JP6717294B2 - 光送信装置とその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、光送信装置とその制御方法に関する。

光ファイバー通信での情報伝送需要の増大に対し、光ファイバー通信への投資を最適とする方法の一つは、送信される情報に対してより効率的な変調方式（modulation scheme）を採用することにより、スペクトル効率を増加させることである。

この方向に合致すべく、より大容量の光通信システムでは、例えば４位相偏移変調（Quadrature Phase Shift Keying：ＱＰＳＫ）に基づいた変調方式が開発されてきた。この場合、情報は４つの位相レベルに符号化される。このため、送信される１シンボル当たり、２ビットの２値信号を符号化することができる。

このＱＰＳＫ変調技術は、オンオフキーイング（On-Off Keying：OOK）で実現した１サンプル当たり１ビットの変調方式に対して、同じ光スペクトルの必要帯域幅で、２倍の情報を送信することができる。

１チャンネルのスペクトラム効率を向上させることにより、更に通信容量を増加させる技術として、例えば直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation:ＱＡＭ）技術がある。この場合、シンボルは、位相レベルと振幅レベルに符号化され、直交位相における多値変調の組み合わせとして構成される。ＱＡＭ方式の一例が非特許文献１に開示されている。非特許文献１において、変調方式は１６ＱＡＭ方式の光送信であり、この場合、情報は、１６レベルに、すなわち１シンボル当たり４ビットの２値符号に変換される。これによって、光スペクトル効率をＱＰＳＫと比較して２倍に増大させることができる。

さらに、非特許文献２には、５１２ＱＡＭを用いることが開示されている。この場合、情報は５１２レベルに、すなわち１シンボルあたり９ビットの２値符号に符号化される。
光スペクトル効率は１６ＱＡＭに比べさらに増大する。従って、ＱＡＭ方式は、通信回線容量を増加させる効率的な方法である。

ＱＡＭ方式は、光ＩＱ変調器（In-phase/Quadratue：同相直交変調器）を用いて実現することができる。光ＩＱ変調器に於いては、電気信号によって、２つの独立したマッハ・ツェンダーデバイス（Mach-Zender device）が駆動される。これらは、子マッハ・ツェンダー変調器（Mach-Zender Modulator：MZM）と呼ばれる（以下、「子ＭＺＭ」と略記される）。

２つの子ＭＺＭは、同じ光搬送波の位相および強度を変調する。２つの子ＭＺＭの出力のうち１つにおける光位相は、再結合される前に、相対的に９０度だけ、遅らせられる。

２つの子ＭＺＭの出力間の位相遅れは、直交位相角と呼ばれる。この直交位相角は、理想的には１８０度法での９０度である。

光ＩＱ変調器は、非特許文献１および非特許文献２においては、ＱＡＭ変調方式に用いられているが、ＱＰＳＫ変調方式にも使用されている。これらのＩＱ変調器は、ＱＡＭ変調を実現するための効率的で実証された手法を提供する。

しかしながら、ＩＱ変調器には、温度変化あるいは装置の経年劣化等による、ＤＣ（Direct Current）バイアスのドリフトが存在することが知られている。

影響を受ける３種類のバイアスが存在する。すなわち、
・２つの子ＭＺＭのそれぞれのＤＣバイアス、および、
・角度を直交位相角に設定するために用いられるＤＣバイアス、
である。

このことは、ＱＰＳＫ変調について既に知られており、また、同じ構造を有する変調器を使用する場合にはＱＡＭ方式についても知られている。

ＤＣバイアスにドリフトが生じると、ＩＱ変調器を不正確に動作させることになる。これによって、ＩＱ変調器からの送信信号の劣化が引き起こされる。その結果、受信部での信号の品質の低下を招く。あるいは、最悪の場合には、受信部で、受信信号の復号が不可能となる。

ＯＯＫ、位相偏移（ＰＳＫ）変調、およびＱＰＳＫに対しては、変調器のバイアスを制御し、ＤＣバイアスの変化を補償する自動バイアス制御（Auto Bias Control: ABC）回路（以下、「ＡＢＣ回路」と略記される）を使用することにより、これらの問題は解決されている。

非特許文献３には、マッハ・ツェンダーデバイスの出力間の９０度位相を制御するＡＢＣに用いることができる方式が開示されている。この方式は、変調信号のＲＦ（Radio Frequency）パワースペクトルを最小化することに基づいている。その基本原理は、Ｉ(In-phase)およびＱ(Quadrature)データ成分間の干渉がＲＦパワースペクトル(power spectrum)を増強し、従って、ＲＦパワースペクトルを最小化することによって、直交位相角を制御することができる、ということにある。

この方式を、子ＭＺＭのＤＣバイアスを制御するために用いられ周知の手法と結合することによって、ＱＰＳＫ変調に用いるＩＱ変調器のＤＣバイアスを制御することができる。

特許文献１では、非特許文献３と同じ原理が用いられており、さらに、ディザ周波数が付加されている。これはディザ周波数に関連するスペクトル成分のモニタ信号を制御することによって、直交位相角を制御するためである。

さらに、特許文献１には、マッハ・ツェンダーデバイスのＤＣバイアスを制御するためのディザリングに基づいたＡＢＣ回路についても詳細に記載されている。非特許文献３と同じように、このような方法はＱＰＳＫに対して有効である。これにより、ＱＰＳＫに用いられる変調器の動作中および起動時におけるバイアス変化を補償することができる。

特許文献２では、１６ＱＡＭ変調方式に適用可能なＡＢＣ回路の構成が示されている。
図１に、その構成を示す（図１は、特許文献２の図１をそのまま引用した図である）。

ここでは、Ｉアームの変調を行う子ＭＺＭ１８Ｉに、低周波信号ｆ０のディザを、Ｑアームの変調を行う子ＭＺＭ１８Ｑに低周波信号ｆ０のディザを、π／２位相シフト部１９に低周波信号ｆ０のディザを時分割スイッチィングでそれぞれ印加し、ＩＱ変調器２０の光モニタ２１からの出力を同期検波部４１で同期検波して、各ディザの検出感度を高め、各ディザ信号がゼロとなるよう各ＤＣバイアスを制御している。

また特許文献３には、位相シフト部が、ＩアームとＱアーム間に位相差π／２を与え、受光器は、変調部の光出力信号を電気信号に変換し、シンボル周波数よりも低いカットオフ周波数を有するローパスフィルタにより、受光器の出力信号をフィルタリングし、モニタ部では、フィルタの出力信号のパワーを検出し、位相差制御部でフィルタの出力信号のパワーを最小化するように位相シフト部の位相シフト量を調整するようにした構成が開示されている。

特許文献４には、マッハツェンダ干渉計( Mach-Zehnder interferometer)の各アームＡ、Ｂ上に位相変調部および位相シフト部を備えたＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）変調部、光源から出力される連続光を与えてＤＱＰＳＫ信号光を生成するとき、位相変調部および位相シフト部のうちのいずれか一方に供給されるバイアス電圧のみに対して低周波パイロット信号を重畳するようにして、ＤＱＰＳＫ変調部から出力される信号光のモニタ結果を基に、位相変調部および位相シフト部にそれぞれ対応したバイアス電圧制御を行う構成が開示されている。

特開２００８−２４９８４８号公報 特開２０１２−２４７７１２号公報 特開２００７−８２０９４号公報 特開２００８−１９７６３９号公報

P.Winzer et al., "Generation and 1,200-km Transmission of 448-Gb/s ETDM 56-Gbaud PDM 16-QAM using a Single I/Q Modulator", (ECOC 2010 PD2.2) S.Okamoto et al., "512QAM (54Gbit/s) Coherent Optical Transmission over 150 km with an Optical Bandwidth of 4.1GHz", (ECOC 2010, PD2.3) R. A. Griffin, "Integrated DQPSK Transmitters," Proc. of OFC/NFOEC2005, OWE3, 2005

以下に関連技術の分析を与える。

図１等を参照して説明した関連技術のＡＢＣ制御方式は、ＩアームおよびＱアームからのディザ検出信号にＩ／Ｑ間直交制御のズレが起因する雑音が混入し、ＩアームおよびＱアームのバイアス制御が不安定となる、という問題がある（本発明者らによる独自の知見）。本発明者らの分析の詳細は後述される。

したがって、本発明は、上記課題を解消するために創案されたものであって、その目的は、ＩＱ変調器により、安定した高信頼の変調光信号を出射可能とする光通信装置および制御方法を提供することにある。

