２．３ＧＨｚの高周波信号を十分に減衰させる。これにより、利得特性が不安定になったり、発振したりすることを防止できる。

以上に説明したように、本発明の第１実施形態によれば、バイアス給電線路４０と電気的（正確には直流的）に導通していないＧＮＤ層２０に対して、バイアス給電線路４０と電磁結合して特定の周波数で共振する共振回路５０を形成することにより、バイアス給電線路４０の電流容量を確保したまま、回路面積を拡大せずに、電源側に流入する高周波信号をすることが減衰できる。これにより、利得特性が不安定になったり、発振したりすることを防止できる。

（Ｂ）本発明の第２実施形態の説明
図６は、本発明の第２実施形態の構成例を示す図である。なお、図６において、図５と対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図６では、図５と比較すると、増幅器６１の給電点Ｐからλ／４波長離れた位置に、定在波の節がくるように共振回路５０が配置されている。

図７は、共振回路５０のそれぞれの部分の電圧振幅を示す図である。この図７に示すように、共振周波数の高周波信号（例えば、２．３ＧＨｚの信号）を共振回路５０に供給された場合、図中黒丸で示す節の電圧振幅が０となり、スタブ２２の先端部分が最大振幅となる定在波が発生する。このような定在波が発生すると、図中黒丸で示す節については共振周波数においてＧＮＤ層２０と短絡（ショート）に近い状態となる。

第２実施形態では、増幅器６１の給電点Ｐからλ／４の位置に共振回路の節が生じるように共振回路５０を配置することで、節に該当する部分をＧＮＤ層２０と短絡状態にし、高周波回路から見たバイアス給電線路４０のインピーダンスを高くすることができるので、電源側へ流入する高周波信号を減衰することができる。また、第２実施形態では、十分な減衰量を確保できることから、ショート用のコンデンサを削減できるため、小型化および低コスト化に貢献できる。

以上に説明したように、本発明の第２実施形態では、増幅器６１の給電点Ｐからλ／４の位置に共振回路５０の共振時における節がくるように配置したので、利得特性が不安定になったり、発振したりすることを防止できるだけでなく、ショート用のコンデンサを削減することができる。これにより、一層の小型化および低コスト化に貢献できる。

（Ｃ）本発明の第３実施形態の説明
図８は、本発明の第３実施形態の構成例を示す図である。なお、図８において、図６と対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図８では図６と比較すると、給電点Ｐからλ／４離れたバイアス給電線路７０に対してコンデンサ６３が接続されている。また、コンデンサ６３の接続点からλ／４〜５λ／１２の位置に共振回路５０が接続されている。これら以外の構成は、図６と同様である。

図９は、図８に示す第３実施形態の周波数特性を示している。この図９において、太い実線で示す直線は、コンデンサ６３のみを付加し、共振回路５０を付加しない場合の周波数特性を示している。この直線に示すように、コンデンサ６３のみを付加した場合には、２．１〜２．５ＧＨｚの帯域においては、略−４０ｄＢ程度の略フラットな減衰特性を有している。また、間隔が狭い太い破線で示す曲線は、コンデンサ６３の接続点から２λ／１２（＝λ／６）の位置に定在波の節がくるように共振回路５０を接続した場合の周波数特性を示している。間隔が広い太い破線で示す曲線は、コンデンサ６３の接続点から３λ／１２（＝λ／４）の位置に定在波の節がくるように共振回路５０を接続した場合の周波数特性を示している。太い一点鎖線で示す曲線は、コンデンサ６３の接続点から４λ／１２（＝λ／３）の位置に定在波の節がくるように共振回路５０を接続した場合の周波数特性を示している。太い二点鎖線で示す曲線は、コンデンサ６３の接続点から５λ／１２の位置に定在波の節がくるように共振回路５０を接続した場合の周波数特性を示している。細い実線で示す曲線は、コンデンサ６３の接続点から６λ／１２（＝λ／２）の位置に定在波の節がくるように共振回路５０を接続した場合の周波数特性を示している。間隔が狭い細い破線で示す曲線は、コンデンサ６３の接続点から７λ／１２の位置に定在波の節がくるように共振回路５０を接続した場合の周波数特性を示している。間隔が広い細い破線で示す曲線は、コンデンサ６３の接続点から８λ／１２の位置に定在波の節がくるように共振回路５０を接続した場合の周波数特性を示している。

