JP6767886B2 - 光検出回路、及び光検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、受光した光を電気信号に変換する光検出回路、及び光検出装置に関する。

従来、内部光電効果によって生成される電荷を蓄積し、蓄積した電荷量に応じた画素値を出力する光検出回路が知られている。

例えば、特許文献１には、複数のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタを含んで構成される光検出回路について記載されている。

特開２０１０−２８６８１４号公報

しかしながら、従来の光検出回路では、構成するＭＯＳトランジスタの特性が経時劣化等により変化してしまうと、光検出回路の回路特性が変化してしまう。

そこで、本発明は、係る問題に鑑みてなされたものであり、構成するトランジスタの特性が変化した場合における回路特性の変化を、従来よりも抑制し得る光検出回路、及び光検出装置を提供することを目的とする。

本発明に係る光検出回路は、光検出トランジスタと、電流出力トランジスタと、スイッチングトランジスタと、第１容量とを備え、前記光検出トランジスタのソースと、前記電流出力トランジスタのゲートと、前記第１容量の一端とが接続され、前記電流出力トランジスタのソースと、前記スイッチングトランジスタのドレインと、前記第１容量の他端とが接続され、前記光検出トランジスタは、ドレインが基準電位線に接続され、オフ状態において受光することで、内部光電効果によって生成される電荷をソースで集電し、前記電流出力トランジスタは、ドレインが、第１電源電位と第２電源電位とを取り得る電源線に接続され、前記スイッチングトランジスタは、ソースが光検出線に接続されることを特徴とする。

本発明に係る光検出装置は、上記光検出回路が、Ｎ（Ｎは２以上の整数）行Ｍ（Ｍは２以上の整数）列の２次元アレイ状に配置された光検出回路アレイを備え、一の行に属するＭ個の光検出回路は、接続される前記基準電位線が共通であり、一の行に属するＭ個の光検出回路は、接続される前記電源線が共通であり、一の列に属するＮ個の光検出回路は、接続される前記光検出線が共通であることを特徴とする。

本発明に係る光検出回路、及び光検出装置では、第１容量に電荷を蓄積することで、電流出力トランジスタのゲートソース間の電位差を、その電流出力トランジスタの現時点における閾値電圧とすることができる。

そして、電流出力トランジスタのゲートソース間の電位差が、その出力トランジスタの現時点における閾値電圧となる状態を初期状態として、その出力トランジスタのゲートノードに、オフ状態の光検出トランジスタにおける内部光電効果によって生成される電荷を蓄積することができる。

これにより、電流出力トランジスタの閾値電圧が変動したとしても、その変動による、光検出回路、及び光検出装置の回路特性への影響は低減される。

このため、本発明に係る光検出回路、及び光検出装置によると、構成するトランジスタの特性が変化した場合における回路特性の変化を、従来よりも抑制し得る光検出回路、及び光検出装置を提供することができる。

図１は、実施の形態に係る光検出装置の構成を示すブロック図である。 図２は、実施の形態に係る光検出回路の構成を示すブロック図である。 図３は、実施の形態に係る光検出回路とその周辺回路の一部との構成を示すブロック図である。 図４は、実施の形態に係る光検出装置の動作を示すタイミングチャートである。 図５Ａは、実施の形態に係る光検出装置の動作状態を示す模式図その１である。 図５Ｂは、実施の形態に係る光検出装置の動作状態を示す模式図その２である。 図５Ｃは、実施の形態に係る光検出装置の動作状態を示す模式図その３である。 図５Ｄは、実施の形態に係る光検出装置の動作状態を示す模式図その４である。 図５Ｅは、実施の形態に係る光検出装置の動作状態を示す模式図その５である。 図６は、変形例１に係る光検出装置の構成を示すブロック図である。 図７は、変形例１に係る光検出装置の動作を示すタイミングチャートである。 図８は、変形例２に係る光検出装置の構成を示すブロック図である。 図９は、変形例２に係る光検出回路の構成を示すブロック図である。 図１０は、変形例２に係る光検出回路とその周辺回路の一部との構成を示すブロック図である。 図１１は、変形例２に係る光検出装置の動作を示すタイミングチャートである。 図１２は、変形例２に係る光検出装置の動作を示すタイミングチャートである。 図１３は、変形例３に係る光検出装置の構成を示すブロック図である。 図１４は、変形例３に係る光検出装置１００Ｃの動作を示すタイミングチャートである。 図１５は、従来の光検出装置の構成を示すブロック図である。 図１６は、従来の光検出回路の構成を示すブロック図である。 図１７は、従来の光検出回路とその周辺回路の一部との構成を示すブロック図である。 図１８は、従来の光検出装置の動作を示すタイミングチャートである。 図１９Ａは、従来の光検出装置の動作状態を示す模式図その１である。 図１９Ｂは、従来の光検出装置の動作状態を示す模式図その２である。 図１９Ｃは、従来の光検出装置の動作状態を示す模式図その３である。