本発明の一つの側面によれば、第１導波路と第２導波路と、を含み、前記第１導波路と前記第２導波路の各々が多値の強度レベルを有する変調駆動信号で搬送光を変調する光変調器と、
前記第１導波路から出力される第１の光信号と、前記第２導波路から出力される第２の光信号との間に所定の位相差を与える位相シフト部と、
前記位相差が与えられた前記第１の光信号と前記第２の光信号を合波して得られる多値光信号の一部を検出して光電気変換する光検出器と、
前記光検出器からの出力信号に基づき、前記第１導波路及び前記第２導波路に、それぞれ第１バイアス電圧及び第２バイアス電圧を供給する制御回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記光検出器の出力を受け、前記光検出器の出力の信号振幅情報を出力する信号振幅検出器と、前記信号振幅情報を入力し、前記信号振幅情報が表す前記光変調器の前記第１導波路と前記第２導波路間の直交状態に基づいて、前記第１導波路に与える第１バイアス電圧と、前記第２導波路に与える第２バイアス電圧の少なくとも一方を補正する制御部と、を備えた光送信装置が提供される。

本発明の別の側面によれば、光変調器の第１導波路と第２導波路を導波する光を、多値の強度レベルを有する変調駆動信号でそれぞれ変調し、
前記第１導波路から出力される第１の光信号と、前記第２導波路から出力される第２の光信号との間に所定の位相差を与え、
前記位相差が与えられた前記第１の光信号と前記第２の光信号を合波して得られる多値光信号の一部を検出して光電気変換し、
前記光電気変換した信号に基づき、前記光変調器にバイアス電圧を供給する制御を行う方法であって、
前記光電気変換した信号の信号振幅情報を取得し、
前記信号振幅情報が表す前記第１導波路と前記第２導波路間の直交状態に基づいて、前記第１導波路に与える前記第１バイアス電圧と、前記第２導波路に与える前記第２バイアス電圧の少なくとも一方を補正する制御方法が提供される。

本発明によれば、ＩＱ変調器によって安定した高信頼の変調光信号を出力することができる。

特許文献２の１６ＱＡＭ光送信部の構成を例示する図である。 １６ＱＡＭ変調での信号印加とディザ検出信号強度を例示する図であり、（Ａ）はＩアーム変調器＿光応答特性、（Ｂ）は光送信器出力のコンスタレーション、（Ｃ）はPDモニタで観測されるディザ検出信号強度である。 Ｉ／Ｑの直交角が９０度の場合のバイアス制御方法によるＩアームのディザ検出信号強度を例示する図である。 Ｉ／Ｑの直交角が９５度の場合の公知のバイアス制御方法によるＩアームのディザ検出信号強度を例示する図である。 Ｉ／Ｑ間の直交ズレから起こるコンスタレーション劣化を例示する図であり、（Ａ）は光送信器出力のコンスタレーション（ＩＱ直交ズレ発生）、（Ｂ）はＩアーム変調器のバイアスズレ発生、（Ｃ）は光送信器出力のコンスタレーション（ＩＱ直交ズレ発生＋Ｉアームバイアスズレ）を示す図である。 第１の例示的な実施形態による光送信器の構成を例示する図である。 第１の例示的な実施形態でのＡＢＣ回路制御スケジュールを例示する図である。 （Ａ）、（Ｂ）は第１の例示的な実施形態での包絡線検波出力とＲＭＳ値を説明する図である。 直交ズレ時のＩ／Ｑ上シンボルとＩ軸上の信号成分を例示する図である。 ＲＭＳ値とＥｎｖｅｌｏｐｅ値のＩ／Ｑ直交ズレ角依存性を例示する図である。 本発明の原理を説明する図である。 各出力のＩ／Ｑ間直交ズレ依存性を例示する図である。（Ａ）はＩアームバイアス用の制御信号１３０出力、（Ｂ）はＲＭＳ検出値１１５出力、（Ｃ）は包絡線検出信号１１６出力のＩ／Ｑ間直交ズレ依存性である。 各出力のＩアームバイアス依存性を例示する図である。（Ａ）はＩアームバイアス用の制御信号１３０出力、（Ｂ）はＲＭＳ検出値１１５出力、（Ｃ）は包絡線検出信号１１６出力のＩアームバイアス依存性である。 第２の例示的な実施形態での光送信器の構成を例示する図である。 第２の例示的な実施形態でのＡＢＣ回路制御スケジュールを例示する図である。 第３の例示的な実施形態での光送信器の構成を例示する図である。 （Ａ）は第３の例示的な実施形態において、（Ａ）はＩ／Ｑ位相バイスとＲＭＳ検出値、（Ｂ）はＲＭＳ出力への閾値設定と制御値選択を説明する図である。 第４の例示的な実施形態での光送信器の構成を例示する図である。 第４の例示的な実施形態でのＡＢＣ回路制御スケジュールを例示する図である。

以下では、はじめに、本発明の前提をなす関連技術の技術的問題について説明し、つづいてこの問題点を解決するいくつかの例示的な実施形態について説明する。なお、以下の分析は、本発明者らによって全く新たになされた分析であり、発明の概要もしくは前提をなすものである点を付言しておく。

図１に示した関連技術では、温度変化が大きく外来からの雑音が多い環境下では、ＡＢＣ回路は動作できないという問題がある（本発明者らによって得られた知見）。

関連技術のＡＢＣ制御方式の問題点は、ＱＡＭ変調でのＩアームおよびＱアームからのディザ検出信号が微少であるにもかかわらず、このＩアームおよびＱアームからのディザ検出信号に、ＩアームおよびＱアームのバイアス制御とは別の雑音が混入し、制御系が不安定となる、ということである。

最初に、ＱＡＭ変調のディザ検出信号の強度について説明する。これは、ＱＰＳＫとＱＡＭ方式の相違点が、ＱＰＳＫ方式は振幅一定の位相変調であるのに対して、ＱＡＭ方式は複数の振幅および位相を用いていることに起因する。

図２には、１６ＱＡＭ変調での変調信号とディザ信号の印加と、そのディザ検出信号の強度の関係が示されている。Ｉアームに振幅が２π（１８０度）となる最大強度での４値信号を印加している。

１６ＱＡＭでのコンスタレーションにおいて、各シンボル間距離が等しくなるようにするには、４値信号間の印加電圧は、Ｉアーム変調器の光応答特性において、１８０度内で０度、７０度、１１０度、１８０度となるように設定すればよい。ここで、最適のＤＣバイアスは、９０度点となる。

図２（Ａ）におけるＩアーム変調器_光応答特性にて、二重丸点（◎）は、ＱＰＳＫ変調時（２値）の電気信号印加点となる。

この条件で、小振幅のディザ信号を加えた場合におけるＰＤ（Photo Detection）モニタで取得できるディザ検出信号強度を計算した（図２（Ｃ）参照）。

その結果、１６ＱＡＭ変調では最適バイアス点でディザ信号はゼロとなるが、他の点でのディザ強度が小さいことが分かる。

図２（Ｃ）では、比較のため、ＱＰＳＫ変調としたときのディザ検出信号強度も示している。ＱＰＳＫ変調時のディザ検出信号強度（ＱＰＳＫ時ディザ）は、１６ＱＡＭ変調時のディザ検出信号強度（１６ＱＡＭ時ディザ）に比べ５倍と大きい。

ＱＰＳＫ変調では、その２値のシンボル（図２（Ａ）の◎）が１８０度の位相の相違角を保って、ＤＣバイアス制御電圧上で、同期して動く。このため、最適バイアスからずれた場合、２つのシンボルは、同じ方向に動く。このため、ディザ検出信号（図２（Ｃ）のＱＰＳＫ時ディザ）は、その足し合わせとなり、大きくなる。

一方、１６ＱＡＭ変調では、４値のシンボルにおける内側の２つのシンボル（図２（Ａ）の○）が、外側の２つのシンボル（図２（Ａ）の◎）が発生させたディザ検出信号を打ち消す方向に動くため、１６ＱＡＭのディザ検出信号（図２（Ｃ）の１６ＱＡＭ時ディザ）の絶対値（強度）は小さくなる。

そのため、ディザを用いたＱＡＭ変調のＡＢＣ制御においては、ディザ信号以外の雑音を除去して、ＳＮ(Signal to Noise)比のより良い制御系として、ＡＢＣ回路を構成しなければならない。

