JP6641782B2 - Power converter - Google Patents
Power converter Download PDFInfo
- Publication number
- JP6641782B2 JP6641782B2 JP2015162999A JP2015162999A JP6641782B2 JP 6641782 B2 JP6641782 B2 JP 6641782B2 JP 2015162999 A JP2015162999 A JP 2015162999A JP 2015162999 A JP2015162999 A JP 2015162999A JP 6641782 B2 JP6641782 B2 JP 6641782B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- diode
- switch element
- semiconductor switch
- power converter
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 44
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 12
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 claims description 12
- 239000010703 silicon Substances 0.000 claims description 12
- 238000010992 reflux Methods 0.000 claims description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims 1
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 30
- 229910010271 silicon carbide Inorganic materials 0.000 description 29
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 28
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 24
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 24
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 6
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2224/00—Indexing scheme for arrangements for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies and methods related thereto as covered by H01L24/00
- H01L2224/01—Means for bonding being attached to, or being formed on, the surface to be connected, e.g. chip-to-package, die-attach, "first-level" interconnects; Manufacturing methods related thereto
- H01L2224/42—Wire connectors; Manufacturing methods related thereto
- H01L2224/47—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process
- H01L2224/49—Structure, shape, material or disposition of the wire connectors after the connecting process of a plurality of wire connectors
- H01L2224/491—Disposition
- H01L2224/4911—Disposition the connectors being bonded to at least one common bonding area, e.g. daisy chain
- H01L2224/49111—Disposition the connectors being bonded to at least one common bonding area, e.g. daisy chain the connectors connecting two common bonding areas, e.g. Litz or braid wires
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
半導体素子を使用した電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device using a semiconductor element.
電力変換装置の一例として、よく知られている３相インバータを図１１に示す。この図１１において、Ｖｓは交流電源、Ｄrecは交流電源を直流に変換する整流回路、Ｃｍは電圧を平滑するコンデンサ、ＩＮＶは直流電力を３相の交流電力に変換するインバータ、Ｍはモータなどの負荷である。インバータＩＮＶはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などの半導体スイッチＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗ、Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚで構成され、制御装置ＣＮＴの指令にしたがって運転される。 As an example of the power converter, a well-known three-phase inverter is shown in FIG. In FIG. 11, Vs is an AC power supply, Drec is a rectifier circuit for converting the AC power supply to DC, Cm is a capacitor for smoothing the voltage, INV is an inverter for converting DC power to three-phase AC power, and M is a motor or the like. It is a load. The inverter INV includes semiconductor switches Su, Sv, Sw, Sx, Sy, and Sz such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors), and operates according to the instructions of the control device CNT. Is done.
図１２は、図１１のインバータＩＮＶの構成部分の１相分を取り出して示した回路であり、半導体スイッチＳｕ、Ｓｘは、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチ素子Ｑｕ、Ｑｘに、通常のＳｉ（シリコン）で形成された還流ダイオードＤｕ、Ｄｘをそれぞれ逆並列接続して構成される。これは、半導体スイッチ素子Ｑｕ、Ｑｘのスイッチング動作に伴い発生する、交流端子ＡＣｕに接続された誘導性負荷の蓄積エネルギーを還流させる働きをする。 FIG. 12 is a circuit showing one phase of the components of the inverter INV shown in FIG. 11, in which semiconductor switches Su and Sx are connected to semiconductor switch elements Qu and Qx such as IGBTs by ordinary Si (silicon). The formed freewheel diodes Du and Dx are connected in anti-parallel. This serves to circulate the stored energy of the inductive load connected to the AC terminal ACu, which is generated with the switching operation of the semiconductor switching elements Qu and Qx.
図１３は、図１２に示した逆並列接続された還流ダイオードＤｕ、Ｄｘをワイドバンドギャップ半導体の代表例であるＳｉＣ（炭化珪素）で形成したショットキーバリアダイオードＳＢＤｕ、ＳＢＤｘで構成して例を示している。図１２および図１３に示した還流ダイオードＤｕ、Ｄｘ、ＳＢＤｕ、ＳＢＤｘは、各対向アームに位置する半導体スイッチ素子ＱｕまたはＱｘがターンオンする際に、逆回復動作をする。 FIG. 13 shows an example in which the freewheel diodes Du and Dx shown in FIG. 12 are formed of Schottky barrier diodes SBDu and SBDx formed of SiC (silicon carbide) which is a typical example of a wide band gap semiconductor. Is shown. The freewheel diodes Du, Dx, SBDu, and SBDx shown in FIGS. 12 and 13 perform a reverse recovery operation when the semiconductor switch element Qu or Qx located in each opposing arm is turned on.
