JP6756454B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、ＤＣ−ＤＣ電力変換を行う電力変換装置に関するものである。

従来のＤＣ−ＤＣ電力変換装置は、半導体スイッチのオン・オフ動作を利用して、リアクトルへのエネルギーの蓄積と放出の量をコントロールすることによって、直流電源の電圧を昇圧あるいは降圧して所定の電圧に変換して、電動機などの負荷装置に出力するように構成されている。さらに、このリアクトルに印加される電圧を低減するため、コンデンサの充放電を利用することが行われている。

また、第１から第４の半導体スイッチング回路を直列に接続した半導体モジュールを使用し、充放電用のコンデンサ（中間コンデンサ）の一端を、第１の半導体スイッチング回路と第２の半導体スイッチング回路との接続点に接続し、他端を第３の半導体スイッチング回路と第４の半導体スイッチング回路との接続点に接続して、第１から第４の半導体スイッチング回路を制御することによって、充放電を行い、さらに、第１から第４の半導体スイッチング回路に過電圧が加わることのないように、半導体スイッチング回路のオン・オフ動作によって充放電を行う中間コンデンサに蓄電されている電圧値を電圧センサによって検出し、基準昇圧電圧値以上に昇圧しないように充電を制御し、また、基準降圧電圧値以下に降圧しないように放電を制御することが行われていた（特許文献１）。

さらに、電圧センサの異常などにより電力変換部の中間コンデンサの電圧値を正常に検出できないという異常状態に陥ることを想定して、充電開始からの時間と蓄電されている電圧値を計測して、所定の時間経過した後に、蓄電されている電圧値が設定された電圧値以上に上昇していない場合には、中間コンデンサに蓄電されている電圧が不足しているとして、電力変換の制御を停止することが提案されていた（特許文献２）。

特許第５４５７５５９号公報 特開２０１３−０７４７２４号公報

しかしながら、前記特許文献２に記載された電力変換装置では、中間コンデンサの充電が可能となった時点から時間計測するタイマを有し、この計測時間が判定時間以上経過しても、中間コンデンサの電圧が検出開始電圧値以上に上昇しない場合に、中間コンデンサ電圧を検出する電圧センサの異常と判定している。このため、電圧センサにおいて、電圧センサの検出値が真値に対して１以外のゲインを持つ異常であるゲイン異常が発生している場合、あるいは、電圧センサの検出値が真値に対してオフセットするような異常であるオフセット異常が発生している場合には、電圧センサの異常を検出することができないという問題がある。その理由は、前記特許文献１に記載されたような電力変換装置では、一般的に、中間コンデンサの電圧の検出値と目標値が一致するようフィードバック制御されているため、中間コンデンサの電圧の検出値と目標値が一致するからである。さらに、電圧センサによる検出値が検出開始電圧値以上の領域に固着する異常である固着異常が発生している場合においても、電圧センサの異常を検出することができないということになる。

この発明は、前述の問題点を解決するためになされたものであり、中間コンデンサ電圧を検出する電圧センサのゲイン異常やオフセット異常、そして固着異常を検出可能とした電力変換装置を得ることを目的とするものである。

この発明は、スイッチング回路、前記スイッチング回路のスイッチングによって充放電動作を行うコンデンサ、および前記コンデンサの両端の電圧を検出する電圧センサを備えた電力変換装置において、前記コンデンサを含む回路に供給される電流を検出する電流センサと、前記電流センサによって検出された電流値と前記コンデンサの充放電動作に基づいて前記電圧センサの異常を判定する異常判定手段を設けたことを特徴とするものである。

この発明の電力変換装置によれば、電圧センサのゲイン異常やオフセット異常、そして固着異常を検出することができる。

この発明の実施の形態１を説明するための電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態１の第１動作モードを説明するための回路図である。 この発明の実施の形態１の第２動作モードを説明するための回路図である。 この発明の実施の形態１の第３動作モードを説明するための回路図である。 この発明の実施の形態１の第４動作モードを説明するための回路図である。 この発明の実施の形態１の昇圧比Ｎが２倍未満かつ力行状態の場合の回路動作を説明するためのタイミング図である。 この発明の実施の形態１の昇圧比Ｎが２倍以上かつ力行状態の場合の回路動作を説明するためのタイミング図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサのゲイン異常またはオフセット異常を説明するための電圧波形図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサのゲイン異常またはオフセット異常を説明するための電圧波形図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサの固着異常を説明するための電圧波形図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサの固着異常を説明するための電圧波形図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のタイミング図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合の別のタイミング図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のさらに別のタイミング図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のさらに別のタイミング図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のさらに別のタイミング図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のさらに別のタイミング図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のさらに別のタイミング図である。 この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のさらに別のタイミング図である。 図１に示す電力変換装置に用いられる異常判定部の実施例１によるフロー図である。 図１に示す電力変換装置に用いられる異常判定部の実施例２によるフロー図である。 図１に示す電力変換装置に用いられる異常判定部の実施例３によるフロー図である。 図１に示す電力変換装置に用いられる異常判定部の実施例４によるフロー図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１を説明するための電力変換装置の回路図である。

図１に示すように、電力変換装置５０は、リアクトル１、第１半導体スイッチング回路２ａと第２半導体スイッチング回路２ｂと第３半導体スイッチング回路２ｃと第４半導体スイッチング回路２ｄとから成る半導体モジュール２、低圧側コンデンサ３、高圧側コンデンサ４、中間コンデンサ５、第１半導体スイッチング回路２ａと第２半導体スイッチング回路２ｂと第３半導体スイッチング回路２ｃと第４半導体スイッチング回路２ｄを制御する制御手段６、中間コンデンサの両端電圧Ｖ０（Ｖ０真値）を検出する電圧センサ７、リアクトル１を流れる電流を検出する電流センサ８から構成されている。