次に、図１に示したＡＢＣ制御回路では、検出したディザ信号に、制御とは別の雑音が混入し、制御系が不安定となる、という問題がある。この点について以下に説明する。

これは、Ｉアームからのディザ検出信号に、Ｉ／Ｑ直交制御の誤差から発生する信号が雑音として混入し、Ｉアームでのバイアス制御が不能となる現象である。

図３は、図１の１６ＱＡＭ変調構成にて、同期検波部４１の出力となる、Ｉアームバイアスのディザ信号となる低周波ｆ０信号の強度のＩアームバイアス電圧依存性の測定結果である。図３の横軸はＩアームバイアス電圧、縦軸は、ディザ検出信号強度である。

測定では、ディザ信号は、Ｉアーム１８Ｉのみに印加し、Ｑアーム１８Ｑとπ/２位相シフト部１９には、ディザ信号は無印加であり、Ｑアーム１８ＱのＤＣバイアスは最適点に固定し、Ｉアーム１８ＩとＱアーム１８Ｑで変調された各４値の強度信号は、互いが直交するように、π/２位相シフト部１９のＤＣバイアス電圧を調整した。

測定の結果、同期検波部４１で検出されたＩアームのディザ検出信号強度は、最適バイアス点（図３のＩアーム最適バイアス点）でゼロ出力となった。

一方、この条件で、Ｉアーム変調信号とＱアーム変調信号の直交関係を５度ずらし９５度とすると、Ｉアームディザ検出信号にＩ／Ｑ間直交ズレから発生する雑音が混入し、Ｉアームディザ検出信号強度が増加し、図４に示す特性となった。

図４では、Ｉアームディザ検出信号特性が全体で左にシフトした形となり、４値のシンボルが対称に並ぶＩアームバイアス最適点では、Ｉアームディザ検出信号はゼロとはならない。

この状態でＡＢＣ回路を動作させると、Ｉアームバイアス制御点は、雑音混入により新たにゼロとなった誤ったＩアームバイアス点に移動する。その結果、１６ＱＡＭの送信波形に劣化が発生することとなる。

図５に、Ｉ／Ｑ間の直交ズレが起因となる１６ＱＡＭコンスタレーションの劣化の様子を例示する。図５（Ａ）は、Ｉ／Ｑ間の直交ズレが発生した様子を光送信器出力のコンスタレーションで示す。図５（Ｂ）はＩアーム変調器のバイアスズレ発生を模式的に示す。
図５（Ｃ）は、Ｉ／Ｑ間の直交ズレ＋Ｉアーム変調器のバイアスズレが発生した様子を光送信器出力のコンスタレーションで示す。

Ｉ／Ｑ間直交ズレの発生により、Ｉアームディザ検出信号に雑音が混入し、Ｉアームの制御誤差を発生させてＩアーム上のシンボル位置が最適点からずれ、その結果、１６ＱＡＭ全体のコンスタレーションの劣化に繋がる。

このＩ／Ｑ間の直交ズレは、ＱＡＭ変調方式では発生し易い現象である。これは以下の理由による。

第一の理由は、Ｉ／Ｑ間の直交状態は制御対象であることから、９０度の直交角を中心に、常に、プラス・マイナス方向に時間的に揺らいでいることである。

第二の理由は、Ｉ／Ｑ直交制御の制御信号は非特許文献３に示されたＩおよびＱデータ成分間の干渉によるＲＦパワースペクトルから得られる信号であり、精度よい制御信号とするにはＲＦパワースペクトルを多数収集する必要から検出系が広帯域化し、その結果、制御検出系に別回路からの雑音が混入しやすくなることである。

32Gbaud（Giga Baud）のＱＰＳＫやＱＡＭのＩ／Ｑ直交制御を安定に行うには、ＲＦパワー検出に２５０ＭＨｚ（Mega Herz）を超える帯域が必要になる。

帯域１ｋＨｚ（kilo Herz）程度のＩアームのディザ検出用帯域に比べ、外来雑音の混入の可能性が極めて高くなる。

Ｉ／Ｑ直交制御中に制御角が９０度から外れ、加えて外来雑音が混入すると、Ｉアームのバイアス制御に直交制御ズレ起因の雑音が混入し、Ｉアームのバイアス制御に誤りが発生し、ＱＡＭ全体のＡＢＣ制御が不可能となる。

このように、関連技術のＡＢＣ制御方式は、ＩアームおよびＱアームからのディザ検出信号に、Ｉ／Ｑ間直交制御のズレが起因する雑音が混入し、ＩアームおよびＱアームのバイアス制御が不安定となる、という問題がある。

なお、特許文献３等の関連技術のＱＰＳＫ（４値）や１６ＱＡＭの光変調器の制御では、Ｉアーム、Ｑアーム、位相制御の３箇所の制御対象の制御パラメータが３つとも独立していることを前提にしているものと考えられる。例えば４値のＱＰＳＫ変調の場合、３つの制御が独立しているという考えでも、問題はないが、例えば１６ＱＡＭの変調では、この考えは当らない。

本発明の一形態によれば、例えばＩアーム又はＱアームの制御には、位相制御（Ｉ／Ｑ間の直交状態）の情報をフィードバックしないと、精度の高い制御ができないことを示している。例えばＩアームとＱアームの制御には、位相制御の情報が必要であるという知見に基づき、この３つの制御の相関関係を明らかにしている。このような精度の高い制御は、例えば１６ＱＡＭ等の多値変調で必要となる（ただし、本発明が１６ＱＡＭ等の多値変調に制限されるものでないことは勿論である）。

本発明の一形態において、３つの制御対象の２箇所（Ｉアーム、Ｑアーム）の制御に、別の一箇所（位相制御）の情報を戻す構成は、Ｉ、Ｑアームに与える第１、第２バイアス電圧を、補正する制御回路で実現される。

以下の例示的な実施形態は、いずれも、上記問題点を解消するものであり、ＩＱ変調器により、安定した高信頼の変調光信号を出射可能とする。

＜第１の例示的な実施形態＞
第１の例示的な実施形態は、１６ＱＡＭなどの多値変調部を有する光送信器において、ＩアームもしくはＱアームのバイアス制御には、Ｉ／Ｑ間直交ズレから発生する雑音成分が混入しているので、Ｉ／Ｑ間の直交ズレを同時に観測して、ＩアームもしくはＱアームのバイアス制御用信号から、雑音成分を除去すれば、ＩアームもしくはＱアームの制御の安定性が高まる、という知見（本発明者らの実験結果）に基づくものである。

図６は、第１の例示的な実施形態の光送信器１２９の構成を例示する図である。実施形態１では、光変調器（ＩＱ変調器）１０５に、１６ＱＡＭの変調を施し、その出力光の一部をモニタとして取り出す。モニタ信号から制御信号を生成して、Ｉアーム、Ｑアームのバイアス制御と、光π／２位相シフト部１０８のバイアスとを制御する。

光送信器１２９は、レーザ１０４と、光変調器（ＩＱ変調器）１０５と、光変調器１０５に電気信号を供給する符号器１０１、ドライバＩ１０２と、ドライバＱ１０３と、光変調器１０５のバイアス電圧を制御するＡＢＣ回路１２８を備えている。

光変調器１０５は、Ｉアーム変調器１０６と、Ｑアーム変調器１０７と、光π／２位相シフト部１０８と、光変調信号の一部をモニタして光電変換を行う光検出器（ＰＤ：フォトダイオード）１１０を有する。

光送信器１２９は、論理二値データ列１００を符号器１０１に入力する。

符号器１０１は、光送信器１２９の変調方式と論理二値データ列１００に従って、光変調器１０５のＩ成分およびＱ成分に対する信号を生成する。

符号器１０１によって生成された２つの電気信号は、その振幅が光変調器１０５に対して最適となるよう、ドライバＩ１０２とドライバＱ１０３で増幅される。

レーザ１０４は、連続波で光を出射する。この連続波の光は、ドライバＩ１０２およびドライバＱ１０３で生成された駆動信号に従って光変調器１０５で変調される。

光変調器１０５から出力される光変調信号１０９の一部をモニタする光検出器１１０は、光信号の強度に比例した電気信号を生成し、ＡＢＣ回路１２８に供給する。

特に制限されるものではないが、ＡＢＣ回路１２８は、デジタル・シグナル・プロセッサ（Digital Signal Processor:ＤＳＰ）を用いた制御部１２７を有する。

制御部１２７は、Ｉアーム変調器１０６およびＱアーム変調器１０７のＤＣ（Direct Current）バイアスを制御するとともに、光π／２位相シフト部１０８によって、Ｉ／Ｑ間の直交位相角を調整するバイアスも制御する。