この逆回復動作を、図１２に示した従来のＳｉダイオードＤｕ、Ｄｘを用いた例について、図１４を用いて説明する。半導体スイッチ素子Ｑｕがオフして、負荷Ｌoadに流れている電流Ｉｏが、図１４（ａ）に実線矢印で示すようにダイオードＤｕを通して流れているときに、対向アームの半導体スイッチ素子Ｑｘがオンすると、負荷に流れている電流Ｉｏは、図１４（ｂ）に実線矢印で示すように半導体スイッチ素子Ｑｘに転流する。このとき、ダイオードＤｕにコンデンサＣｍから逆電圧が印加されることになるが、点線矢印で示すようにコンデンサＣｍ、ダイオードＤｕ、半導体スイッチ素子Ｑｘの経路で逆回復電流Ｉrgaが一瞬流れる。これを模式的に示したのが図１５である。還流ダイオードをＳｉダイオードＤｕで構成した場合は、図１５（ａ）のようになり、ダイオードＤｕに逆向きの大きなピーク電流Ｉｐｈが流れることになる。この電流は半導体スイッチ素子Ｑｘに流れる負荷電流Ｉｏに重畳されるため、半導体スイッチ素子Ｑｘのスイッチング損失（ターンオン損失）とダイオードＤｕの逆回復損失という形で損失が発生し、電力変換装置の効率を低下させる。 This reverse recovery operation will be described with reference to FIG. 14 for an example using the conventional Si diodes Du and Dx shown in FIG. When the semiconductor switch element Qu is turned off and the current Io flowing through the load Load is flowing through the diode Du as shown by a solid line arrow in FIG. The current Io flowing through the load is commutated to the semiconductor switch element Qx as shown by a solid line arrow in FIG. At this time, a reverse voltage is applied from the capacitor Cm to the diode Du, but a reverse recovery current Irga flows for a moment through the path of the capacitor Cm, the diode Du, and the semiconductor switch element Qx as shown by a dotted arrow. This is schematically shown in FIG. When the freewheeling diode is constituted by the Si diode Du, the result is as shown in FIG. 15A, and a large reverse peak current Iph flows through the diode Du. Since this current is superimposed on the load current Io flowing through the semiconductor switching element Qx, a loss occurs in the form of switching loss (turn-on loss) of the semiconductor switching element Qx and reverse recovery loss of the diode Du, thereby reducing the efficiency of the power converter. Lower.
一方、ワイドギャップ半導体の代表例であるＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕ、ＳＢＤｘを、図１３に示すように還流ダイオードに適用すると、図１５（ｂ）に示すように逆回復電流のピーク電流ＩｐはＩｐｌと小さくなり、発生損失も低減されるようになる。 On the other hand, when SiC Schottky barrier diodes SBDu and SBDx, which are typical examples of wide gap semiconductors, are applied to a freewheeling diode as shown in FIG. 13, the peak current Ip of the reverse recovery current becomes Ipl as shown in FIG. And the generation loss is reduced.
しかし、ＳｉＣショットキーバリアダイオードは、その高速スイッチング特性のため、回路内部の寄生インダクタンスと容量によって、図１５（ｂ）に示すように高い周波数の寄生振動Ａが発生する。この寄生振動は、ノイズとなって外部へ伝播される。 However, since the SiC Schottky barrier diode has high-speed switching characteristics, a high-frequency parasitic oscillation A is generated as shown in FIG. 15B due to parasitic inductance and capacitance inside the circuit. This parasitic vibration is transmitted to the outside as noise.