（本発明の一態様を得るに至った経緯）
発明者は、上記従来の光検出回路、及び従来の光検出装置に関し、以下の問題が生じることを見出した。

従来、光検出回路は、ディスプレイ画面に対する光ペン等による入力デバイス、Ｘ線等の検知デバイス等に利用される。

図１５は、従来の光検出装置１００Ｄの構成を示すブロック図である。

図１６は、従来の光検出回路１０Ｄの構成を示すブロック図である。

図１７は、従来の光検出回路１０Ｄとその周辺回路の一部との構成を示すブロック図である。

図１６に示されるように、従来の光検出回路１０Ｄは、光検出トランジスタ２１Ｄと、電流出力トランジスタ２２Ｄと、スイッチングトランジスタ２３Ｄと、容量２４Ｄとを含んで構成される。

光検出トランジスタ２１Ｄは、オフ状態において光電変換素子として機能する。すなわち、光検出トランジスタ２１Ｄは、オフ状態において受光することで、内部光電効果によって生成される電荷をソースで集電する。

また、電流出力トランジスタ２２Ｄのドレインが接続される電源線２５Ｄは、後述の光検出期間＋検出電圧出力期間（図１８参照）に用いるＶｃｃと、後述の検出準備期間（図１８参照）に用いるＶｉｎｉとの２値を取る。

図１８は、従来の光検出装置１００Ｄの動作を示すタイミングチャートである。

図１９Ａ、図１９Ｂ、図１９Ｃは、従来の光検出装置１００Ｄの動作状態を示す模式図である。

図１８に示されるように、従来の光検出装置１００Ｄでは、まず、検出準備期間において、電源線２５ＤをＶｉｎｉとして、光検出トランジスタ２１Ｄをオン状態とする。光検出トランジスタ２１Ｄがオン状態となることで、電流出力トランジスタ２２Ｄのゲート電位がＶｉｎｉとなる（図１９Ａ参照）。

次に、スイッチングトランジスタ２３Ｄをオン状態にして、電流出力トランジスタ２２Ｄのソースを光検出線２６Ｄに接続する。このとき、電流出力トランジスタ２２Ｄのゲート、ドレイン電圧はＶｉｎｉであり、スイッチングトランジスタ２３Ｄをオン状態にしたときに、電流出力トランジスタ２２Ｄのゲートソース間の電圧Ｖｇｓがその閾値電圧Ｖｔｈよりも大きければ、電流出力トランジスタ２２Ｄは、飽和領域で動作する。さらに、電流出力トランジスタ２２Ｄのソース電圧が、光検出ドライバ１１Ｄ内において接続されているダイオード３１Ｄの閾値電圧と、ダイオード３１Ｄのソースに接続されている電源の電位Ｖｃａｔとの和より大きければ、図１９Ｂに示されるように、電流出力トランジスタ２２Ｄに電流Ｉｄｓが流れ、光検出線２６ＤはＶｘという電位となる。

ここで、このＶｘという値は、電流出力トランジスタ２２Ｄの閾値電圧Ｖｔｈのばらつきが反映された値となる。すなわち、経時劣化等により、電流出力トランジスタ２２ＤのＶｔｈが変化すると、Ｖｘの値も変化する。