制御手段６は、電流センサ８の検出値を基に算出した電流値を用いて電圧センサ７の異常を判定する異常判定部６ａを備えている。
また、電力変換装置５０の低圧側（Ｐ１−Ｎ１間）には、高圧バッテリー５１を接続し、高圧側（Ｐ２−Ｎ２間）には電動機５２を接続している。なお、第１から第４の各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄは、例えば、それぞれＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と、それに逆並列に接続されたダイオードで構成されている。

図１において、電力変換装置５０は、低圧側と高圧側との間で双方向の電力変換が可能な双方向型のものであり、低圧側の端子であるＰ１−Ｎ１間に入力された入力電圧（低圧側電圧）Ｖ１を、入力電圧Ｖ１以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧（高圧側電圧）Ｖ２を高圧側の端子であるＰ２−Ｎ２間に出力するものである。

第１半導体スイッチング回路２ａは、一端が低圧側コンデンサ３の負極側端子に接続されている。第２半導体スイッチング回路２ｂは、一端が第１半導体スイッチング回路２ａの他端に接続され、他端がリアクトル１を介して低圧側コンデンサ３の正極側端子に接続されている。第３半導体スイッチング回路２ｃは、一端が第２半導体スイッチング回路２ｂの他端に接続されている。第４半導体スイッチング回路２ｄは、一端が第３半導体スイッチング回路２ｃの他端に接続され、他端が高圧側コンデンサ４の正極側端子に接続されている。さらに、中間コンデンサ５は、一端が第１半導体スッチング回路２ａと第２半導体スイッチング回路２ｂとの中間接続点に接続され、他端が第３半導体スイッチング回路２ｃと第４半導体スイッチング回路２ｄとの中間接続点に接続されている。

また、低圧側コンデンサ３は、入力電圧Ｖ１を平滑化する。リアクトル１は、エネルギー蓄積用である。半導体モジュール２および中間コンデンサ５は、入力電圧Ｖ１を出力電圧Ｖ２まで昇圧する。なお、半導体モジュール２の各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄは、この実施の形態においてはゲート信号がＨｉｇｈの時にオンする。高圧側コンデンサ４は、出力電圧Ｖ２を平滑化する。制御手段６は、各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄのゲート信号を生成し、各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄをスイッチング周波数ｆｓｗ（スイッチング周期Ｔｓｗ）にてオン、オフ動作させる。

定常状態における電力変換装置５０の動作状態として、高圧バッテリー５１から電動機５２に電力が供給されていることにより電動機５２を駆動する状態（力行動作）と、電動機５２が発電状態で発電した電力が高圧バッテリー５１に供給されている状態（回生動作）の２つの状態が存在する。

図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ、図２Ｄは、この発明の実施の形態１の動作モードを説明するための回路図である。図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ、図２Ｄに示すように、定常状態における電力変換装置の動作モードとして、第１動作モードから第４動作モードがある。

第１動作モードは、図２Ａに示すように、第１半導体スイッチング回路２ａと第２半導体スイッチング回路２ｂがオン、第３半導体スイッチング回路２ｃと第４半導体スイッチング回路２ｄがオフとなり、力行時はリアクトル１にエネルギーを蓄積する状態、回生時はリアクトル１のエネルギーを放出する状態となる。

第２動作モードは、図２Ｂに示すように、第１半導体スイッチング回路２ａと第３半導体スイッチング回路２ｃがオン、第２半導体スイッチング回路２ｂと第４半導体スイッチング回路２ｄがオフとなり、力行時は中間コンデンサ５にエネルギーを蓄積する状態、回生時は中間コンデンサ５のエネルギーを放出する状態となる。

第３動作モードは、図２Ｃに示すように、第２半導体スイッチング回路２ｂと第４半導体スイッチング回路２ｄがオン、第１半導体スイッチング回路２ａと第３半導体スイッチング回路２ｃがオフとなり、力行時は中間コンデンサ５のエネルギーを放出する状態、回生時は中間コンデンサ５にエネルギーを蓄積する状態となる。

第４動作モードは、図２Ｄに示すように、第３半導体スイッチング回路２ｃと第４半導体スイッチング回路２ｄがオン、第１半導体スイッチング回路２ａと第２半導体スイッチング回路２ｂがオフとなり、力行時はリアクトル１のエネルギーを放出する状態、回生時はリアクトル１のエネルギーを蓄積する状態となる。

これらの動作モードの時間比率を適宜調整することにより、端子Ｐ１−端子Ｎ１間に入力された低圧側電圧である入力電圧Ｖ１を任意の電圧に昇圧して、端子Ｐ２−端子Ｎ２間に出力電圧Ｖ２として出力することができる。なお、電力変換装置５０では、制御手段６により、電圧センサ７により検出した中間コンデンサ５の両端電圧Ｖ０の検出値（Ｖ０検出値）と、出力電圧Ｖ２の２分の１の電圧とする両端電圧Ｖ０の目標値（Ｖ０目標値）が一致するようにフィードバック制御されている。

ところで、この電力変換装置５０は、入力電圧Ｖ１に対する出力電圧Ｖ２の昇圧比Ｎが２倍未満の場合と、２倍以上の場合とで定常状態における動作が異なる。入力電圧Ｖ１、出力電圧Ｖ２、両端電圧Ｖ０の大小関係は、前者の場合は出力電圧Ｖ２＞入力電圧Ｖ１＞両端電圧Ｖ０となり、後者の場合は出力電圧Ｖ２＞両端電圧Ｖ０＞入力電圧Ｖ１となる。

まず、昇圧比Ｎが２倍未満で力行状態の時の動作について説明する。
図３は、この発明の実施の形態１の昇圧比Ｎが２倍未満かつ力行状態の場合の回路動作を説明するためのタイミング図である。この図３では、動作モードにおける、第１から第４の各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄのゲート信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｖ０目標値とＶ０検出値、リアクトル１（Ｌ）の両端電圧ＶＬ、リアクトル１を流れる電流ＩＬの関係を表している。なお、ＩＬ＿ａｖｅは、リアクトル１を流れる電流ＩＬの平均値である。