このようにＳｉＣショットキーバリアダイオードを還流ダイオードとしたとき、この還流ダイオードの逆回復動作で発生する振動電流によるノイズを低減するための手段として、特許文献１には、図１６に示すように、半導体スイッチ素子の還流ダイオードとして、ＳｉダイオードＤｕ，ＤｘとＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕ、ＳＢＤｘをそれぞれ並列接続して用いることが示されている。 When the SiC Schottky barrier diode is a freewheeling diode as described above, as means for reducing noise due to an oscillating current generated by the reverse recovery operation of the freewheeling diode, Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-163, FIG. It is shown that Si diodes Du and Dx and SiC Schottky barrier diodes SBDu and SBDx are used in parallel as the return diodes of the semiconductor switch element.
図１６に示すように、還流ダイオード回路ＦＷＤを、ＳｉダイオードＤとＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤを並列接続して構成すると、ノイズの低減が可能になる。しかし、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤは、その特性から順方向のオン電圧ＶＦがＳｉダイオードＤより高く、導通損失が増加する問題がある。 As shown in FIG. 16, when the freewheel diode circuit FWD is configured by connecting the Si diode D and the SiC Schottky barrier diode SBD in parallel, noise can be reduced. However, the SiC Schottky barrier diode SBD has a problem that the forward ON voltage VF is higher than the Si diode D due to its characteristics, and the conduction loss increases.
図１７（ａ）はＳｉダイオードＤの電圧‐電流特性を示し、図１７（ｂ）はＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤの電圧‐電流特性を示す。図１７（ａ）、（ｂ）は、いずれも、横軸はダイオードの順方向電圧ＶＤを示し、縦軸はダイオードに流れる順方向電流ＩＤを示している。 FIG. 17A shows the voltage-current characteristics of the Si diode D, and FIG. 17B shows the voltage-current characteristics of the SiC Schottky barrier diode SBD. 17A and 17B, the horizontal axis represents the forward voltage VD of the diode, and the vertical axis represents the forward current ID flowing through the diode.
何れのダイオードの電圧‐電流特性も温度依存性があり、それぞれの順方向電圧が温度によって変化するが、ＳｉダイオードＤは、図１７（ａ）に示すように、温度が低温から高温に変化すると、順方向電圧はＶＦ１ａからＶＦ２ａにわずかに上昇するにとどまり、比較的温度依存性が小さい。これに対して、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤは、正の温度特性が顕著であり、図１７（ｂ）に示すように、低温から高温に変化すると、順方向電圧がＶＦ１ｂからＶＦ３ｂに大幅に上昇し、特に大電流時にはＳｉダイオードＤに比べて順方向電圧が大きくなるので、導通損失が著しく増加する。 The voltage-current characteristics of any of the diodes have temperature dependence, and the respective forward voltages change with the temperature. However, as shown in FIG. 17A, when the temperature changes from a low temperature to a high temperature, as shown in FIG. , The forward voltage rises only slightly from VF1a to VF2a, and has relatively small temperature dependence. On the other hand, the positive temperature characteristic of the SiC Schottky barrier diode SBD is remarkable, and as shown in FIG. 17B, when the temperature changes from low to high, the forward voltage greatly increases from VF1b to VF3b. However, especially at a large current, the forward voltage becomes larger than that of the Si diode D, so that the conduction loss increases remarkably.
特許文献１のように、ＳｉダイオードＤとＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤを並列接続した場合、還流電流がＳｉダイオードＤとＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤの双方を流れるために、逆回復電流の流れる期間は、逆回復電流の小さいＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤに流し、寄生振動の発生する期間は、寄生振動の小さいＳｉダイオードに流すことにより、逆回復電流のピークを抑え、かつ寄生振動を小さくすることができる。また、導通開始時は、順方向電圧の小さいＳｉダイオードが先に導通することになるので、順方向電圧を低くすることができる。このため、特許文献１の還流ダイオードによれば、導通損失を低減することができるだけでなく、ノイズの発生を抑えることができる。 When the Si diode D and the SiC Schottky barrier diode SBD are connected in parallel as in Patent Document 1, since the return current flows through both the Si diode D and the SiC Schottky barrier diode SBD, the period during which the reverse recovery current flows is By flowing the current through a SiC Schottky barrier diode SBD having a small reverse recovery current and flowing through a Si diode having a small parasitic vibration during a period in which parasitic vibration occurs, it is possible to suppress the peak of the reverse recovery current and reduce the parasitic vibration. it can. Further, at the start of conduction, the Si diode having a small forward voltage is conducted first, so that the forward voltage can be reduced. For this reason, according to the freewheeling diode of Patent Document 1, not only the conduction loss can be reduced, but also the occurrence of noise can be suppressed.