図９に示すグラフの比較から、λ／６と２λ／３の位置で、急激に減衰量が劣化していることが分かる。また、λ／４〜５λ／１２の間で、十分な減衰量を確保できていることが分かる。以上から、コンデンサ６３から電源側にλ／４〜５λ／１２の位置に、定在波の節がくるように共振回路５０を設置することにより、より大きな効果を得ることができる。

以上に説明したように、本発明の第３実施形態では、増幅器６１の給電点Ｐからλ／４の位置にコンデンサ６３を接続するとともに、コンデンサ６３の接続点からλ／４〜５λ／１２の位置に、定在波の節がくるように共振回路５０を設置するようにしたので、利得特性が不安定になったり、発振したりすることを防止できるだけでなく、効率良く高周波信号を減衰することができる。

（Ｄ）本発明の第４実施形態の説明
図１０は、本発明の第４実施形態の構成例を示す図である。第４実施形態では、複数の共振回路５０を直列接続して使用する。より詳細には、第４実施形態では、複数のスロット２１をバイアス給電線路７０に沿って設ける。なお、直列接続する際には、隣接する共振回路５０の節同士の距離が、（２ｎ＋１）λ／４（ｎ＝０，１，２，・・・）となるように設定される。

図１１は、直列接続する共振回路５０の個数による周波数特性の変化を示す図である。この図１１において、実線は共振回路５０を１個用いた場合の周波数特性を示し、間隔が短い破線は共振回路５０を２個直列接続した場合の周波数特性を示し、間隔が長い破線は共振回路５０を３個直列接続した場合の周波数特性を示している。図１１に示すように、直列接続する共振回路５０の個数が多いほど、減衰量が大きくなる。

図１２は、２個の共振回路５０を直列接続した場合において、接続する間隔（節間の間隔）による周波数特性の変化を示す図である。図１２の実線は２個の共振回路５０の節間の間隔をλ／４に設定した場合の周波数特性を示し、間隔が短い破線は２個の共振回路５０の節間の間隔をλ／２に設定した場合の周波数特性を示し、間隔が長い破線は２個の共振回路５０の節間の間隔を３λ／４に設定した場合の周波数特性を示し、一点鎖線は２個の共振回路５０の節間の間隔をλに設定した場合の周波数特性を示している。図１２に示すように、共振回路５０に生じる定在波の節の間隔がλ／４の奇数倍で設置されている場合により大きい減衰量を得ることができる。

以上に説明したように、本発明の第４実施形態では、複数個（２個以上）の共振回路５０を直列接続するとともに、隣接する共振回路５０の節間の間隔がλ／４の奇数倍になるように設定するようにしたので、利得特性が不安定になったり、発振したりすることを防止できるだけでなく、複数個の共振回路５０を直列接続した場合に、効率良く高周波信号を減衰することができる。なお、複数の共振回路５０を直列接続した場合には、１個の場合に比較して減衰量が大きくなるので、コンデンサ６３を省略することができる。コンデンサ６３は、高い周波数まで対応可能で、かつ、高い耐電圧特性を有する必要があるため、一般的に高価である。このため、コンデンサ６３を省略することで、低コスト化を図ることかできる。

（Ｅ）本発明の第５実施形態の説明
図１３は、本発明の第５実施形態の構成例を示す図である。第５実施形態では、共振周波数が異なる複数の共振回路５０−１，５０−２を直列接続して使用する。なお、共振回路５０−１，５０−２は、図２と同様の構成とされるが、共振周波数が異なるように構成される。また、直列接続する際には、共振回路５０−１，５０−２の節同士の距離が、（２ｎ＋１）λ／４（ｎ＝０，１，２，・・・）となるように設定される。また、共振回路５０−１は共振周波数がｆ１に設定され、共振回路５０−２は共振周波数がｆ２に設定される。なお、一例として、ｆ１＞ｆ２に設定することができる。