図３に示すように、初めに、動作モードを第２動作モードとする。この場合、低圧側コンデンサ３（Ｃ１）→リアクトル１（Ｌ）→第３半導体スイッチング回路２ｃ（Ｓ３）→中間コンデンサ５（Ｃ０）→第１半導体スイッチング回路２ａ（Ｓ１）→低圧側コンデンサ３（Ｃ１）という経路で通電し、低圧側コンデンサ３の直流電圧のエネルギーがリアクトル１と中間コンデンサ５に移行する。また、リアクトル１の両端には入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０が印加されている。

第２動作モードでのＩＬの変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２は、第２動作モードでのリアクトル１の両端電圧ＶＬ＿ｍｏｄｅ２、リアクトル１のインダクタンスＬ、第２動作モードの時間ΔＴ＿ｍｏｄｅ２を用いて式（１）で表わされる。

ここで、Ｄは、第１半導体スイッチング回路２ａのオンデューティー比であり、Ｄ＝１−入力電圧Ｖ１／出力電圧Ｖ２で表わされている。入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０が正の値となるため、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２の変化方向は正となる。なお、式（１）の（入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０）／Ｌは、ＩＬの変化率（傾き）を表す値であり、Ｍ＿ｍｏｄｅ２と定義する。

次に、動作モードを第４動作モードとする。この場合、リアクトル１（Ｌ）→第３半導体スイッチング回路２ｃ（Ｓ３）→第４半導体スイッチング回路２ｄ（Ｓ４）→高圧側コンデンサ４（Ｃ２）→低圧側コンデンサ３（Ｃ１）→リアクトル１（Ｌ）という経路で通電し、リアクトル１に蓄積されたエネルギーが高圧側コンデンサ４に移行する。また、リアクトル１の両端には入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２（入力電圧Ｖ１−２両端電圧Ｖ０）が印加されている。そして、第４動作モードでのＩＬの変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ４は、第４動作モードでのリアクトル１の両端電圧ＶＬ＿ｍｏｄｅ４、第４動作モードの時間ΔＴ＿ｍｏｄｅ４を用いて式（２）で表わされる。ここでは、入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２が負の値となるため、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ４の変化方向は負となる。

なお、式（２）の｜入力電圧Ｖ１−２両端電圧Ｖ０｜／ＬはＩＬの変化率を表す値であり、Ｍ＿ｍｏｄｅ４と定義する。

次に、動作モードを第３動作モードとする。この場合、中間コンデンサ５（Ｃ０）→第４半導体スイッチング回路２ｄ（Ｓ４）→高圧側コンデンサ４（Ｃ２）→低圧側コンデンサ３（Ｃ１）→リアクトル１（Ｌ）→第２半導体スイッチング回路２ｂ（Ｓ２）→中間コンデンサ５（Ｃ０）という経路で通電し、中間コンデンサ５に蓄積されたエネルギーが高圧側コンデンサ４に移行すると共に、リアクトル１にエネルギーを蓄積する。また、リアクトル１の両端には入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２＋両端電圧Ｖ０（＝入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０）が印加されている。そして、第３動作モードでのＩＬの変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３は、第３動作モードでのリアクトル１の両端電圧ＶＬ＿ｍｏｄｅ３、第３動作モードの時間ΔＴ＿ｍｏｄｅ３を用いて式（３）で表わされる。入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２＋両端電圧Ｖ０（＝入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０）が正の値となるため、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３の変化方向は正となる。

なお、式（３）の（入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０）／ＬはＩＬの変化率を表す値であり、Ｍ＿ｍｏｄｅ３と定義する。

次に、動作モードを第４動作モードとする。この場合、前述の通り、リアクトル１（Ｌ）→第３半導体スイッチング回路２ｃ（Ｓ３）→第４半導体スイッチング回路２ｄ（Ｓ４）→高圧側コンデンサ４（Ｃ２）→低圧側コンデンサ３（Ｃ１）→リアクトル１（Ｌ）という経路で通電し、リアクトル１に蓄積されたエネルギーが高圧側コンデンサ４に移行する。ＩＬの変化量および変化率は前記と同様である。

この一連の「第２動作モード→第４動作モード→第３動作モード→第４動作モード」の繰り返しにより、両端電圧Ｖ０を出力電圧Ｖ２の２分の１の電圧に保ちながら、入力電圧Ｖ１を１倍から２倍未満の任意の電圧に昇圧して出力電圧Ｖ２として出力する。
また、図３に示すように、各動作モードにおいて、リアクトル１を流れる電流の変化量の絶対値およびリアクトル１を流れる電流の平均値は、それぞれ同値となる。そして、リアクトル１を流れる電流の変化率は、第２動作モードと第３動作モードで同値となる。

次に、昇圧比Ｎが２倍以上で力行状態の時の動作について説明する。
図４は、この発明の実施の形態１の昇圧比Ｎが２倍以上かつ力行状態の場合の回路動作を説明するためのタイミング図である。この図４では、動作モードにおける、第１から第４の各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄのゲート信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｖ０目標値とＶ０検出値、リアクトル１（Ｌ）の両端電圧ＶＬ、リアクトル１を流れる電流ＩＬの関係を表している。なお、ＩＬ＿ａｖｅは、リアクトル１を流れる電流ＩＬの平均値である。

図４に示すように、初めに、動作モードを第１動作モードとする。この場合、低圧側コンデンサ３（Ｃ１）→リアクトル１（Ｌ）→第２半導体スイッチング回路２ｂ（Ｓ２）→第１半導体スイッチング回路２ａ（Ｓ１）→低圧側コンデンサ３（Ｃ１）という経路で通電し、低圧側コンデンサ３の直流電圧のエネルギーがリアクトル１に移行する。また、リアクトル１の両端には入力電圧Ｖ１が印加されている。
そして、第１動作モードでのＩＬの変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ１は、第１動作モードでのリアクトル１の両端電圧ＶＬ＿ｍｏｄｅ１、リアクトル１のインダクタンスＬ、第１動作モードの時間ΔＴ＿ｍｏｄｅ１を用いて式（４）で表わされている。