しかし、このように構成した半導体スイッチ素子で構成した電力変換装置を、スイッチング周波数の低い動作で駆動される装置に置き換えることを考えた場合には、スイッチング周波数の比較的高い運転領域で損失低減が見込めるが、スイッチング周波数の低い運転領域では損失の低減量が小さく、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤの順方向電圧ＶＦの高さが導通損失の増加を招き、大電流で使用する領域においては、結果として冷却装置が大きくなり、装置の大型化を引き起こしてしまう。一方で、ＳｉダイオードのチップＤへの電流配分を大きくすると、Ｓｉダイオードの逆回復損失が支配的となって損失が大きくなってしまい、ＳｉＣショットキーバリアダイオードの逆回復電流が小さく逆回復損失が小さいといったメリットを阻害される問題がある。 However, when the power conversion device configured with the semiconductor switch element configured as described above is considered to be replaced with a device that is driven by an operation with a low switching frequency, loss reduction can be achieved in an operation region where the switching frequency is relatively high. Although it can be expected, the amount of loss reduction is small in the operation region where the switching frequency is low, and the height of the forward voltage VF of the SiC Schottky barrier diode SBD causes an increase in conduction loss. As a result, in the region where a large current is used, The size of the cooling device increases, causing an increase in the size of the device. On the other hand, when the current distribution of the Si diode to the chip D is increased, the reverse recovery loss of the Si diode becomes dominant and the loss increases, and the reverse recovery current of the SiC Schottky barrier diode is small and the reverse recovery loss is small. There is a problem that the merit of being small is hindered.
この発明は、半導体スイッチ素子の還流ダイオード回路として、ＳｉダイオードとＳｉＣショットキーバリアダイオードとの並列回路を備えた電力変換装置において、両ダイオードの特徴を活かして、より低損失な電力変換装置を提供することを課題とするものである。 The present invention provides a power conversion device having a parallel circuit of a Si diode and a SiC Schottky barrier diode as a freewheeling diode circuit of a semiconductor switch element, and utilizing the characteristics of both diodes to provide a lower loss power conversion device. The task is to do so.
前記の課題を解決するため、この発明は、半導体スイッチ素子に還流ダイオードを逆並列接続して構成した半導体スイッチで構成した電力変換装置において、前記還流ダイオードを、シリコンダイオードとワイドバンドギャップを有するダイオードとを並列接続して構成し、かつ前記シリコンダイオードと直列にインダクタンス要素を挿入接続したことを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problem, the present invention provides a power converter including a semiconductor switch in which a freewheeling diode is connected in reverse parallel to a semiconductor switch element, wherein the freewheeling diode is a diode having a wide band gap with a silicon diode. Are connected in parallel, and an inductance element is inserted and connected in series with the silicon diode.
この発明においては、インダクタンス要素は、前記半導体スイッチ素子と前記シリコンダイオードとを接続する配線自身によって形成するのがよい。 In the present invention, it is preferable that the inductance element is formed by the wiring itself connecting the semiconductor switch element and the silicon diode.
また、この発明において、前記インダクタンス要素は、前記シリコンダイオードと、前記半導体スイッチ素子とを接続する配線に磁性体を磁気的に結合して形成することができる。 In the present invention, the inductance element can be formed by magnetically coupling a magnetic material to a wiring connecting the silicon diode and the semiconductor switch element.
さらに、この発明による電力変換装置は、鉄道車両を駆動する電力変換装置とすることができる。 Furthermore, the power converter according to the present invention can be a power converter that drives a railway vehicle.
この発明によれば、Ｓｉダイオードのオン電圧の低さによる損失低減効果、ワイドバンドギャップを有するダイオード（ＳｉＣショットキーバリアダイオード）の過渡動作による逆回復損失低減効果を最大限に活かすことができるので、例えば鉄道車両など比較的運転パターンが複雑かつ広範囲にわたる装置においても損失を低減することができる。 According to the present invention, the effect of reducing the loss due to the low ON voltage of the Si diode and the effect of reducing the reverse recovery loss due to the transient operation of the diode having a wide band gap (SiC Schottky barrier diode) can be maximized. For example, the loss can be reduced even in a device having a relatively complicated operation pattern and a wide range such as a railway vehicle.