制御部１２７は、低周波発信器１１７からの正弦波信号をディザ信号として、この信号を時間分割して、
・Ｉアーム変調器１０６へのバイアス信号１２４、
・Ｑアーム変調器１０７へのバイアス信号１２５、
・光π／２位相シフト部１０８へのバイアス信号１２６
にそれぞれ重畳している。

図７に、３種のディザ信号の制御スケジュールを示す。
・Ｉアームディザ＋ＤＣバイアス、Ｉアーム信号処理、
・位相シフト部ディザ＋ＤＣバイアス、位相シフト部信号処理
・Ｑアームディザ＋ＤＣバイアス、Ｑアーム信号処理
が図示されている。

本実施形態では、低周波発信器１１７の周波数は１ｋＨｚとし、クロックの１０周期毎に時分割で切り出して、各バイアスに時分割多重している。各バイアス信号には、５０ｍｓ（milliseconds）毎に、ディザ信号が重畳される。

図６のＡＢＣ回路１２８では、光検出器１１０よりの電気信号を増幅器１１１で増幅した後、制御用の信号を生成する。

増幅器１１１からの信号は分岐し、一方は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１２に入力し、ディザ信号成分を取り出している。

バンドパスフィルタ１１２の通過周波数は、低周波発信器１１７と同じに設定してある。特に制限されるものではないが、実施形態１では、バンドパスフィルタ１１２の通過周波数は例えば１ｋＨ（kilo Herz）に設定されている。

バンドパスフィルタ１１２からの出力を低周波発信器１１７からの正弦波信号と同期検波器１１３にて検出すると、Ｉアーム変調器１０６もしくはＱアーム変調器１０７のＤＣバイアスを制御する制御信号１３０を得る。

増幅器１１１から分岐したもう一方の信号は、例えば、２００ＭＨｚ（Mega Herz）以上の帯域を有する広帯域の信号振幅検出器(RF-DETECTOR: RF-DET)１１４に入力される。

信号振幅検出器１１４は、信号振幅検出器１１４に入力される信号の振幅強度となる二乗平均平方根（root mean square：ＲＭＳ）のＲＭＳ検出回路（ＲＭＳ）と、信号振幅検出器１１４に入力される信号の包絡線検波を行う包絡線検波回路（ＥＮＶ）を備えている。ＲＭＳ検出回路（ＲＭＳ）は、ＲＭＳ検出値１１５（例えば電圧信号）を出力し、包絡線検波回路（ＥＮＶ）は包絡線検出信号１１６（envelope-signal）を出力する。

包絡線検出信号１１６の出力を同期検波器１１８に入力し、低周波発信器１１７からの正弦波との乗算により高ＳＮ（Signal to Noise）の制御信号を得る。

ＲＭＳ検出値１１５と包絡線検出信号１１６は、光変調器１０５のＩ／Ｑ間の直交状態を示す信号でもある。

一方、Ｉ／Ｑ間直交状態が崩れ、Ｉ／Ｑ間の直交角が９０度からずれると、Ｉアーム変調器１０６もしくはＱアーム変調器１０７のＤＣバイアスと制御する制御信号１３０に雑音が発生する。

雑音成分検出器１１９は、制御信号１３０に混入した雑音に相当する信号である雑音成分１３１と、光π／２位相シフト部１０８を制御するＩ／Ｑ直交制御用の信号を時分割で出力している。

実施形態１では、Ｉアーム変調器１０６もしくはＱアーム変調器１０７にディザを掛けた１０ｍｓの時間内で、信号振幅検出器１１４を介して雑音成分を含んだ信号を取り出し、包絡線検出信号１１６から同期検波器１１８に入力して得られた信号を定数倍して雑音成分検出器１１９の出力である雑音成分１３１としている。

雑音除去器１２０では、Ｉアーム変調器１０６もしくはＱアーム変調器１０７のＤＣバイアスと制御する制御信号１３０から、雑音成分１３１を除去して、ＤＣバイアス生成のための制御信号１３２としている。

また、雑音成分検出器１１４は、光π／２位相シフト部１０８を制御してＩ／Ｑ間の直交制御を行う制御にも用いられる。

Ｉアーム変調器１０６およびＱアーム変調器１０７の制御の間の時間帯で、光π／２位相シフト部１０８にディザを掛け、その時間帯内で、直交ズレ検出器１２１は、信号振幅検出器１１４を介して、ディザ信号を取り組む。直交ズレ検出器１２１は、包絡線検出信号１１６から生成した雑音成分検出器１１９の出力信号を、光π／２位相シフト部１０８の誤差信号とし、振幅と位相にフィルタを掛けて、その出力信号をＤＣバイアス生成部１２２に供給する。

ＤＣバイアス生成部１２２は、時分割された３種の誤差信号を基に、ＰＩＤ（Proportional-Integral-Derivative制御により、３種の制御系へ印加する制御の操作量を決定し、ＤＣバイアス信号として出力する。

時分割制御部１２３は、各ＤＣバイアス信号に、低周波発信器１１７からの信号を、時分割多重して、バイアス信号１２４、１２５、１２６として、光変調器１０５に供給して、制御を行っている。

雑音成分１３１の検出には、信号振幅検出器１１４のＲＭＳ検出値１１５と包絡線検出信号１１６を利用する。

図８に、ＲＭＳ検出値１１５と包絡線検出信号１１６（envelope-signal）の出力の様子を説明する。ＲＭＳ値では、長い時間に亘る広帯域信号の強度成分を出力し、Envelope値は広帯域信号の包絡線値が出力される。このような機能を有する回路は、携帯電話の用途でＩＣ化がされており容易に入手できる。

ＲＭＳ検出値１１５および包絡線検出信号１１６より、光変調器１０５のＩ／Ｑ間の直交状態を知ることができる。

図９には、Ｉ／Ｑ間に角度θの直交ズレが発生した場合のＩアーム上のシンボル配置およびＱアーム上のシンボル配置および１６ＱＡＭのコンスタレーションを示す。

図９では、Ｑアームに、振幅ｄのディザ信号が重畳されており、Ｑ軸の直交角度が理想値より、θ度ずれた場合を示している。

この状態で、１６ＱＡＭされた光信号のＲＭＳ値は、１６シンボル（図９の□点）の各電力の総和となる。

電力は、図９で記載された電界Ｅの二乗値であることから、１６ＱＡＭのＲＭＳ値は１６ＱＡＭコンスタレーションでの最大の振幅値をとるシンボル点の電力値で近似でき、ＲＭＳ値（Ｉ_RMS）の近似式は次式（１）で与えられる。

・・・（１）
ここで、Ａ_Ｒは比例定数、Ｅ_ＩはＩ軸上の電界シンボルの最大値、Ｅ_ＱはＱ軸上の電界シンボルの最大値である。

一方、ディザ信号の包絡線検出となる成分は、Ｉ軸上の振幅Ｅ_ＩとＱ軸が角度ズレにより生じたＩ軸上の写像成分との電力が関わり、ディザ信号に関わる包絡線検出信号（Ｉ_ENV）は、次式（２）で近似できる。

・・・（２）

ここで、Ａ_Ｅは比例定数である。上式をＩ／Ｑ間の直交ズレ量で示したのが図１０である。図１０において、Ｉ／Ｑ直交ズレ角＝０度および１８０度の場合が、Ｉ／Ｑ間に直交が成立した状況となる。

ＲＭＳ値（破線）は、Ｉ／Ｑ間の直交時に最小点を取り、包絡線検波検出信号（Ｉ_ENV）は、直交時にゼロ点を通過する。これらの曲線の特性を把握することにより、Ｉ／Ｑ間の直交状態を知ることができる。

つまり、ＲＭＳ値を観測する場合では、その最小点がＩ／Ｑ間の直交状態となる。

また、包絡線検波検出信号（Ｉ_ENV）を観測した場合、その出力がゼロとなる点がＩ／Ｑ間の直交状態となる。ただし、包絡線検波検出信号（Ｉ_ENV）では、Ｉ／Ｑ直交ズレ角が９０度の状態でも、その出力はゼロとなるが、この場合、Ｉ／Ｑ間のシンボルは直交ではなく、同相状態にあり、包絡線検波検出信号の曲線の傾きは、逆となる。

すなわち、包絡線検波検出信号は、その振幅だけでなく、曲線の傾きに関わる位相情報も重要となる。

低周波発信器１１７からの正弦波信号との同期検波を行えば、同期検波器１１３、１１８の出力がマイナスからプラスに変化する位相点が、Ｉ／Ｑ間の直交の最適バイアス点となる。