図１４は、直列接続する共振回路５０−１，５０−２の共振周波数ｆ１，ｆ２を変化させた場合の周波数特性を示す図である。図１４において、実線はｆ１＝ｆ２＝２．３ＧＨｚに設定した場合の周波数特性を示し、破線はｆ１＝２．２ＧＨｚおよびｆ２＝２．３ＧＨｚに設定した場合の周波数特性を示している。図１４に示すように、ｆ１＝２．２ＧＨｚおよびｆ２＝２．３ＧＨｚに設定した場合には、特性を広帯域化することができる。

なお、図１４の例では、２個の共振回路５０−１，５０−２を直列接続するようにしたが、３個以上の共振回路を直列接続するようにしてもよい。

以上に説明したように、本発明の第４実施形態では、共振周波数が異なる複数個の共振回路５０を直列接続するとともに、隣接する共振回路５０の節間の間隔がλ／４の奇数倍になるように設定するようにしたので、利得特性が不安定になったり、発振したりすることを防止できるだけでなく、高周波信号が帯域幅を有する場合には、当該帯域幅に応じてｆ１，ｆ２を設定することで、高周波信号を確実に減衰することができる。

（Ｆ）変形実施形態の説明
以上の各実施形態は一例であって、本発明が上述したような場合のみに限定されるものでないことはいうまでもない。例えば、共振回路５０として、図１５（Ａ）〜（Ｉ）に示す構造のものを使用するようにしてもよい。

より詳細には、図１５（Ａ）は、スタブ２２の幅が図２の場合よりも狭く設定されている。このような構成でも、電源側に漏洩する高周波信号を減衰することで、利得特性が不安定になったり、発振したりすることを防止できる。また、図１５（Ｂ）は、スロット２１およびスタブ２２が途中で右方向に折れ曲がっている構成例である。図１５（Ｃ）は、スロット２１およびスタブ２２の幅方向の半分（右半分）がバイアス給電線路４０と重複し、残りの半分（左半分）が重複しない位置関係に配置されている構成例である。図１５（Ｄ）は、スロット２１およびスタブ２２がバイアス給電線路４０と略直交する位置関係に配置されている構成例である。図１５（Ｅ）は、スロット２１およびスタブ２２がバイアス給電線路４０と斜めに交差する位置関係に配置されている構成例である。図１５（Ｆ）は、スロット２１に対して、上下方向から２つのスタブが伸出する構成例である。図１５（Ｇ）は、スロット２１に対して、上下方向から２つのスタブが伸出するとともに、スロット２１および２つのスタブとバイアス給電線路４０とが略直交する位置関係とされている構成例である。図１５（Ｈ）は、共振回路５０に生じる定在波の節が電源側に位置する構成例である。図１５（Ｉ）は、スロット２１のみが形成され、スタブ２２を有しない構成例である。

図１５（Ａ）〜（Ｉ）に示す構成例を用いた場合でも、高周波信号を減衰すること
ができるので、利得特性が不安定になったり、発振したりすることを防止できる。

また、図１６は、スロット２１およびスタブ２２の長さＬ２の部分がバイアス給電線路４０と重複する位置に配置され、スロット２１およびスタブ２２の長さ（Ｌ１−Ｌ２）の部分がバイアス給電線路４０と重複しない位置に配置される構成例である。図１７は、図１６に示す構成例において、Ｌ２／Ｌ１を変化させた場合における共振回路５０の周波数特性を示す図である。図１７に示すように、Ｌ２／Ｌ１が０％である場合、すなわち、スロット２１およびスタブ２２がバイアス給電線路４０と重複しない場合には減衰量は−３ｄＢ程度であるが、Ｌ２／Ｌ１が７％，１４％，２３％，４７％，９０％と増加するにつれて減衰量が大きくなる。この結果、図１６に示す構成例では、Ｌ２／Ｌ１の割合を調整することで所望の減衰量を得ることができる。また、図１７に示す結果から、スロット２１およびスタブ２２とバイアス給電線路４０との重複する面積が大きい程、減衰量が大きくなることが分かる。このことから、Ｗ３＝Ｗ４となる様スロット２１およびスタブ２２を設計することが好ましい。