入力電圧Ｖ１が正の値となるため、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ１の変化方向は正となる。なお、式（４）の入力電圧Ｖ１／Ｌは、ＩＬの変化率を表す値であり、Ｍ＿ｍｏｄｅ１と定義する。

次に、動作モードを第２動作モードとする。この場合、リアクトル１（Ｌ）→第３半導体スイッチング回路２ｃ（Ｓ３）→中間コンデンサ５（Ｃ０）→第１半導体スイッチング回路２ａ（Ｓ１）→低圧側コンデンサ３（Ｃ１）→リアクトル１（Ｌ）という経路で通電し、リアクトル１に蓄積されたエネルギーが中間コンデンサ５に移行する。また、リアクトル１の両端には入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０が印加されている。

そして、第２動作モードでのＩＬの変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２は、第２動作モードでのリアクトル１の両端電圧ＶＬ＿ｍｏｄｅ２、リアクトル１のインダクタンスＬ、第２動作モードの時間ΔＴ＿ｍｏｄｅ２を用いて式（５）で表わされる。入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０が負の値となるため、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２の変化方向は負となる。

なお、式（５）の｜入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０｜／ＬはＩＬの変化率を表す値であり、Ｍ＿ｍｏｄｅ２と定義する。

次に、動作モードを第１動作モードとする。この場合、低圧側コンデンサ３（Ｃ１）→リアクトル１（Ｌ）→第２半導体スイッチング回路２ｂ（Ｓ２）→第１半導体スイッチング回路２ａ（Ｓ１）→低圧側コンデンサ３（Ｃ１）という経路で通電し、低圧側コンデンサ３の直流電圧のエネルギーがリアクトル１に移行する。ＩＬの変化量は前記と同様である。

次に、動作モードを第３動作モードとする。この場合、中間コンデンサ５（Ｃ０）→第４半導体スイッチング回路２ｄ（Ｓ４）→高圧側コンデンサ４（Ｃ２）→低圧側コンデンサ３（Ｃ１）→リアクトル１（Ｌ）→第２半導体スイッチング回路２ｂ（Ｓ２）→中間コンデンサ５（Ｃ０）という経路で通電し、中間コンデンサ５に蓄積されたエネルギーが高圧側コンデンサ４に移行すると共に、リアクトル１にエネルギーを蓄積する。

また、リアクトル１の両端には入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２＋両端電圧Ｖ０（＝入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０）が印加されている。そして、第３動作モードでのＩＬの変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３は、第３動作モードでのリアクトル１の両端電圧ＶＬ＿ｍｏｄｅ３、第３動作モードの時間ΔＴ＿ｍｏｄｅ３を用いて式（６）で表わされている。

入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２＋両端電圧Ｖ０（＝入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０）が負の値となるため、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３の変化方向は負となる。なお、式（６）の｜入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０｜／Ｌは、ＩＬの変化率を表す値であり、Ｍ＿ｍｏｄｅ３と定義する。

この一連の「第１動作モード→第２動作モード→第１動作モード→第３動作モード」の繰り返しにより、両端電圧Ｖ０を出力電圧Ｖ２の２分の１の電圧に保ちながら、入力電圧Ｖ１を２倍以上の任意の電圧に昇圧して出力電圧Ｖ２として出力する。
また、図４に示すように、各動作モードにおいて、リアクトル１を流れる電流の変化量の絶対値およびリアクトル１を流れる電流の平均値はそれぞれ同値となる。そして、リアクトル１を流れる電流の変化率は、第２動作モードと第３動作モードで同値となる。

以上、電力変換装置５０の力行動作について説明した。もう１つの動作状態である回生動作の場合、力行動作と異なる点は、第１から第４の各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄを流れる電流の向きのみであり、該スイッチング素子の動作が両者で同じであるため、以降の説明においても回生動作の説明を省略する。

電力変換装置５０では、一般的な電力変換装置においても適用されているフィードバック制御により、Ｖ０検出値とＶ０目標値が一致するように制御されている。したがって、電圧センサ７に異常が発生し、該異常を検出できない場合、誤ったＶ０検出値とＶ０目標値が一致するようにフィードバック制御されているため、Ｖ０真値はＶ０目標値からずれることとなる。

前記異常の例として、Ｖ０検出値とＶ０真値（Ｖ０目標値）の比が１以外のゲインを持つ異常（以降、ゲイン異常と称する）、Ｖ０検出値とＶ０真値（Ｖ０目標値）の偏差が０以外にオフセットするような異常（以降、オフセット異常と称する）、そして、Ｖ０検出値がＶ０真値（Ｖ０目標値）以外の値に固着する異常（以降、固着異常と称する）を挙げる。

図５Ａおよび図５Ｂは、この発明の実施の形態１の電圧センサのゲイン異常またはオフセット異常を説明するための電圧波形図である。図５Ａは、Ｖ０検出値＞Ｖ０真値となる該異常が発生した場合の電圧波形図である。この場合、フィードバック制御の結果、Ｖ０真値＜Ｖ０目標値となる。一方、図５Ｂは、Ｖ０検出値＜Ｖ０真値となる該異常が発生した場合の電圧波形図である。この場合、フィードバック制御の結果、Ｖ０真値＞Ｖ０目標値となる。