光検出線２６Ｄの電位がＶｘとなった後に、光検出トランジスタ２１Ｄをオフ状態にする。

そして、光検出トランジスタ２１Ｄをオフ状態にした後における光検出期間＋検出電圧出力期間に、電源線２５ＤをＶｃｃとする。この光検出期間＋検出電圧出力期間、光検出トランジスタ２１Ｄはオフ状態である。このため、この光検出期間＋検出電圧出力期間、光検出トランジスタ２１Ｄは、光電変換素子として機能する。さらに、Ｖｃｃ＞Ｖｉｎｉであれば、光検出トランジスタ２１Ｄは、受光した光量に応じて、電流出力トランジスタ２２Ｄのゲート電圧を増加させる方向にリーク電流を流す。このときの電流出力トランジスタ２２Ｄのゲート電圧の変化量をΔＶ１、ソース電圧の変化量をΔＶ２とすると、光検出線２６Ｄには、Ｉｄｓ´という電流が流れ、Ｖｘ＋ΔＶ２という電圧が出力される（図１９Ｃ参照）。

光検出期間＋検出電圧出力期間が終了すると、スイッチングトランジスタ２３Ｄをオフ状態にする。

ここで、光検出トランジスタ２１Ｄは、受光する光量に応じて、そのリーク電流が変化する。すなわち、光検出トランジスタ２１Ｄが受光する光量が大きいと、光検出期間＋検出電圧出力期間における電流出力トランジスタ２２Ｄのゲート電圧の増加量が大きくなり、逆に、光検出トランジスタ２１Ｄが受光する光量が小さいと、光検出期間＋検出電圧出力期間における電流出力トランジスタ２２Ｄのゲート電圧の増加量が小さくなる。これにより、図１８に示されるように、電圧検出部３２Ｄでは、光検出トランジスタ２１Ｄが受光した光量に応じた値Ｖｘ＋ΔＶｈ、Ｖｘ＋ΔＶｌを検出する。

電圧検出部３２Ｄによって検出される電圧Ｖｘ＋Ｖ２は、電流出力トランジスタ２２Ｄの閾値電圧Ｖｔｈのばらつきが反映されたＶｘが含まれている。このため、Ｖｘ＋Ｖ２の絶対値からだけでは、光検出トランジスタ２１Ｄが受光する光量を正しく算出することができない。

従って、従来の光検出装置１００Ｄを利用する場合には、光検出トランジスタ２１Ｄが受光する光量を正しく算出するために、別途Ｖｘを検出し、（Ｖｘ＋Ｖ２）−Ｖｘを算出しなければならない。

発明者は、このような問題に鑑みて、本発明に係る光検出回路、及び光検出装置を想到するに至った。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の好ましい一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、信号のタイミング等は、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、より好ましい形態を構成する任意の構成要素として説明される。また、各図は、必ずしも厳密に図示したものではない。各図において、実質的に同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略又は簡略化する。

（実施の形態）
図１は、実施の形態に係る光検出装置１００の構成を示すブロック図である。

同図に示されるように、光検出装置１００は、光検出回路１０がＮ（Ｎは２以上の整数）行Ｍ（Ｍは２以上の整数）列の２次元アレイ状に配置された光検出回路アレイ１１０を含んで構成される。

図２は、実施の形態に係る光検出回路１０の構成を示すブロック図である。

図３は、光検出回路１０とその周辺回路の一部との構成を示すブロック図である。

図２に示されるように、光検出回路１０は、光検出トランジスタ２１と、電流出力トランジスタ２２と、スイッチングトランジスタ２３と、第１容量２４とを含んで構成される。

光検出回路１０において、光検出トランジスタ２１のソースと、電流出力トランジスタ２２のゲートと、第１容量２４の一端とが接続され、電流出力トランジスタ２２のソースと、スイッチングトランジスタ２３のドレインと、第１容量２４の他端とが接続される。

光検出トランジスタ２１は、ドレインが基準電位線２７に接続され、オフ状態において光電変換素子として機能する。すなわち、光検出トランジスタ２１は、オフ状態において受光することで、内部光電効果によって生成される電荷をソースで集電する。