この発明の実施の形態を図に示す実施例について説明する。 An embodiment of the present invention will be described with reference to an embodiment shown in the drawings.
この発明の第１の実施例を図１〜図４に示す。これらの図において、図１２や図１３に示す従来装置と同じ構成要素には、同じ符号を付している。 1 to 4 show a first embodiment of the present invention. In these figures, the same components as those of the conventional device shown in FIGS. 12 and 13 are denoted by the same reference numerals.
図１は、ＩＧＢＴや、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子Ｑｕ、Ｑｘを直列接続して構成した電力変換装置の１相分の回路構成を示す。 FIG. 1 shows a circuit configuration for one phase of a power conversion device configured by connecting semiconductor switch elements Qu and Qx such as IGBTs and MOSFETs in series.
半導体スイッチ素子Ｑｕ、Ｑｘには、それぞれ、通常のシリコン（Ｓｉ）で構成されたＳｉダイオードＤｕ、Ｄｘと、ワイドギャップ素材である炭化珪素（ＳｉＣ）で構成されたＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕ、ＳＢＤｘを並列接続して構成した還流ダイオード回路ＦＷＤが逆並列に接続される。さらに、ＳｉダイオードＤｕ、Ｄｘにはそれぞれインダクタンス要素Ｌｕ，Ｌｘが直列に挿入接続されている。このインダクタンス要素は、磁気飽和が生じないように構成する。 The semiconductor switching elements Qu and Qx are respectively provided with Si diodes Du and Dx made of normal silicon (Si) and SiC Schottky barrier diodes SBDu and SBDx made of silicon carbide (SiC) which is a wide gap material. Are connected in parallel to each other. Further, inductance elements Lu and Lx are inserted and connected in series to the Si diodes Du and Dx, respectively. This inductance element is configured so that magnetic saturation does not occur.
図２は、図１の上アームＵの部分を取り出して示すものであり、（ａ）は回路構成を示し、（ｂ）はモジュール内部の構成を示すものである。 FIGS. 2A and 2B show a portion of the upper arm U shown in FIG. 1, wherein FIG. 2A shows a circuit configuration, and FIG. 2B shows a configuration inside the module.
図２（ａ）に示す回路の半導体スイッチ素子Ｑｕ、ＳｉダイオードＤｕ、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕは、図２（ｂ）に示すように、共通の絶縁基板Ｓ上にコレクタ端子板Ｃを介して配置される。半導体スイッチ素子ＱｕとＳｉダイオードＤｕ、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕは２並列設けられており、相互に、ボンディングワイヤＹで接続されている。半導体スイッチ素子Ｑｕのゲート電極は、基板Ｓ上に設けたゲート端子板ＧにボンディングワイヤＹにより接続される。半導体スイッチ素子ＱｕとＳｉダイオードＤｕとを接続するボンディングワイヤＹは、インダクタンス要素として磁性材で構成したトロイダルコアＴｃに挿通される。これにより、トロイダルコアＴｃがボンディングワイヤＹに磁気的に結合され、インダクタンス成分を付与する。 The semiconductor switch element Qu, the Si diode Du, and the SiC Schottky barrier diode SBDu of the circuit shown in FIG. 2A are disposed on a common insulating substrate S via a collector terminal plate C as shown in FIG. Be placed. The semiconductor switch element Qu, the Si diode Du, and the SiC Schottky barrier diode SBDu are provided in two parallels, and are connected to each other by a bonding wire Y. The gate electrode of the semiconductor switch element Qu is connected to a gate terminal plate G provided on the substrate S by a bonding wire Y. The bonding wire Y connecting the semiconductor switch element Qu and the Si diode Du is inserted through a toroidal core Tc made of a magnetic material as an inductance element. Thereby, the toroidal core Tc is magnetically coupled to the bonding wire Y, and provides an inductance component.
図３は、この発明の動作説明図である。 FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the present invention.