図６Ａおよび図６Ｂは、この発明の実施の形態１の電圧センサの固着異常を説明するための電圧波形図である。図６Ａは、Ｖ０検出値＞Ｖ０真値となる固着異常が発生した場合の電圧波形図である。この場合、Ｖ０目標値に対するＶ０検出値のプラスの差分がゼロとなることはなく、フィードバック制御の結果、Ｖ０真値＝０Ｖとなる。一方、図６Ｂは、Ｖ０検出値＜Ｖ０真値となる固着異常が発生した場合の電圧波形図である。この場合、Ｖ０目標値に対するＶ０検出値のマイナスの差分がゼロとなることはなく、フィードバック制御の結果、Ｖ０真値＝出力電圧Ｖ２となる。なお、ゲイン異常またはオフセット異常の場合においても、Ｖ０検出値がＶ０真値から大きくずれるような異常が発生した場合は、フィードバック制御の結果、Ｖ０真値は０Ｖまたは出力電圧Ｖ２となる。

図７は、この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のタイミング図である。ここでは、昇圧比Ｎが２倍未満かつ力行状態の場合を示す。図７は、ゲイン異常またはオフセット異常が発生した結果０Ｖ＜Ｖ０真値＜出力電圧Ｖ２／２となる場合のタイミング図である。この図７では、動作モードにおける、第１から第４の各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄのゲート信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｖ０目標値とＶ０検出値とＶ０真値、リアクトル１（Ｌ）の両端電圧ＶＬ、リアクトル１を流れる電流ＩＬの関係を表している。なお、ＩＬ＿ａｖｅはリアクトル１を流れる電流ＩＬの平均値である。
ここで、該異常時における各動作モードでのリアクトル１の両端電圧ＶＬおよび電流ＩＬの変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２ーΔＩＬ＿ｍｏｄｅ４の時間変化について説明する。なお、前述の図３および図４に示したタイミング図は電圧センサ７が正常である場合のものである。

まず、第２動作モードでは、リアクトル１の両端には、電圧センサ正常時（図３）と同様入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０が印加されているが、該異常時は０Ｖ＜Ｖ０真値＜出力電圧Ｖ２／２となるため、入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０が正常時と比較して大きくなる。したがって、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２およびＭ＿ｍｏｄｅ２も正常時と比較して大きくなる。また、本動作モードにおけるリアクトル１を流れる電流の平均値ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ２は正常時（ＩＬ＿ａｖｅ）と同じになる。

次に、第４動作モードでは、リアクトル１の両端には、正常時の波形と同様入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２が印加され、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ４およびＭ＿ｍｏｄｅ４も正常時と同じになる。ただし、本動作モード（第２動作モード後の第４動作モード）におけるリアクトル１を流れる電流の平均値ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿１は正常時（ＩＬ＿ａｖｅ）と比較して大きくなる。

次に、第３動作モードでは、リアクトル１の両端には、正常時と同様入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２＋両端電圧Ｖ０が印加されているが、該異常時は０Ｖ＜Ｖ０真値＜出力電圧Ｖ２／２となるため、入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２＋両端電圧Ｖ０が正常時と比較して小さくなる。したがって、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３およびＭ＿ｍｏｄｅ３も正常時と比較して小さくなる。また、本動作モードにおけるリアクトル１を流れる電流の平均値ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ３は正常時（ＩＬ＿ａｖｅ）と同じになる。

次に、第４動作モードでは、前述の通り、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ４およびＭ＿ｍｏｄｅ４は正常時と同じになる。ただし、本モード（第３動作モード後の第４動作モード）におけるリアクトル１を流れる電流の平均値ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿２は正常時（ＩＬ＿ａｖｅ）と比較して小さくなる。

以上のように、該異常時は、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２およびΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３がΔＩＬ＿ｍｏｄｅ４と、ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿１およびＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿２がＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ２およびＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ３（＝ＩＬ＿ａｖｅ）と、Ｍ＿ｍｏｄｅ２がＭ＿ｍｏｄｅ３と、それぞれ同じ値にならない。

一方、図８は、ゲイン異常またはオフセット異常が発生した結果出力電圧Ｖ２／２＜Ｖ０真値＜出力電圧Ｖ２となる場合のタイミング図である。この場合、図７と比較して、第２動作モードでのＶＬおよびＩＬと、第３動作モードでのＶＬおよびＩＬが入れ替わる形となり、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２とΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３、ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿１とＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿２の大小関係が入れ替わる。

図９は、この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合の別のタイミング図である。ここでは、昇圧比Ｎが２倍未満かつ力行状態の場合を示す。図９は、ゲイン異常またはオフセット異常または固着異常が発生した結果Ｖ０真値＝０Ｖとなる場合のタイミング図である。

この場合、リアクトル１の両端には、第２動作モードにおいて入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０（正）が印加され、第４動作モード⇒第３動作モード⇒第４動作モードの３区間にわたって入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２（負）が印加されている。したがって、ＩＬの周期は各半導体スイッチング回路２ａー２ｄのスイッチング周期Ｔｓｗと同じになる。なお、図７と同様、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２およびΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３がΔＩＬ＿ｍｏｄｅ４と、ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿１およびＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿２がＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ２およびＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ３（＝ＩＬ＿ａｖｅ）と、Ｍ＿ｍｏｄｅ２がＭ＿ｍｏｄｅ３と、それぞれ同じ値にならない。

一方、図１０は、ゲイン異常またはオフセット異常または固着異常が発生した結果Ｖ０真値＝出力電圧Ｖ２となる場合のタイミング図である。この場合、図９と比較して、第２動作モードでのＶＬおよびＩＬと、第３動作モードでのＶＬおよびＩＬが入れ替わる形となり、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２とΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３、ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿１とＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿２の大小関係が入れ替わる。

図１１は、この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のさらに別のタイミング図である。ここでは、昇圧比Ｎが２倍以上かつ力行状態の場合を示す。図１１は、ゲイン異常またはオフセット異常が発生した結果０Ｖ＜Ｖ０真値＜出力電圧Ｖ２／２となる場合のタイミング図である。