電流出力トランジスタ２２は、ドレインが、第１電源電位Ｖｃｃと、第２電源電位Ｖｉｎｉとを取り得る電源線２５に接続される。

スイッチングトランジスタ２３は、ソースが光検出線２６に接続される。

また、図１に示されるように、光検出回路アレイ１１０において、一の行に属するＭ個の光検出回路１０は、接続される基準電位線２７が共通であり、一の行に属するＭ個の光検出回路１０は、接続される電源線２５が共通であり、一の列に属するＮ個の光検出回路１０は、接続される光検出線２６が共通である。

この実施の形態では、各基準電位線２７の電位は、Ｖｏｆｓ（例えば、５Ｖ）に固定されている。

図４は、光検出装置１００の動作を示すタイミングチャートである。

図５Ａ、図５Ｂ、図５Ｃ、図５Ｄ、図５Ｅは、光検出装置１００の動作状態を示す模式図である。

図４に示されるように、光検出装置１００では、まず、検出準備期間直前において、電源線２５の電位はＶｉｎｉ（例えば、０Ｖ）となっている。そして、検出準備期間において、光検出トランジスタ２１をオン状態とする。このとき、電流出力トランジスタ２２のゲートに入力される、基準電位線２７の電位Ｖｏｆｓと、電流出力トランジスタ２２のドレインに入力される、電源線２５の電位Ｖｉｎｉとの差分は、電流出力トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈよりも大きく設定する必要がある（図５Ａ参照）。

次に、閾値電圧補正期間において、電源線２５の電位をＶｉｎｉからＶｃｃ（例えば、１０Ｖ）へと変化させる。ここで、Ｖｃｃは、電流出力トランジスタ２２が飽和領域動作することができる電位である。このとき、図５Ｂに示されるように、電流出力トランジスタ２２には、電流出力トランジスタ２２のゲートソース間電圧に応じた電流が、電源線２５から流れる。このことによって、電流出力トランジスタ２２のソース電位は、Ｖｉｎｉから増加して、一定時間経過後、電流出力トランジスタ２２のゲートソース間電圧は、電流出力トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈとなる。そして、このゲートソース間電圧は、第１容量２４によって保持される。

その後、光検出トランジスタ２１をオフ状態とする。

次に、光検出期間おいて、電源線２５の電位を、Ｖｃｃから再びＶｉｎｉに変化させる（図５Ｃ参照）。このとき、電流出力トランジスタ２２のソースの電位は再びＶｉｎｉとなるが、第１容量２４によって、電流出力トランジスタ２２のゲートソース間の電位差が、電流出力トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈに維持されるため、電流出力トランジスタ２２のゲート電位は、Ｖｉｎｉ＋Ｖｔｈとなる。このとき、光検出トランジスタ２１は、オフ状態であり、前述のとおり光電変換素子として機能している。このため、光検出トランジスタ２１は、受光した光量に応じて、電流出力トランジスタ２２のゲート電位を増加させる方向にリーク電流を流す（図５Ｄ参照）。このときの電流出力トランジスタ２２のゲートの電位変化量をΔＶとすると、一定期間経過後の電流出力トランジスタ２２のゲート電位は、Ｖｉｎｉ＋Ｖｔｈ＋ΔＶという値となる。

そして、スイッチングトランジスタ２３をオン状態とした後、検出電圧出力期間において、電源線２５の電位をＶｉｎｉからＶｃｃに変化させる。ここで、スイッチングトランジスタ２３をオン状態とする前に、光検出線２６の電位は、予め光検出ドライバ１１のスイッチ３３等によって、電源線２５の電位Ｖｉｎｉと同じにしておくことが望ましい。このとき、電流出力トランジスタ２２のゲートソース間電圧Ｖｇｓに応じて、図５Ｅに示されるように、電流が流れる。電流出力トランジスタ２２のゲートソース間電圧Ｖｇｓは、光検出期間における光検出トランジスタ２１からのリーク電流によって変化するため、電圧検出部３２によって検出される電圧は、光検出期間において光検出トランジスタ２１が受光した光量に応じた値となる。