また、以上の各実施形態では、ＧＮＤ層２０およびバイアス給電線路４０は、銅箔によって構成するようにしたが、導電性の金属であれば、銅以外の金属箔を用いるようにしてもよい。例えば、金、銀、アルミニウム等の箔を用いたり、これらのメッキを用いたりするようにてもよい。また、メッキではなく、導電性の金属を蒸着するようにしてもよい。あるいは、導電性のペースト（例えば、銅ペースト）を表面に塗布するようにしてもよい。

また、図１に示す第１実施形態では、筐体１０にザグリ部１１を設けるようにしたが、筐体１０が導電性でない場合（例えば、樹脂等によって構成される場合）には、ザグリ部１１は必ずしも設ける必要はない。

１ 高周波回路基板
１０ 筐体
１１ ザグリ部
２０ ＧＮＤ層（第２導体層）
２１ スロット
２１ａ 空隙部（第１空隙部）
２１ｂ 空隙部（第２空隙部）
２１ｃ 空隙部（第３空隙部）
２２ スタブ
３０ 誘電体層
４０ バイアス給電線路（第１導体層）
５０ 共振回路
６０ 回路パターン
６１ 増幅器
６２ 整合回路
６３ コンデンサ
７０ バイアス給電線路

Claims (7)

1. 高周波信号を伝搬する回路パターンと、バイアス給電線路の回路パターンとを少なくとも有する高周波回路基板において、
   前記バイアス給電線路を有する第１導体層と、
   前記第１導体層と誘電体層を挟んで配置されるとともに、前記第１導体層と直流的に遮断された第２導体層と、を少なくとも有し、
   前記第２導体層には、前記バイアス給電線路と電磁結合して前記高周波信号に対応する所定の周波数で共振するスロットが形成されており、
   前記所定の周波数の波長をλとする場合に、前記高周波信号を伝搬する前記回路パターンから、前記バイアス給電線路側にλ／４離れた位置に接続されたコンデンサから、電源側にλ／４〜５λ／１２離れた位置に定在波の節が生じるように前記スロットが配置されている
   ことを特徴とする高周波回路基板。
2. 高周波信号を伝搬する回路パターンと、バイアス給電線路の回路パターンとを少なくとも有する高周波回路基板において、
   前記バイアス給電線路を有する第１導体層と、
   前記第１導体層と誘電体層を挟んで配置されるとともに、前記第１導体層と直流的に遮断された第２導体層と、を少なくとも有し、
   前記第２導体層には、前記バイアス給電線路と電磁結合して前記高周波信号に対応する所定の周波数で共振するスロットが形成されており、
   前記スロットが前記バイアス給電線路に沿って複数配置されており、
   前記所定の周波数の波長をλとする場合に、前記高周波信号を伝搬する前記回路パターンから、前記バイアス給電線路側にλ／４の奇数倍離れた位置に定在波の節が生じるように複数の前記スロットがそれぞれ配置されている
   ことを特徴とする高周波回路基板。
3. 複数の前記スロットは、異なる共振周波数を有することを特徴とする請求項２に記載の高周波回路基板。
4. 前記スロットは、前記第２導体層において前記バイアス給電線路に沿って設けられた第１空隙部および第２空隙部と、
   前記第２導体層において前記第１空隙部および前記第２空隙部を接続する第３空隙部と、
   を有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高周波回路基板。
5. 前記第３空隙部は、前記バイアス給電線路に沿う方向において、前記第１空隙部および前記第２空隙部の端部に形成されていることを特徴とする請求項４に記載の高周波回路基板。
6. 前記第１空隙部、前記第２空隙部、および、前記第３空隙部は、互いの端部を接続したスタブを形成し、
   前記バイアス給電線路は、前記スタブの少なくとも一部を覆設する
   ことを特徴とする請求項４または５に記載の高周波回路基板。
7. 前記バイアス給電線路に直交する方向において、前記スタブの幅は、前記バイアス給電線路の幅と略一致することを特徴とする請求項６に記載の高周波回路基板。

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