次に、バンドパスフィルタ１１２からの出力を同期検波器１１３で検出した制御信号１３０について、説明する。

制御信号１３０は、Ｉアーム変調器１０６もしくはＱアーム変調器１０７のＤＣバイアスを生成するためのものである。制御信号１３０には、低周波発信器１１７からの低周波ディザ信号が含まれ、かつＩアームとＱアームの制御が時分割された信号である。

制御信号１３０には、ＩアームもしくはＱアームのバイアス制御に関わる以外の所謂雑音の成分が混入している。

図１１は、制御信号１３０に含まれる信号成分を説明する図である。図１１は、図６の第１の例示的な実施形態の構成図の一部を引用し、各部に信号の説明を付加してある。

Ｉアーム変調器１０６に低周波ディザ信号とＤＣバイアスが印加され、Ｑアーム変調器１０７および光π／２位相シフト部１０８にはＤＣバイアスが印加された時点での状態を示している。

また、Ｉアーム変調器１０６およびＱアーム変調器１０７は、ドライバＩ１０２およびドライバ１０３により、３２Ｇｂａｕｄ−１６ＱＡＭの変調が施されている。

一方、Ｉアーム変調器に印加されるディザ信号周波数（ωｄ／２π）は、１ｋＨｚと低速であることから、同期検波器１１３から出力される制御信号１３０には、１６ＱＡＭの変調信号成分は干渉しない。

図１１では、１ｋＨｚのディザ信号周波数成分とそれ以下の周波数のドリフト成分に注目して、各部の光振幅と位相状態を示している。

Ｉアーム変調器１０６の片側のアーム出力の低周波成分は、光振幅：Ｂ_Ｉ、位相：φ_２の状態であり、Ｉアーム変調器１０６のもう一方のアーム出力の低周波成分は、ディザ振幅（低周波振幅）：Ｄ_Ｉ、位相：φ_１の状態を仮定している。

すなわち、図１１には、Ｉアーム変調器１０６は、消光比劣化により、ＣＷ（Continuous Wave）信号が漏れ出している状態で、かつ、Ｉアーム変調器１０６のバイアスが変調特性のヌル（Ｎｕｌｌ）点からずれて設定されて、周波数：１ｋＨｚで振幅：Ｄ_Ｉのディザ信号が重畳されている状態として表わされている。

一方、Ｑアーム変調器１０７を介し、光π／２位相シフト部１０８を通過してきた光信号の低周波成分は、光振幅：Ｌ_Ｑ、位相：φ_３の状態を仮定している。

この状態は、Ｑアーム変調器１０７の消光比劣化によるＣＷ光の漏れと、Ｑアーム変調器１０７のバイアス制御ズレによるＣＷ光の漏れにより、光振幅がＬ_Ｑとなり、かつ、光π／２位相シフト部１０８のＩ／Ｑ間直交ズレによる位相がφ_３となっている状態である。

このような状態で、光π／２位相シフト部１０８通過後の合波部で、３種の光信号が合波されその信号の一部が、光検出器１１０で検出されるとする。

このとき、光検出部１１０で検出される１ｋＨＺ以下の信号成分は、以下で与えられる。合波前のＩアーム変調器１０６の出力を電界Ｅ_１、Ｑアーム変調器１０７の出力を電界Ｅ_２とすると、Ｅ_１、Ｅ_２はそれぞれ次式（３）、（４）で与えられる。ω_０／２πはレーザの発振風波数である。

・・・（３）

・・・（４）

光検出器１１０で検出できる電気信号Ｉ（ｔ）は、次式（５）で表される。

（ここで、Ａは比例定数） ・・・（５）

信号Ｉ（ｔ）の低周波信号成分は、次式（６）で表される。

・・・（６）

ここで、θ_４は光π／２位相シフト部１０８のＩアーム変調器１０６側の位相差、Ａ_１は比例定数である。

式（６）において、ディザ信号の周波数（ωｄ／２π）のみに注目すると、その信号Ｉ_bAC（ｔ）は、次式（７）で与えられる。

・・・（７）

ここで、Δφ_ＩはＩアームのＮＵＬＬ点からの角度ズレである。Δφ_phはＩ／Ｑアーム間の直交ズレ角である。Ａ₂は比例定数である。なお、cos(x)=sin(x＋π/2)より、Δφ_Ｉ=φ₁−φ₂＋π/2、Δφ_ph＝φ₁−φ₃−θ₄＋π/2となる。

上式（７）は、sin（ω_dｔ）のディザ信号に関わるもので、低周波発信器１１７との同期検波により、高ＳＮ比（Signal to Noise ratio）の制御信号となる項目である。

上式（７）の第一項：A₂・D_I・B_I・cos(Δφ_I)・sin(ω_dt)は、Ｉアーム変調器１０６のバイアス制御に関わる信号成分である。本来、この信号のみを取得し、Ｉアーム変調器１０６のバイアス制御を行おうとしている。

一方、上式（７）の第二項：A₂・D_I・L_q・cos(Δφ_ph)・sin(ω_dt)は、Ｉ／Ｑ間の直交ズレで発生し得るものであり、Ｄ_Ｉはディザ信号の振幅、Ｌ_ＱはＱアーム変調器１０７の消光比劣化によるＣＷ（Continuous Wave）光の漏れとＱアーム変調器１０７のバイアス制御ズレによるＣＷ光の漏れにより発生する。この第二項はゼロに出来ない。これは、制御上ディザを止めることはできないためである。Ｄ_Ｉ≠０であり、消光比劣化ゼロの理想変調器も無く、ＤＣバイアス制御は、常に揺らいでいる。

またＬ_Ｑ≠０であり、Ｉ／Ｑ間直交制御も常に揺らいでおり、かつ、外来からの雑音飛来から制御誤差拡大の可能性も高まるので、Δφ_ph≠０である。

図１のＡＢＣ回路では、Ｉアーム変調器のバイアス制御信号（Ｉ_bAC（ｔ））中に、Ｉ／Ｑ間の直交ズレに関わる雑音が紛れ込んでいることを知り得なかったので、１６ＱＡＭの制御において、誤動作が発生する。

一方、Ｉ／Ｑ間の直交ズレは、図１０にて、検出可能であることを示した。図１０により、Ｉ／Ｑ間の直交ズレに関わる検出信号を雑音と見なし、Ｉアーム変調器もしくはＱアーム変調器のバイアス制御信号よって、同時刻に除去する、ことにより、制御信号の品質が高まり安定な制御を実現することができる。

上式（７）で示したディザ信号に関わる制御信号の動作を測定した結果を以下に説明する。

図１２（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、ＡＢＣ回路１２８の制御部１２７に入力される３種の信号であるＩアームバイアス用の制御信号１３０、ＲＭＳ検出値１１５、包絡線検出信号１１６の測定結果である。

これらの測定は、光変調器１０５に１６ＱＡＭの変調をかけ、Ｉアーム変調器１０６のみに１ｋＨｚのディザ加え、ＡＢＣ回路１２８の制御を止めて、Ｉアーム変調器１０６のバイアスを最適点（Ｎｕｌｌ点）、Ｑアーム変調器１０７のバイアスを最適点（Ｎｕｌｌ点）に設定し、光π／２位相シフト部１０８のバイアスを変化させて、Ｉ／Ｑ間直交角をずらしながら採取したものである。

図１２（Ａ）の測定結果より、Ｉアームバイアス用の制御信号１３０の出力は、Ｉアーム変調器１０６のバイアスが最適点に設定されているにもかかわらず、光π／２位相シフト部１０８へのバイアス（I/Q位相バイアス）が変わるにつれて、変化している。

一方、図１２（Ｂ）に示すように、ＲＭＳ検出値１１５は、Ｉ／Ｑ位相バイアス＝−０．７Ｖを最小点とした曲線を示している。

図１２（Ｃ）に示すように、包絡線検出信号１１６は、Ｉ／Ｑ位相バイアス＝−０．７Ｖでゼロを通過する曲線となる。

この結果より、Ｉ／Ｑ間が直交するＩ／Ｑ位相バイアスは、−０．７Ｖであることが分かる。さらに、Ｉアームバイアス用の制御信号１３０には、制御の雑音となるＩ／Ｑ間の直交ズレの成分が表れていることが分かる。