ここで、該異常時における各動作モードでのリアクトル１の両端電圧ＶＬおよび電流ＩＬの変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ１ーΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３の時間変化について、説明する。
まず、第１動作モードでは、リアクトル１の両端には、電圧センサ正常時（図４）と同様入力電圧Ｖ１が印加され、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ１およびＭ＿ｍｏｄｅ１も正常時と同じになる。ただし、本動作モード（第３動作モード後の第１動作モード）におけるリアクトル１を流れる電流の平均値ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿２は正常時（ＩＬ＿ａｖｅ）と比較して小さくなる。

次に、第２動作モードでは、リアクトル１の両端には、正常時と同様入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０が印加されているが、該異常時は０Ｖ＜Ｖ０真値＜出力電圧Ｖ２／２となるため、｜入力電圧Ｖ１−両端電圧Ｖ０｜が正常時と比較して小さくなる。したがって、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２のおよびＭ＿ｍｏｄｅ２も正常時と比較して小さくなる。また、本動作モードにおけるリアクトル１を流れる電流の平均値ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ２は正常時（ＩＬ＿ａｖｅ）と同じになる。

次に、第１動作モードでは、リアクトル１の両端には、正常時と同様入力電圧Ｖ１が印加され、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ１およびＭ＿ｍｏｄｅ１も正常時と同じになる。ただし、本動作モード（第２動作モード後の第１動作モード）におけるリアクトル１を流れる電流の平均値ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿１は正常時（ＩＬ＿ａｖｅ）と比較して大きくなる。

次に、第３動作モードでは、リアクトル１の両端には、正常時と同様入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２＋両端電圧Ｖ０が印加されているが、該異常時は０Ｖ＜Ｖ０真値＜出力電圧Ｖ２／２となるため、｜入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２＋両端電圧Ｖ０｜が正常時と比較して大きくなる。したがって、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３およびＭ＿ｍｏｄｅ３も正常時と比較して大きくなる。また、本動作モードにおけるリアクトル１を流れる電流の平均値ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ３は正常時（ＩＬ＿ａｖｅ）と同じになる。

以上のように、該異常時は、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２およびΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３がΔＩＬ＿ｍｏｄｅ１と、ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿１およびＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿２がＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ２およびＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ３（＝ＩＬ＿ａｖｅ）と、Ｍ＿ｍｏｄｅ２がＭ＿ｍｏｄｅ３と、それぞれ同じ値にならない。

一方、図１２は、ゲイン異常またはオフセット異常が発生した結果出力電圧Ｖ２／２＜Ｖ０真値＜出力電圧Ｖ２となる場合のタイミング図である。この場合、図１１と比較して、第２動作モードでのＶＬおよびＩＬと、第３動作モードでのＶＬおよびＩＬが入れ替わる形となり、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２とΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３、ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿１とＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿２の大小関係が入れ替わる。

図１３および図１４は、この発明の実施の形態１の電圧センサに異常が発生した場合のさらに別のタイミング図である。ここでは、昇圧比Ｎが２倍以上かつ力行状態の場合を示す。図１３は、ゲイン異常またはオフセット異常または固着異常が発生した結果Ｖ０真値＝０Ｖとなる場合のタイミング図である。

この場合、リアクトル１の両端には、第１動作モード⇒第２動作モード⇒第１動作モードの３区間にわたって入力電圧Ｖ１（正）が印加され、第３動作モードにおいて入力電圧Ｖ１−出力電圧Ｖ２（負）が印加されている。したがって、ＩＬの周期は各半導体スイッチング回路２ａー２ｄのスイッチング周期Ｔｓｗと同じになる。なお、図１１と同様、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２およびΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３がΔＩＬ＿ｍｏｄｅ１と、ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿１およびＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿２がＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ２およびＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ３（＝ＩＬ＿ａｖｅ）と、Ｍ＿ｍｏｄｅ２がＭ＿ｍｏｄｅ３と、それぞれ同じ値にならない。

一方、図１４は、ゲイン異常またはオフセット異常または固着異常が発生した結果Ｖ０真値＝出力電圧Ｖ２となる場合のタイミング図である。この場合、図１３と比較して、第２動作モードでのＶＬおよびＩＬと、第３動作モードでのＶＬおよびＩＬが入れ替わる形となり、ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２とΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３、ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿１とＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿２の大小関係が入れ替わる。

本発明では、制御手段６に設けた異常判定部６ａにおいて、下記実施例１ー４に示した処理を実行することで、電圧センサ７の異常を判定する。

＜異常判定部の実施例１＞
図１５は、図１に示す電力変換装置に用いられる異常判定部の実施例１によるフロー図である。図１５に示すように、まず、異常判定部６ａにおいて、各動作モードでの平均電流を演算する（Ｓ１１）。次に、Ｓ１１で演算した平均電流の差分の絶対値と、異常判定閾値とを比較することにより、電圧センサ７が異常か正常かを判定する（Ｓ１２）。Ｓ１２で異常判定条件が成立する場合は、Ｓ１３に進み、電圧センサ７が異常であると判定する。Ｓ１２で異常判定条件が成立しない場合は、Ｓ１４に進み、電圧センサ７が正常であると判定する。なお、Ｓ１１では、各動作モードでの平均電流を異常判定部６ａによる演算で得るとしたが、制御手段６にローパスフィルタ等を設け、Ｈ／Ｗにて電流値を平均化してもよい。

ここで、各動作モードの平均電流を用いた異常判定条件の具体例を以下の通り示す。前述の通り、電圧センサ７が異常である場合、第１動作モードでの平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１または第４動作モードでの平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４が、全動作モードでの平均電流ＩＬ＿ａｖｅから乖離する。したがって、異常判定条件（Ｓ１２）を式（７）の通りとする。なお、異常判定閾値Ｉｔｈは電圧センサ７の誤差を考慮するなどして決定すればよい。

また、電圧センサ７が異常である場合、第１動作モードでの平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１または第４動作モードでの平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４が、第２動作モードでの平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ２または第３動作モードでの平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ３から乖離する。したがって、異常判定条件（Ｓ１２）を式（８）の通りとする。