検出電圧出力期間が終了すると、スイッチングトランジスタ２３をオフ状態とし、電源線２５の電位をＶｉｎｉとする。

＜考察＞
上述したように、光検出回路１０は、検出準備期間に、電流出力トランジスタ２２のゲートソース間電圧を、電流出力トランジスタ２２の閾値電圧Ｖｔｈとする閾値電圧補正を行う。このため、光検出ドライバ１１の電圧検出部３２が検出する電圧は、電流出力トランジスタ２２の閾値電圧特性のばらつきが補正されたものとなる。

従って、光検出装置１００によると、電流出力トランジスタ２２の閾値電圧が変動したとしても、その変動による、光検出回路１０、及び光検出装置１００の回路特性への影響を低減することができる。

そして、このことにより、光検出装置１００では、従来の光検出装置１００Ｄの場合のように、別途、従来例におけるＶｘに相当する電位の検出を行う必要がない。

更に、光検出回路１０では、従来の光検出回路１０Ｄのように、光検出期間において、電流出力トランジスタ２２をオン状態とする必要がない。

従って、光検出装置１００は、従来の光検出装置１００Ｄに比べて、Ｍ個の光検出回路１０が接続される１本の光検出線２６における、光検出回路１０の１個当たりの占有期間を短くすることができる。

そして、このことにより、光検出装置１００では、電圧検出部３２による電圧検出のサイクルを、従来の光検出装置１００Ｄよりも短くすることが可能となる。

（変形例１）
ここでは、実施の形態に係る光検出装置１００から、その一部の機能が変更された変形例１に係る光検出装置について、図面を参照しながら説明する。

実施の形態１に係る光検出装置１００は、各基準電位線２７の電位が、Ｖｏｆｓに固定される構成の例であった。これに対して、変形例１に係る光検出装置は、各基準電位線２７の電位が、Ｖｏｆｓ（第１基準電位）とＶｏｆｓ２（第２基準電位）とのいずれかに、選択的に固定される構成の例となっている。

以下、変形例１に係る光検出装置について、実施の形態１に係る光検出装置１００からの変更点を中心に説明する。

図６は、変形例１に係る光検出装置１００Ａの構成を示すブロック図である。

図６に示されるように、光検出装置１００Ａは、実施の形態に係る光検出装置１００に対して、基準電位線２７の電位を、各行単位で、Ｖｏｆｓと、Ｖｏｆｓよりも大きなＶｏｆｓ２（例えば、１０Ｖ）とのいずれかに選択的に固定する信号入力制御部６００が追加されるように変更されている。

図７は、光検出装置１００Ａの動作を示すタイミングチャートである。

同図に示されるように、光検出装置１００Ａでは、光検出期間において、基準電位線２７の電位が、ＶｏｆｓからＶｏｆｓ２へと引き上げられる。

＜考察＞
実施の形態に係る光検出装置１００では、光検出期間において、電流出力トランジスタ２２のゲート電位（すなわち、光検出トランジスタ２１のソース電位）がＶｏｆｓに達してしまうと、それ以上、光検出トランジスタ２１にリーク電流が流れなくなってしまう。このため、電流出力トランジスタ２２のゲートノードに蓄積できる電荷量が、電流出力トランジスタ２２のゲート電位がＶｏｆｓに達する時点で飽和してしまう。

これに対して、光検出装置１００Ａでは、光検出期間において、電流出力トランジスタ２２のゲート電位（すなわち、光検出トランジスタ２１のソース電位）がＶｏｆｓに達してしまっても、Ｖｏｆｓ２に達するまでは、光検出トランジスタ２１にリーク電流を流すことが可能となる。このため、光検出装置１００Ａは、実施の形態１に係る光検出装置１００よりも、電流出力トランジスタ２２のゲートノードに蓄積する電荷の飽和量を、より大きくすることができる。

（変形例２）
ここでは、変形例１に係る光検出装置１００Ａから、その一部の機能が変更された変形例２に係る光検出装置について、図面を参照しながら説明する。

変形例１に係る光検出装置１００Ａは、各光検出回路１０において、電流出力トランジスタ２２のゲートソース間に第１容量２４を備える構成の例であった。これに対して、変形例２に係る光検出装置は、各光検出回路において、上記第１容量に加えて、さらに、出力トランジスタ２のソースと固定電源Ｖｃａｔ（例えば、グラウンド）との間に第２容量を備える構成の例となっている。