言い換えれば、図１２（Ａ）のＩアームバイアス用の制御信号１３０出力は、上式（７）の第二項のＩ／Ｑ間直交ズレから発生する雑音成分で占められていることとなる。

図１３は、図１２とは、測定方法を変え、Ｉ／Ｑ位相バイアスは直交状態に設定し、Ｉアーム変調器１０６のバイアスを変化させて、Ｉアームバイアス用の制御信号１３０、ＲＭＳ検出値１１５、包絡線検出信号１１６を測定した結果である。

この測定でも、光変調器１０５に１６ＱＡＭの変調をかけ、Ｉアーム変調器１０６のみに１ｋＨｚのディザ加え、ＡＢＣ回路１２８の制御を止めて、Ｑアーム変調器１０７のバイアスを最適点（Ｎｕｌｌ点）、光π／２位相シフト部１０８のバイアスを直交点に設定して、Ｉアーム変調器１０６のバイアス電圧のみを変化させている。

図１３（Ａ）の測定の結果より、Ｉアームバイアス用の制御信号１３０の出力は、Ｉアーム変調器１０６のバイアスが変化するにつれて出力値が変わり、その出力のゼロ点は、１６ＱＡＭ変調時の最適バイアス点のＩアームバイアス＝−３．８Ｖ点と一致する。

一方、図１３（Ｂ）に示すように、ＲＭＳ検出値１１５は、Ｉアームバイアス点の変化に対し、−３．８Ｖ程度で最小点は存在するものの、出力は殆ど一定となる。

図１３（Ｃ）に示すように、包絡線検出信号１１６は、−３．８Ｖ付近でゼロ点を通過するが、その出力は図１２に比べ小さい。

包絡線検出信号１１６は、Ｉアームバイアス電圧設定値との相関は極めて小さい。この測定では、測定時間内にＩ／Ｑ間に僅かな直交ズレが発生したために、包絡線検出信号１１６は完全な直線とはならなかった。その証として、ＲＭＳ検出値も−３．８Ｖを中心に左右に増加している。

図１３（Ｂ）のＲＭＳ検出値１１５や図１３（Ｃ）の包絡線検出信号１１６がＩアームバイアスの依存性を示さないことから、図１３（Ａ）のＩアームバイアス用の制御信号１３０の出力は、上式（７）の第一項のＩアーム変調器１０６のバイアス制御に関わる信号成分で占められていることが分かる。

図１３に示したように、Ｉ／Ｑ間の直交ズレが発生しない状況を常に作り出すことができれば、Ｉアームバイアス用の制御信号１３０をＩアームバイアス制御用の真の誤差信号とすることができる。

しかし、Ｉアーム変調器のバイアスを制御する時刻に、Ｉ／Ｑ間の位相状態を常に直交状態に設定することは、実施的に不可能である。

その理由は、前述したが、ディザを用いた揺らいだ直交制御や、変調器の消光比劣化の影響や、外来からの雑音飛来等が、その阻害要因となる、ことによる。

図６に示した第１の例示的な実施形態では、雑音除去器１２０にて、制御信号１３０から雑音成分１３１を除去している。

雑音成分１３１は、図１２に示した包絡線検出信号１１６出力を選択して用いていることから、Ｉ／Ｑ間の直交ズレで引き起こされる雑音を除去することができる。ＤＣバイアス生成に関する制御信号１３２は、精度の高い誤差信号となる。その結果、Ｉアーム変調器１０６およびＱアーム変調器１０７において安定なＡＢＣ制御が可能である。

別の実施形態では、雑音成分検出器１１９での信号処理を変えることによって、更に精度の高い制御を実現することもできる。

例えば、雑音成分検出器１１９において、ＲＭＳ検出値１１５と、包絡線検出信号１１６からの同期検波器１１８出力との乗算値を生成して、該生成した乗算値（信号）を雑音成分１３１として雑音除去器１２０に入力してもよい。

この場合、演算処理は増えるものの、雑音成分１３１の信号は、外来から雑音を更に除去し、Ｉ／Ｑ間の直交状態をより高ＳＮで反映するものとなり、ＡＢＣ制御の安定性を高めることができる。

また、本実施形態では、１６ＱＡＭ変調の場合のＡＢＣ回路の制御安定化を説明したが、ＡＢＣ回路の安定化の効果は、１６ＱＡＭ光変調方式に限定されない。

Ｉ軸およびＱ軸上に、８値の強度変化をもつ６４ＱＡＭ光変調や、Ｉ軸およびＱ軸上の１６値の強度変化をもつ２５６ＱＡＭの光変調等の光の直交を制御する光変調方式にて、本実施形態は効果を示す。

上述したように、本実施形態によれば、光送信器は、ＱＡＭ方式に用いられる光変調器によって、安定した高信頼の変調光信号を出射することができる。この理由は以下の通りである。すなわち、１６ＱＡＭなどの多値変調部を有する光送信器において、ＩアームもしくはＱアームのバイアス制御には、Ｉ／Ｑ間直交ズレから発生する雑音成分が混入している。そこで、Ｉ／Ｑ間の直交ズレを同時に観測して、ＩアームもしくはＱアームのバイアス制御用信号から雑音成分を除去することで、ＩアームもしくはＱアームの制御の安定性を高めることが出来る。

＜第２の例示的な実施形態＞
図１４は、第２の例示的な実施形態による光送信器の構成を例示する図である。図６の前記第１の例示的な実施形態との違いは、
・光π／２位相シフト部１０８へのディザ信号の重畳の方法と、
・Ｉ／Ｑ間直交制御の制御信号の取得方法と、
・ＡＢＣ制御の回路スケジュール、
である。

Ｉ／Ｑ間の直交制御の動作を、Ｉアーム変調器およびＱアーム変調器のバイアス制御とともに行い、制御シーケンス時間の短縮を図り、光送信器１４４の立ち上がり時間の短縮とＡＢＣ回路の安定化を図っている。

図１４において、制御部１４２内のＤＣバイアス生成部１２２から出力されるバイアス信号１２６（光π／２位相シフト部１０８へのバイアス信号１２６）には、低周波発信器１１７からの信号を切り出したディザ信号は重畳されていない。

ディザ信号が重畳されているのは、時分割制御器１４１を仲介しているＩアーム変調器１０６のバイアス信号１２４およびＱアーム変調器１０７のバイアス信号１２５となる。

図１２と図１３を参照して説明したように、Ｉ／Ｑ間の直交状態は、Ｉアーム変調器１０６およびＱアーム変調器１０７へのディザ信号から読み取ることが出来る。

ＲＭＳ検出値１１５や包絡線検出信号１１６をモニタすることにより、Ｉアーム変調器１０６およびＱアーム変調器１０７のバイアス制御中に、同じディザ信号成分より、Ｉ／Ｑ間の直交ズレを読み取ることができ、直交制御が可能である。

２つの制御を同じタイムスロットで行うために、制御部１４２の雑音成分検出部１１９は、雑音除去部１２０と直交ズレ検出回路１２１に、雑音成分１３１と制御信号１３２を同じタイミングで出力する。雑音成分１３１と制御信号１３２は同じ信号である。

信号（雑音成分１３１、制御信号１３２）は、雑音成分検出器１１９において、ＲＭＳ検出値１１５と、包絡線検出信号１１６からの同期検波器１１８出力とを乗算して生成される。

図１５は、第２の例示的な実施形態におけるＡＢＣ回路１４３の制御スケジュールを説明する図である。ディザ信号が印加されるのは、Ｉアーム変調器１０６とＱアーム変調器１０７である。

Ｉアーム変調器１０６での信号処理では、バンドパスフィルタ１１２の出力系からの制御信号１３０より雑音成分１３１を除去し、雑音が無くなった誤差信号の振幅値より、Ｉアーム制御のための操作量を決定し、Ｉアーム変調器１０６のバイアスに出力する。同時に、Ｉ／Ｑ間の直交ズレ量より、光π／２位相シフト部１０８制御のための操作量を決定し、光π／２位相シフト部１０８のバイアスに出力する。Ｑアーム変調器１０７側でも同様の信号処理を行う。

この信号処理では、光π／２位相シフト部１０８のディザ処理時間を省くことができる。

このため、本実施形態によれば、ＡＢＣ回路の制御時間は、前記第１の例示的な実施形態の５０ｍｓから、３０ｍに短縮できる。

本実施形態によれば、この制御時間の短縮により、ＰＩＤ制御の精度を高めることができる。

また、本実施形態によれば、光送信器１４４の立ち上げの際のＡＢＣ回路の収束時間を短縮することができる。

＜第３の例示的な実施形態＞
図１６は、第３の例示的な実施形態の光送信器の構成を例示する図である。第３の例示的な実施形態が、図６の第１の例示的な実施形態と相違する点は、制御部１５３内に、雑音除去器１２０の代わりに、制御値選択器１５１を備え、制御部１５３の制御プロセスを簡便にし、安定動作を狙ったＡＢＣ回路１５４を提供することである。