図３の回路において実線矢印の方向に電流が流れている状態から、上アームの半導体スイッチ素子Ｑｕをオフにしても、負荷Ｌoadに蓄積されたエネルギーにより、図３（ａ）に実線矢印で示すようにＳｉダイオードＤｕとＳｉＣショットキーダイオードＳＢＤｕの双方に還流電流Ｉｏが継続して流れる。この状態で、対向する下アームの半導体スイッチ素子Ｑｘをオンにすると、負荷Ｌoadに流れている電流Ｉｏは、図３（ｂ）実線に示すように、半導体スイッチ素子Ｑｘに転流する。このとき、ＳｉダイオードＤｕおよびＳｉＣショットキーダイオードＳＢＤｕにコンデンサＣｍから逆電圧が加わるが、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕは逆回復動作をほとんど行わないので、点線矢印で示すコンデンサＣｍ、ＳｉダイオードＤｕ、半導体スイッチ素子Ｑｘを通して一瞬逆回復電流が流れる。 Even if the semiconductor switch element Qu of the upper arm is turned off from the state in which the current flows in the direction of the solid line arrow in the circuit of FIG. 3, the energy stored in the load Load is indicated by the solid line arrow in FIG. Thus, return current Io continuously flows through both Si diode Du and SiC Schottky diode SBDu. In this state, when the semiconductor switch element Qx of the opposing lower arm is turned on, the current Io flowing to the load Load is commutated to the semiconductor switch element Qx as shown by the solid line in FIG. At this time, a reverse voltage is applied from the capacitor Cm to the Si diode Du and the SiC Schottky diode SBDu, but since the SiC Schottky barrier diode SBDu hardly performs a reverse recovery operation, the capacitor Cm, the Si diode Du, and the semiconductor shown by the dotted arrow. A reverse recovery current flows momentarily through the switch element Qx.
このとき流れる逆回復電流Ｉ（Ｄｕ）は、インダクタンス要素Ｌｕを設けない場合は、図４（ａ）に示すようにピーク値ＩｐがＩｐｈと大きくなる。これに対して、この発明おいては、ＳｉダイオードＤｕにインダクタンス要素Ｌｕが挿入接続されているので、このインダクタンス要素Ｌｕの作用により、ＳｉダイオードＤｕに流れる逆回復電流Ｉ（Ｄｕ）は、図４（ｂ）に示すように，電流減少率（-ｄｉ（Ｄ）/ｄｔ）が緩和されるとともに、逆回復電流Ｉ（Ｄｕ）のピーク値ＩｐがＩｐｌに低下する。この結果、ＳｉダイオードＤの逆回復責務は小さくなり、逆回復損失が低減されるとともに、半導体スイッチ素子Ｑのターンオン損失も軽減される。 In the case where the inductance element Lu is not provided, the reverse recovery current I (Du) flowing at this time has a peak value Ip as large as Iph as shown in FIG. On the other hand, in the present invention, since the inductance element Lu is inserted and connected to the Si diode Du, the reverse recovery current I (Du) flowing through the Si diode Du is reduced by the action of the inductance element Lu in FIG. As shown in (b), the current reduction rate (-di (D) / dt) is reduced, and the peak value Ip of the reverse recovery current I (Du) is reduced to Ipl. As a result, the reverse recovery duty of the Si diode D is reduced, the reverse recovery loss is reduced, and the turn-on loss of the semiconductor switching element Q is also reduced.
図４（ａ）、（ｂ）は、横軸に半導体スイッチ素子Ｑのターンオフ時の時間ｔを示し、縦軸に、これに対する半導体スイッチ素子Ｑのコレクタ-エミッタ電圧ＶＣＥ（Ｕ）および還流電流Ｉ（Ｄｕ）の変化を示す。 4A and 4B, the horizontal axis represents the time t when the semiconductor switch element Q is turned off, and the vertical axis represents the collector-emitter voltage VCE (U) and the return current I of the semiconductor switch element Q corresponding thereto. (Du) changes.
次に、図５にこの発明の第２の実施例を示す。この実施例では、図５に示すようにＳｉダイオードと半導体スイッチ素子Ｑｕを接続するボンディングワイヤＹが、ＳｉＣショットキーバリアダイオードＳＢＤｕへのワイヤボンディングよりも長く構成することで、このボンディングワイヤＹのインダクタンスを大きくしてインダクタンス要素を挿入するようにしている。本実施例では、ボンディングワイヤＹを半円状に長くして、インダクタンス成分を増加させている。 Next, FIG. 5 shows a second embodiment of the present invention. In this embodiment, as shown in FIG. 5, the bonding wire Y connecting the Si diode and the semiconductor switching element Qu is longer than the wire bonding to the SiC Schottky barrier diode SBDu, so that the inductance of the bonding wire Y is increased. Is increased to insert an inductance element. In this embodiment, the bonding wire Y is elongated in a semicircular shape to increase the inductance component.