以下、変形例２に係る光検出装置について、変形例１に係る光検出装置１００Ａからの変更点を中心に説明する。

図８は、変形例２に係る光検出装置１００Ｂの構成を示すブロック図である。

図８に示されるように、光検出装置１００Ｂは、変形例１に係る光検出装置１００Ａから、光検出回路１０が光検出回路１０Ｂに変更されている。

図９は、光検出回路１０Ｂの構成を示すブロック図である。

図１０は、光検出回路１０Ｂとその周辺回路の一部との構成を示すブロック図である。

図９に示されるように、光検出回路１０Ｂは、変形例１に係る光検出回路１０に対して、電流出力トランジスタ２２のソースと固定電源Ｖｃａｔとの間に第２容量８００を備える。

図１１は、光検出装置１００Ｂの動作を示すタイミングチャートである。

図１１に示されるように、検出準備期間のうちの駆動Ｔｒ．Ｖｇｓ拡大期間、光検出トランジスタ２１がオン状態のまま、基準電位線２７の電位が、それまでのＶｏｆｓからＶｏｆｓ２へと引き上げられる。これにより、電流出力トランジスタ２２のゲート電位が、Ｖｏｆｓ２まで引き上げられる。一方で、電流出力トランジスタ２２のソース電位は、第２容量８００が追加されているため、すぐには、Ｖｏｆｓ２−Ｖｔｈにまで上昇しない。このため、図１１に示されるように、駆動Ｔｒ．Ｖｇｓ拡大期間の終了時点において、電流出力トランジスタ２２のゲートソース間電圧Ｖｇｓを、Ｖｔｈ＋ΔＶ（ΔＶ＞０）とすることができる。

＜考察＞
変形例１に係る光検出装置１００Ａでは、光検出期間の初期状態において、電流出力トランジスタ２２のゲートソース間電圧はＶｔｈである。これに対して、変形例２に係る光検出装置１００Ｂでは、光検出期間の初期状態において、電流出力トランジスタ２２のゲートソース間電圧は、Ｖｔｈ＋ΔＶ（ΔＶ＞０）である。

このため、光検出装置１００Ｂは、変形例１に係る光検出装置１００Ａと比べて、検出電圧出力期間において、電流出力トランジスタ２２に流れる電流量が大きくなる。

従って、光検出装置１００Ｂは、変形例１に係る光検出装置１００Ａと比べて、光検出トランジスタ２１が、光検出期間において受光した光量を、より精度良く検出することが可能となる。

なお、変形例２において、光検出装置１００Ｂは、図１１に示されるように、基準電位線２７の電位が、光検出期間以降Ｖｏｆｓ２となるとしているが、例えば、図１２に示されるように、基準電位線２７の電位が、光検出期間の開始時点よりも前の段階でＶｏｆｓとなり、その後、少なくとも光検出期間の終了時点までＶｏｆｓが維持される例も考えられる。

（変形例３）
ここでは、変形例２に係る光検出装置１００Ｂから、その一部の機能が変更された変形例３に係る光検出装置について図面を参照しながら説明する。

変形例２に係る光検出装置１００Ｂは、基準電位線２７の電位を、各行単位で、ＶｏｆｓとＶｏｆｓ２とのいずれかに選択的に固定する構成の例であった。これに対して、変形例３に係る光検出装置は、基準電位線２７の電位を、すべての行で共通に、ＶｏｆｓとＶｏｆｓ２とのいずれかに選択的に固定する構成の例となっている。

以下、変形例３に係る光検出装置について、変形例２に係る光検出装置１００Ｂからの変更点を中心に説明する。

図１３は、変形例３に係る光検出装置１００Ｃの構成を示すブロック図である。

図１３に示されるように、光検出装置１００Ｃは、変形例２に係る光検出装置１００Ｂから、信号入力制御部６００が信号入力制御部１３００に変更されている。

変形例２に係る信号入力制御部６００は、基準電位線２７の電位を、各行単位で、ＶｏｆｓとＶｏｆｓ２とのいずれかに選択的に固定する回路であった。これに対して、信号入力制御部１３００は、基準電位線２７の電位を、すべての行で共通に、ＶｏｆｓとＶｏｆｓ２とのいずれかに選択的に固定するパルス生成回路（基準電位線駆動回路）となっている。