図１６の第３の例示的な実施形態で、制御部１５３の雑音成分検出器１１９の出力の一つである雑音成分１３１には、信号振幅検出器１１４からのＲＭＳ検出値１１５を選択して出力する。雑音成分１３１が入力される制御値選択器１５１には、別の入力信号として、閾値入力部１５２が設けられている。

一方、制御部１５３の雑音成分検出器１１９のもう一つの出力である制御信号１３２には、信号振幅検出器１１４からの包絡線検出信号１１６を選択して出力している。制御信号１３２は、直交ズレ検出器１２１に入力される。直交ズレ検出器１２１では、信号成分のフィルタを行った後、ＤＣバイアス生成部１２２でＩ／Ｑ間の直交制御を行うバイアス信号１２６を生成する。

図１７を参照して、制御値選択器１５１の動作を説明する。

制御値選択器１５１は、入力されたＲＭＳ検出値に閾値を設けて、同期検波器１１３の出力となる制御信号１３０の選択を行う。図１７（Ａ）に示すように、ＲＭＳ検出値に対し閾値の設定値は、９００ｍＶに設定している。

制御値選択器１５１は、入力信号となる制御信号１３０（同期検波部１１３の出力：ｅ（ｔ））に対して、出力（ｕ（ｔ））を、ＲＭＳ検出値１１５によって選択して出力する。

例えば、ＲＭＳ検出値１１５が閾値よりも小さければ（ＲＭＳ検出値＜閾値）、この状態ではＩ／Ｑ間の直交が９０度近辺に制御されており制御信号１３０には雑音は少ないとして、現在の時点で取得した制御信号１３０（ｅ（ｔ））を選択して出力する。

一方、ＲＭＳ検出値１１５が閾値よりも大きければ、この状態ではＩ／Ｑ間の直交ズレが発生しており制御信号１３０に雑音が混入しているものとして、前回出力した前のタイムスロットでの制御信号１３０（ｅ（ｔ−１））を、再度出力する。上記を書き換えると下記となる。

(１） ＲＭＳ値≦閾値なら、ｕ（ｔ）＝ｅ（ｔ）を出力

(２） ＲＭＳ値＞閾値なら、ｕ（ｔ）＝ｅ（ｔ−１）を出力

上記で、（２）の状態は雑音が多ければ、その状態で得られた制御信号は使用せず、廃棄し、制御が確からしい前回の値を再度使用させる。この結果、制御系に積分効果を齎すことになり、制御系が安定する。積分動作が効くため、例えば外乱発生等により、制御が崩れた時には、目標とする制御点に戻るのに時間を要するが、制御系の設定が容易であり、簡単に制御系の安定が図れるという利点がある。

図１６の第３の例示的な実施形態では、制御値選択器１５１を用いた制御手法を採用している。光変調器１０５への３つのバイアス信号１２４、１２５、１２６には、時分割したディザ信号を重畳し、ＡＢＣ回路の制御スケジュールは、前記第１の例示的な実施形態と同じく、図７に示した通りである。制御スケジュールで、光π／２位相シフト部１０８の制御が安定に行われる。

ＩアームもしくはＱアームの制御時に、Ｉ／Ｑ間の直交状態に変化が無く、その雑音成分が設定閾値以下であれば、ＩアームもしくはＱアームの制御には、最新の誤差信号に基づく操作量が加えられる。このため、制御は、最適点に向かって動作する。

ＩアームもしくはＱアームの制御時に、Ｉ／Ｑ間の直交状態が悪くなり、雑音成分が設定閾値を超えた場合には、ＩアームもしくはＱアームの制御は、操作量を加えず、前回値とする。そして、再度、光π／２位相シフト部１０８でのＩ／Ｑ間の直交制御を精度よく調整した後に、再度、ＩアームもしくはＱアームの制御を行う。

このような制御系は、誤差信号の選択と積分動作を含むので、ＰＩＤ制御系を簡便な定数設定とすることができる。そして、安定な動作を提供することができる。

＜第４の例示的な実施形態＞
図１８は、第４の例示的な実施形態の光送信器の構成を例示する図である。図１８を参照すると、第４の例示的な実施形態において、光送信器１８１は、Ｉアームの制御と、Ｑアームの制御を別の制御系に分け、ＡＢＣ制御の高速化を図ったものである。

また、第４の例示的な実施形態において、制御スケジュールの形態は、前記第２の例示的な実施形態の制御スケジュールを基本としており、Ｉアームの制御とＩ／Ｑ間の直交制御を同時に行い、平行して、Ｑアームの制御とＩ／Ｑ間の直交制御を同時に行う。

これらの２つの制御を同時に行うため、制御系の部品は、Ｉアーム系とＱアーム系の２種類を用い、制御の間にディザ信号の混信が発生しないように、２つ準備した低周波発信器の周波数を、それぞれｆ１とｆ２の異なる周波数に設定している。

以下では、本実施形態について、前記した第２の例示的な実施形態と構成が相違するＡＢＣ回路１８０を中心に説明する。

光変調信号１０９の一部の光をモニタする光検出器１１０の出力電気信号は、増幅器１６１で増幅した後、信号分岐器１６２で２つの信号に分岐され、Ｉアーム用とＱアーム用の２つ制御系に供給される。

バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１６３は、Ｉアーム用のディザを検出するためのものである。特に制限されるものではないが、本実施形態では、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１６３の中心周波数ｆ１は１ｋＨｚに設定している。

また、低周波発信器１６４も、その発信周波数はｆ１＝１ｋＨｚとしている。

Ｉアーム用の雑音成分検出器１１９は、雑音除去器１２０および直交ズレ検出器１２１に包絡線検出信号１１６からの同期検波器１１８出力を選択して供給している。

ＩアームのＤＣバイアス生成器１２２は、Ｉアーム用のＤＣバイアス信号を出力し信号合成器１７７にて低周波発信器１６４からの正弦波信号と合成されてＩアーム変調器１０６用のバイアス信号１２４となる。

また、ＤＣバイアス生成器１２２から出力されるＩ／Ｑ間の直交制御用の制御信号は、信号制御器１７８に入力される。Ｑアーム側のＤＣバイアス生成器１７５から出力されるＩ／Ｑ間の直交制御用の制御信号も信号制御器１７８に入力される。

信号制御器１７８では、２種類のＩ／Ｑ間の直交制御用の制御信号が交互に入れ替わるように、時分割合成の制御を行い、その出力を、光π/２位相シフト部１０８にバイアス信号１２６として供給している。

Ｑアームの制御系には、中心周波数がｆ２のバンドパスフィルタ（BPF)１６５を用いている。本実施形態では、中心周波数ｆ２を６ｋＨｚに設定している。

また、低周波発信器１６７もその発信周波数はｆ２＝６ｋＨｚとしている。

Ｑアーム用の雑音成分検出器１７２は、雑音除去器１７３および直交ズレ検出器１７４に包絡線検出信号１７０からの同期検波器１７１出力を選択して供給する。

ＱアームのＤＣバイアス生成器１７５は、Ｑアーム用のＤＣバイアス信号を出力し信号合成器１７６にて低周波発信器１６７からの正弦波信号と合成されてＱアーム変調器１０７用のバイアス信号１２５となる。

また、ＤＣバイアス生成器１７５からのＩ／Ｑ間の直交制御用の制御信号は、信号制御器１７８に入力される。

信号制御器１７８は、Ｉアーム系とＱアーム系の直交制御用の制御信号が交互に入れ替わるよう時分割合成の制御を行い、その出力を光π/２位相シフト部１０８にバイアス信号１２６として供給している。

図１９は、第４の例示的な実施形態におけるＡＢＣ回路の制御スケジュールを説明する図である。

制御部１７９は、Ｉアーム系およびＱアーム系でのディザ信号の読み込み、演算処理、バイアス設定のタイミング処理を管理し、約１０ｍｓ毎に、ＩアームおよびＱアームへのバイアス制御を実行するとともに、光π／２位相シフト部１０８への５ｍｓ毎のバイアス制御を行うことができる。このため、ＡＢＣ回路の高速化が達成される。

この制御の高速化は外来雑音に対する制御の耐力向上に効果がある。また、ＡＢＣ回路の立ち上がり時の収束時間も短くでき、利点が多い。

上記した実施形態の光送信器は、多値変調方式を利用する光通信システムに適用することができる。

なお、上記の特許文献、非特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせ乃至選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