また、電圧センサ７が異常である場合、第２動作モード後の第１動作モードにおける平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿１が第３動作モード後の第１動作モードにおける平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ１＿２から乖離し、さらに、第２動作モード後の第４動作モードにおける平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿１が第３動作モード後の第４動作モードにおける平均電流ＩＬ＿ａｖｅ＿ｍｏｄｅ４＿２から乖離する。したがって、異常判定条件（Ｓ１２）を式（９）の通りとする。

このように、第１または第４動作モードでの平均電流と全動作モードでの平均電流との差分や、第１または第４動作モードでの平均電流と第２または第３動作モードでの平均電流との差分、そして第２動作モード後の第１動作モードにおける平均電流と第３動作モード後の第１動作モードにおける平均電流との差分、あるいは第２動作モード後の第４動作モードにおける平均電流と第３動作モード後の第４動作モードにおける平均電流との差分により、中間コンデンサ電圧を検出する電圧センサの異常を判定することで、該電圧センサのゲイン異常やオフセット異常、および固着異常を検出することができる。なお、異常判定に使用する電流値に平均値を適用する場合、ノイズによる異常誤判定への耐性を強くなるため、判定結果の信頼性を高くすることができる。

＜異常判定部の実施例２＞
図１６は、図１に示す電力変換装置に用いられる異常判定部の実施例２のフロー図である。図１６に示すように、まず、異常判定部６ａにおいて、各動作モードでの電流変化量を演算する（Ｓ２１）。次に、Ｓ２１で演算した電流変化量の差分の絶対値と、異常判定閾値とを比較することにより、電圧センサ７が異常か正常かを判定する（Ｓ２２）。以降の処理は、前述の異常判定部の実施例１と同様であるため、説明を省略する。

ここで、各動作モードの電流変化量を用いた異常判定条件の具体例を以下の通り示す。前述の通り、電圧センサ７が異常である場合、第２動作モードでの電流変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２または第３動作モードでの電流変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３が、第１動作モードでの電流変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ１または第４動作モードでの電流変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ４から乖離する。したがって、異常判定条件（Ｓ２２）を式（１０）の通りとする。

また、電圧センサ７が異常である場合、第２動作モードでの電流変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ２が第３動作モードでの電流変化量ΔＩＬ＿ｍｏｄｅ３から乖離する。したがって、異常判定条件（Ｓ２２）を式（１１）の通りとする。

このように、第２または第３動作モードでの電流変化量と第１または第４動作モードでの電流変化量との差分、そして第２動作モードでの電流変化量と第３動作モードでの電流変化量との差分により、中間コンデンサ電圧を検出する電圧センサの異常を判定することで、該電圧センサのゲイン異常やオフセット異常、そして固着異常を検出することができる。なお、異常判定に使用する電流値に電流変化量を適用する場合、異常時の各動作モード間の電流変化量の差異が大きいため、異常検知性を高くすることができる。

＜異常判定部の実施例３＞
図１７は、図１に示す電力変換装置に用いられる異常判定部の実施例３によるフロー図である。図１７に示すように、まず、異常判定部６ａにおいて、各動作モードでの電流変化率を演算する（Ｓ３１）。次に、Ｓ３１で演算した電流変化率の差分の絶対値と、異常判定閾値とを比較することにより、電圧センサ７が異常か正常かを判定する（Ｓ３２）。以降の処理は、異常判定部の実施例１と同様であるため、説明を省略する。

ここで、各動作モードの電流変化率を用いた異常判定条件の具体例を以下の通り示す。前述の通り、電圧センサ７が異常である場合、第２動作モードでの電流変化率Ｍ＿ｍｏｄｅ２が第３動作モードでの電流変化率Ｍ＿ｍｏｄｅ３から乖離する。したがって、異常判定条件（Ｓ３２）を式（１２）の通りとする。

このように、第２動作モードでの電流変化率と第３動作モードでの電流変化率との差分により、中間コンデンサ電圧を検出する電圧センサの異常を判定することで、該電圧センサのゲイン異常やオフセット異常、そして固着異常を検出することができる。なお、異常判定に使用する電流値に電流変化率を適用する場合、電流変化量を適用する場合と比較して、異常時の各動作モード間の電流変化率の差異の方が大きいため、異常検知性をさらに高くすることができる。

＜異常判定部の実施例４＞
図１８は、図１に示す電力変換装置に用いられる異常判定部の実施例４によるフロー図である。図１８に示すように、まず、異常判定部６ａにおいて、各動作モードにおける所定タイミングでの瞬時電流を取得する（Ｓ４１）。次に、Ｓ４１で取得した瞬時電流の差分の絶対値と、異常判定閾値とを比較することにより、電圧センサ７が異常か正常かを判定する（Ｓ４２）。以降の処理は、異常判定部の実施例１と同様であるため、説明を省略する。

ここで、各動作モードの瞬時電流を用いた異常判定条件の具体例を以下の通り示す。前述の通り、電圧センサ７が異常である場合、第２動作モード後の第１動作モードの中間のタイミングにおける瞬時電流ＩＬ＿ｍｏｄｅ１＿１が第３動作モード後の第１動作モードの中間のタイミングにおける瞬時電流ＩＬ＿ｍｏｄｅ１＿２から乖離し、さらに、第２動作モード後の第４動作モードの中間のタイミングにおける瞬時電流ＩＬ＿ｍｏｄｅ４＿１が第３動作モード後の第４動作モードにおける瞬時電流ＩＬ＿ｍｏｄｅ４＿２から乖離する。したがって、異常判定条件（Ｓ４２）を式（１３）の通りとする。