図１４は、光検出装置１００Ｃの動作を示すタイミングチャートである。

図１４に示されるように、信号入力制御部１３００は、基準電位線２７に対して、一定周期Ｈで、電位Ｖｏｆｓと電位Ｖｏｆｓ２とを繰り返すパルス信号を出力する。

＜考察＞
信号入力制御部１３００は、変形例２に係る信号入力制御部６００に比べて、その回路規模が小さくなる。

従って、光検出装置１００Ｃは、変形例１に係る光検出装置Ｂよりも、小型化することが可能になる。

本発明は、受光した光を電気信号に変換する光検出回路等に広く利用可能である。

１０、１０Ｂ 光検出回路
２１ 光検出トランジスタ
２２ 電流出力トランジスタ
２３ スイッチングトランジスタ
２４ 第１容量
２５ 電源線
２６ 光検出線
２７ 基準電位線
１００、１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ 光検出装置
１１０ 光検出回路アレイ
８００ 第２容量
１３００ 信号入力制御部（基準電位線駆動回路）

Claims (8)

1. 光検出トランジスタと、電流出力トランジスタと、スイッチングトランジスタと、第１容量とを備え、
   前記光検出トランジスタのソースと、前記電流出力トランジスタのゲートと、前記第１容量の一端とが接続され、
   前記電流出力トランジスタのソースと、前記スイッチングトランジスタのドレインと、前記第１容量の他端とが接続され、
   前記光検出トランジスタは、ドレインが基準電位線に接続され、オフ状態において受光することで、内部光電効果によって生成される電荷をソースで集電し、
   前記電流出力トランジスタは、ドレインが、第１電源電位と第２電源電位とを取り得る電源線に接続され、
   前記スイッチングトランジスタは、ソースが光検出線に接続される
   光検出回路。
2. 前記第１電源電位は、前記電流出力トランジスタのソースの電位を、前記電流出力トランジスタのゲートの電位よりも、前記電流出力トランジスタの閾値電圧だけ低い電位にさせるための電位であり、
   前記第２電源電位は、前記第１電源電位よりも低い電位であって、前記電流出力トランジスタのソースとドレインとを、略同電位にさせるための電位である
   請求項１に記載の光検出回路。
3. 前記光検出トランジスタがオフ状態である期間のうちの少なくとも一部の期間である光検出期間おいて、前記電流出力トランジスタのソースとドレインとが略同電位となる
   請求項１又は２に記載の光検出回路。
4. さらに、前記他端と固定電源とに接続される第２容量を備える
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の光検出回路。
5. 前記基準電位線は、第１基準電位と第２基準電位とを取り得る
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の光検出回路。
6. 前記第２基準電位は、前記第１基準電位よりも高い電位であって、前記光検出トランジスタがオン状態であって、前記電流出力トランジスタのゲートの電位が前記第１基準電位であって、前記電流出力トランジスタのソースの電位が前記第１基準電位より前記閾値電圧だけ低い第１電位である場合において、前記電流出力トランジスタのソースの電位を、前記第１電位よりも高くするために、前記電流出力トランジスタのゲートの電位を前記第２基準電位にするための電位である
   請求項２に従属する請求項５に記載の光検出回路。
7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の光検出回路が、Ｎ（Ｎは２以上の整数）行Ｍ（Ｍは２以上の整数）列の２次元アレイ状に配置された光検出回路アレイを備え、
   一の行に属するＭ個の光検出回路は、接続される前記基準電位線が共通であり、
   一の行に属するＭ個の光検出回路は、接続される前記電源線が共通であり、
   一の列に属するＮ個の光検出回路は、接続される前記光検出線が共通である
   光検出装置。
8. さらに、２以上の行における前記基準電位線を共通のタイミングで駆動する基準電位線駆動回路を備える
   請求項７に記載の光検出装置。

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