この出願は、２０１５年３月２６日に出願された日本出願特願２０１５−０６３９６０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１００ 論理二値データ列
１０１ 符号器
１０２ ドライバＩ
１０３ ドライバＱ
１０４ レーザ
１０５ 光変調器
１０６ Ｉアーム変調器
１０７ Ｑアーム変調器
１０８ 光π／２位相シフト部
１０９ 光変調信号
１１０ 光検出器
１１１ 増幅器
１１２ バンドパスフィルタ
１１３、１１８ 同期検波器
１１４ 信号振幅検出器
１１５ ＲＭＳ検出値
１１６ 包絡線検出信号
１１７ 低周波発信器
１１９ 雑音成分検出器
１２０ 雑音除去器
１２１ 直交ズレ検出器
１２２ ＤＣバイアス生成部
１２３ 時分割制御部
１２４、１２５、１２６ バイアス信号
１２７ 制御部
１２８ ＡＢＣ回路（自動バイアス制御回路）
１２９ 光送信器
１３０ 制御信号
１３１ 雑音成分
１３２ 制御信号
１４１ 時分割制御器
１４２ 制御部
１４３ ＡＢＣ回路（自動バイアス制御回路）
１４４ 光送信器
１５１ 制御値選択器
１５２ 閾値入力部
１５３ 制御部
１５４ ＡＢＣ回路（自動バイアス制御回路）
１５９ 光送信器
１６１ 増幅器
１６２ 信号分岐器
１６３ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１６４ 低周波発信器
１６５ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１６６ 同期検波器
１６７ 低周波発信器
１６８ 信号振幅検出器
１６９ ＲＭＳ検出値
１７０ 包絡線検出信号
１７１ 同期検波器
１７２ 雑音成分検出器
１７３ 雑音除去器
１７４ 直交ズレ検出器
１７５ ＤＣバイアス生成器
１７６、１７７ 信号合成器
１７８ 信号制御器
１７９ 制御部
１８０ ＡＢＣ回路（自動バイアス制御回路）
１８１ 光送信器

Claims (8)

1. 第１導波路と第２導波路と、を含み、前記第１導波路と前記第２導波路の各々が多値の強度レベルを有する変調駆動信号で搬送光を変調する光変調手段と、
   前記第１導波路から出力される第１の光信号と、前記第２導波路から出力される第２の光信号との間に所定の位相差を与える位相シフト手段と、
   前記位相差が与えられた前記第１の光信号と前記第２の光信号を合波して得られる多値光信号の一部を検出して光電気変換する光検出手段と、
   前記光検出手段からの出力信号に基づき、前記第１導波路及び前記第２導波路に、それぞれ第１バイアス電圧及び第２バイアス電圧を供給する第１の制御手段と、
   を備え、
   前記第１の制御手段は、
   前記光検出手段の出力を受け、前記光検出手段の出力の信号振幅情報を出力する信号振幅検出手段と、
   前記信号振幅情報を入力し、前記信号振幅情報が表す前記光変調手段の前記第１導波路と前記第２導波路間の直交状態に基づいて、前記第１導波路に与える第１バイアス電圧と、前記第２導波路に与える第２バイアス電圧の少なくとも一方を補正する第２の制御手段と、
   を含み、
   前記第１の制御手段は、
   予め定められた、相対的に低い周波数の信号を出力する発振手段と、
   前記発振手段の出力信号を直流電圧に重畳して、前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス電圧を生成するバイアス手段と、
   をさらに備え、
   前記信号振幅検出手段は、前記信号振幅検出手段に入力される信号の包絡線検波を行う包絡線検波手段を備え、
   前記第２の制御手段は、前記包絡線検波手段からの包絡線検出信号により、前記発振手段の出力信号成分を抽出し、抽出した前記発振手段の出力信号成分の強度又は位相の少なくとも一つの情報に基づき、前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス電圧の一方又は両方を補正する、ことを特徴とする光送信装置。
2. 前記信号振幅検出手段は、前記信号振幅検出手段に入力される信号の二乗平均平方根値を生成するＲＭＳ検出手段をさらに備え、
   前記第２の制御手段は、前記ＲＭＳ検出手段からの前記二乗平均平方根値をさらに入力し、前記二乗平均平方根値に基づき、前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス電圧の一方又は両方の出力の変化に、制限を加える、ことを特徴とする請求項１に記載の光送信装置。
3. 前記信号振幅検出手段は、前記信号振幅検出手段に入力される信号の二乗平均平方根値を生成するＲＭＳ検出手段をさらに備え、
   前記第２の制御手段は、前記包絡線検波手段からの前記包絡線検出信号に加えて、前記ＲＭＳ検出手段からの前記二乗平均平方根値を入力し、
   前記包絡線検出信号の強度又は位相の情報と、前記二乗平均平方根値の少なくとも一方を前記位相シフト手段での前記第１導波路から出力される第１の光信号と、前記第２導波路から出力される第２の光信号との間の位相制御に用いる、ことを特徴とする請求項１に記載の光送信装置。
4. 前記バイアス手段は、前記発振手段の出力信号を直流電圧に重畳して、第３バイアス電圧をさらに生成し、前記第３バイアス電圧は前記位相シフト手段に供給される、ことを特徴とする請求項３に記載の光送信装置。
5. 前記第１の制御手段は、
   前記光検出手段の出力信号を受ける増幅手段と、
   前記増幅手段の出力を受け、予め定められた周波数の信号を選択的に通過させるフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段を通過した信号を同期検波する第１の同期検波手段と、
   をさらに備え、
   前記信号振幅検出手段は、前記増幅手段の出力信号を入力し、
   前記包絡線検波手段からの前記包絡線検出信号を同期検波する第２の同期検波手段と
   を備え、
   前記第２の制御手段は、
   前記ＲＭＳ検出手段からの前記二乗平均平方根値と、前記第２の同期検波手段で同期検波した前記包絡線検出信号を入力し、雑音成分信号を出力する雑音成分検出手段と、
   前記第１の同期検波手段からの出力をバイアス電圧生成用の制御信号として入力し、前記雑音成分検出手段からの前記雑音成分信号を入力し、前記制御信号から雑音を除去して前記バイアス手段に供給する雑音除去手段と、
   前記雑音成分検出手段により前記包絡線検出信号に基づき生成された雑音成分信号をフィルタ処理した信号を前記バイアス手段に供給する直交ズレ検出手段と、
   を備えた、ことを特徴とする請求項３又は４に記載の光送信装置。
6. 前記第１の制御手段は、前記バイアス手段からの少なくとも前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス電圧に前記発振手段からの信号を重畳して時分割で前記第１導波路と前記第２導波路に与える時分割手段をさらに備えたことを特徴とする請求項５に記載の光送信装置。
7. 光変調器の第１導波路と第２導波路を導波する光を、多値の強度レベルを有する変調駆動信号でそれぞれ変調し、
   前記第１導波路から出力される第１の光信号と、前記第２導波路から出力される第２の光信号との間に所定の位相差を与え、
   前記位相差が与えられた前記第１の光信号と前記第２の光信号を合波して得られる多値光信号の一部を検出して光電気変換し、
   前記光電気変換した信号に基づき、前記光変調器にバイアス電圧を供給する制御を行う方法であって、
   前記光電気変換した信号の信号振幅情報を取得し、
   前記信号振幅情報が表す前記第１導波路と前記第２導波路間の直交状態に基づいて、前記第１導波路に与える第１バイアス電圧と、前記第２導波路に与える第２バイアス電圧の少なくとも一方を補正する、ことを含む光送信装置の制御方法であって、
   予め定められた、予め定められた相対的に低い周波数の信号を生成し、
   前記生成された相対的に低い周波数の信号を直流電圧に重畳して、前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス電圧を生成し、
   前記光電気変換した信号から包絡線検波を行って包絡線検出信号を取得し、
   前記包絡線検出信号により、前記相対的に低い周波数の信号の信号成分を抽出し、抽出し信号成分の強度又は位相の少なくとも一つの情報に基づき、前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス電圧の一方又は両方を補正する、ことを特徴とする光送信装置の制御方法。
8. 前記光電気変換した信号から二乗平均平方根値を生成し、
   前記二乗平均平方根値に基づき、前記第１バイアス電圧と前記第２バイアス電圧の一方又は両方の出力の変化に、制限を加える、ことを特徴とする請求項７に記載の光送信装置の制御方法。

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