このように、第２動作モード後の第１動作モードの中間のタイミングにおける瞬時電流と第３動作モード後の第１動作モードの中間のタイミングにおける瞬時電流との差分、または、第２動作モード後の第４動作モードの中間のタイミングにおける瞬時電流と第３動作モード後の第４動作モードの中間にタイミングにおける瞬時電流との差分により、中間コンデンサ電圧を検出する電圧センサの異常を判定することで、該電圧センサのゲイン異常やオフセット異常、そして固着異常を検出することができる。なお、異常判定に使用する電流値に瞬時電流値を適用する場合、処理負荷を軽くすることができる。

ここでは、瞬時電流を取得するタイミングを各動作モードの中間（５０％）のタイミングとしたが、０ー１００％の任意のタイミングとしても良い。このような場合でも、前記差分が生じるため、電圧センサの故障を検知することができる。
また、前述の実施の形態において、制御手段６内に異常カウンタを設け、異常判定条件が成立した場合に異常カウンタをカウントアップし、異常カウンタのカウント値が閾値を超えた場合に、電圧センサ７が異常であると判定しても良い。これにより、瞬間的な異常判定を排除して、確実な異常判定を行うことができる。

さらに、前述の実施の形態では、第１から第４の各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄをＩＧＢＴとダイオードにより構成した例として説明したが、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴ等としてもよい。ＭＯＳＦＥＴを用いる場合は、ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを利用してもよい。また、第１から第４の各半導体スイッチング回路２ａ−２ｄは、シリコンに比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体、例えば、炭化シリコン（ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドによって形成してもよい。

以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態および前述の各実施例１から４に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせることができ、また、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (12)

1. スイッチング回路、前記スイッチング回路のスイッチングによって充放電動作を行うコンデンサ、および前記コンデンサの両端の電圧を検出する電圧センサを備えた電力変換装置において、前記コンデンサを含む回路に供給される電流を検出する電流センサと、前記電流センサによって検出された電流値と前記コンデンサの充放電動作に基づいて前記電圧センサの異常を判定する異常判定手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
2. 低圧側電圧を保持する低圧側コンデンサ、負極が前記低圧側コンデンサの負極に接続され高圧側電圧を保持する高圧側コンデンサ、一端が前記低圧側コンデンサの負極に接続される第１半導体スイッチング回路、一端が前記第１半導体スイッチング回路の他端に接続され、他端がリアクトルを介して前記低圧側コンデンサの正極に接続される第２半導体スイッチング回路、一端が前記第２半導体スイッチング回路の他端に接続される第３半導体スイッチング回路、一端が前記第３半導体スイッチング回路の他端に接続され、他端が前記高圧側コンデンサの正極に接続される第４半導体スイッチング回路、一端が前記第１半導体スイッチング回路と前記第２半導体スイッチング回路の接続点に接続され、他端が前記第３半導体スイッチング回路と前記第４半導体スイッチング回路の接続点に接続された中間コンデンサ、前記中間コンデンサの電圧を検出する電圧センサ、前記第１半導体スイッチング回路と前記第２半導体スイッチング回路と前記第３半導体スイッチング回路と前記第４半導体スイッチング回路とを制御して、前記低圧側コンデンサと前記リアクトルと前記第２半導体スイッチング回路と前記第１半導体スイッチング回路とを電流が流れる第１動作モードと、前記低圧側コンデンサと前記リアクトルと前記第３半導体スイッチング回路と前記中間コンデンサと前記第１半導体スイッチング回路とを電流が流れる第２動作モードと、前記低圧側コンデンサと前記リアクトルと前記第２半導体スイッチング回路と前記中間コンデンサと前記第４半導体スイッチング回路とを電流が流れる第３動作モードと、前記低圧側コンデンサと前記リアクトルと前記第３半導体スイッチング回路と前記第４半導体スイッチング回路とを電流が流れる第４動作モードとの４つの動作モードの時間比率を制御することにより、前記中間コンデンサの電圧を所定値に制御する制御手段を備えた電力変換装置において、前記リアクトルに流れる電流を検出する電流センサと、前記電流センサの検出値を基に算出した電流値を用いて前記電圧センサの異常を判定する異常判定部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電流値は、前記第１動作モードまたは前記第４動作モードでの電流の平均値であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記異常判定部は、前記第１動作モードまたは前記第４動作モードでの電流の平均値が、全動作モードでの電流の平均値から乖離する場合に、前記電圧センサが異常であると判定することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記異常判定部は、前記第１動作モードまたは前記第４動作モードでの電流の平均値が、前記第２動作モードまたは前記第３動作モードでの電流の平均値から乖離する場合に、前記電圧センサが異常であると判定することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記電流値は、前記第１動作モードまたは前記第４動作モードでの電流の平均値であって、前記第２動作モードの後の、前記第２動作モードでの電流の平均値が、前記第３動作モードの後の、前記第３動作モードでの電流の平均値から乖離する場合に、前記電圧センサが異常であると判定することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
7. 前記電流値は、前記第２動作モードまたは前記第３動作モードでの電流変化量であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
8. 前記第２動作モードまたは前記第３動作モードでの電流変化量が、前記第１動作モードまたは前記第４動作モードでの電流変化量から乖離する場合に、前記電圧センサが異常であると判定することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記第２動作モードでの電流変化量が、前記第３動作モードでの電流変化量から乖離する場合に、前記電圧センサが異常であると判定することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
10. 前記第２動作モードでの電流変化率が、前記第３動作モードでの電流変化率から乖離する場合に、前記電圧センサが異常であると判定することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
11. 前記電流値は、前記第１動作モードまたは前記第４動作モードの所定タイミングでの瞬時電流値であって、前記第２動作モードの後の、前記第２動作モードにおける瞬時電流値が、前記第３動作モードの後の、前記第３動作モードにおける瞬時電流値から乖離する場合に、前記電圧センサが異常であると判定することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
12. 前記所定タイミングは、前記第１動作モードまたは前記第４動作モードでの中間のタイミングであることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。

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