図６にこの発明の第３の実施例を示す。この実施例では、図６に示すように、Ｓｉダイオードと半導体スイッチ素子Ｑｕを接続するボンディングワイヤＹを、複数回ループ状に巻き回すことにより、このボンディングワイヤＹのインダクタンスを大きくしてインダクタンス要素Ｌｕとしている。当然、さらにこのループのインダクタンスを強めたい場合は、鉄心などのコア材を挿入するようにしてもよい。
なお、この発明の第１の実施例〜第３の実施例は、ＳｉダイオードＤのアノード側にインダクタンス要素Ｌｕを挿入したが、図７のようにカソード側に挿入しても同様の効果が得られる。
FIG. 6 shows a third embodiment of the present invention. In this embodiment, as shown in FIG. 6, the bonding wire Y connecting the Si diode and the semiconductor switch element Qu is wound in a loop a plurality of times, thereby increasing the inductance of the bonding wire Y and increasing the inductance element Lu. And Of course, if it is desired to further increase the inductance of this loop, a core material such as an iron core may be inserted.
In the first to third embodiments of the present invention, the inductance element Lu is inserted on the anode side of the Si diode D, but the same effect can be obtained by inserting it on the cathode side as shown in FIG. Can be
次に、この発明の第４の実施例について、図８〜図１０を用いて説明する。この実施例は、還流ダイオード回路ＦＷＤを、ＳｉダイオードとＳｉＣショットキーバリアダイオードを並列接続し、かつＳｉダイオードに直列にインダクタンス要素を挿入接続した回路とした半導体スイッチ素子により構成した電力変換装置（インバータ）を鉄道車両用モータを駆動する電力変換装置に適用したものである。 Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. This embodiment is a power converter (inverter) in which a freewheeling diode circuit FWD is configured by a semiconductor switch element in which a Si diode and a SiC Schottky barrier diode are connected in parallel and an inductance element is inserted and connected in series with the Si diode. ) Is applied to a power converter for driving a motor for a railway vehicle.
図８は、鉄道車両用のモータ駆動システムにおける、車両速度ｖに対するモータ電圧Ｖｍとモータ電流Ｉｍの力行運転時の特性を示す図である。 FIG. 8 is a diagram illustrating characteristics of a motor voltage Vm and a motor current Im with respect to a vehicle speed v in a power running operation in a motor drive system for a railway vehicle.
車両速度ｖは、このモータを駆動するインバータ（電力変換装置）の出力周波数ｆｏに比例する。比較的出力周波数ｆｏを低くして低速運転しているときは、インバータのスイッチング周波数ｆｃを、出力周波数ｆｏより十分高く（ｆｃ≫ｆｏ）して運転する。出力周波数ｆｏを高くして、車両速度ｖを高速にすると、インバータのスイッチング周波数ｆｃは、出力周波数ｆｏと同期したｎ倍のパルス（ｎは整数）で運転され、さらに高速になると、スイッチング周波数ｆｃは出力周波数ｆｏと同期した同じ周波数で駆動される。 The vehicle speed v is proportional to the output frequency fo of an inverter (power conversion device) that drives this motor. During low-speed operation with the output frequency fo relatively low, the inverter is operated with the switching frequency fc of the inverter sufficiently higher than the output frequency fo (fc≫fo). When the output frequency fo is increased and the vehicle speed v is increased, the switching frequency fc of the inverter is driven by n-times pulses (n is an integer) synchronized with the output frequency fo. Are driven at the same frequency synchronized with the output frequency fo.
また、図９は、制動運転時の特性を示す図である。モータ電圧Ｖｍとモータ電流Ｉｍを示す特性線が図８に示した力行運転時の特性と異なるものの、スイッチング周波数ｆｃはほぼ同様の運転方法をとる。特に、図９に示す制動運転時には、力率（cosφ）を負にして回生運転とする。図１０は、力率の変化に対するＩＧＢＴまたはＦＷＤの導通率を示している。図８に示した力行運転はＩＧＢＴの導通率が高く、一方、図９に示した制動運転はＦＷＤの導通率が高くなる。 FIG. 9 is a diagram showing characteristics during a braking operation. Although the characteristic line showing the motor voltage Vm and the motor current Im is different from the characteristic at the time of the power running operation shown in FIG. 8, the switching frequency fc employs substantially the same operation method. In particular, during the braking operation shown in FIG. 9, the power factor (cos φ) is set to a negative value to perform the regenerative operation. FIG. 10 shows the conductivity of the IGBT or FWD with respect to the change in the power factor. The powering operation shown in FIG. 8 has a high IGBT conductivity, while the braking operation shown in FIG. 9 has a high FWD conductivity.
鉄道車両用モータ駆動用の電力変換装置を、この発明によるＳｉダイオードとＳｉＣショットキーバリアダイオードを並列接続し、かつＳｉダイオードに直列にインダクタンス要素を挿入接続して構成した還流ダイオード回路ＦＷＤを、逆並列接続した半導体スイッチ素子で構成することで、図８や図９に示したスイッチング周波数ｆｃが高い領域では逆回復損失が小さくなるためスイッチング損失（ターンオン損失、逆回復損失）の低減につながり、また、制動運転時の高速運転時においては、還流ダイオードＦＷＤの導通率が支配的になり、スイッチング周波数ｆｃが小さいため、導通損失をより小さく抑えることが可能となるので、電力変換装置の運転効率を高めることができる。還流ダイオードＦＷＤの導通損失が高い場合は、Ｓｉダイオードに直列に接続するインダクタンス成分とＳｉダイオードのチップ数を適切に増やせば、還流ダイオードＦＷＤの導通損失は抑えられる。さらにインダクタンス要素の効果により、出力周波数が低く、ｆｃ≫ｆｏとなる低速運転時も、Ｓｉダイオードは、ソフトリカバリするため逆回復損失は小さくなる。結果として、全運転領域で発生損失を低減させることができる。 A power conversion device for driving a motor for a railway vehicle is configured by connecting a Si diode according to the present invention and a SiC Schottky barrier diode in parallel, and connecting an inductance element in series with the Si diode to connect a reflux diode circuit FWD to the reverse. By using the semiconductor switching elements connected in parallel, the reverse recovery loss is reduced in the region where the switching frequency fc is high as shown in FIGS. 8 and 9, which leads to a reduction in switching loss (turn-on loss and reverse recovery loss). On the other hand, during high-speed operation during braking operation, the conduction rate of the return diode FWD becomes dominant, and the switching frequency fc is small, so that conduction loss can be further reduced. Can be enhanced. In the case where the conduction loss of the freewheel diode FWD is high, the conduction loss of the freewheel diode FWD can be suppressed by appropriately increasing the inductance component connected in series with the Si diode and the number of chips of the Si diode. Furthermore, due to the effect of the inductance element, the Si diode performs a soft recovery even during a low-speed operation in which the output frequency is low and fc≫fo, so that the reverse recovery loss is small. As a result, the generated loss can be reduced in the entire operation range.
Ｖｓ：交流電源、Ｄｒｅｃ：交流-直流変換回路、ＩＮＶ：直流-交流変換回路、Ｃｍ：コンデンサ、Ｍ：負荷、Ｓｕ〜Ｓｚ：スイッチング素子、ＣＴｕ〜ＣＴｗ：出力電流検出器、ＣＮＴ：制御装置、Ｑｕ，Ｑｘ：半導体スイッチ素子、Ｄｕ，Ｄｘ：Ｓｉダイオード、ＳＢＤｕ，ＳＢＤｘ：ＳｉＣショットキーバリアダイオード、ＦＷＤ：還流ダイオード回路、Ｌｕ，Ｌｘ：インダクタンス要素、Ｔｃ：トロイダルコア。 Vs: AC power supply, Drec: AC-DC conversion circuit, INV: DC-AC conversion circuit, Cm: Capacitor, M: Load, Su-Sz: Switching element, CTu-CTw: Output current detector, CNT: Control device, Qu, Qx: semiconductor switch element, Du, Dx: Si diode, SBDu, SBDx: SiC Schottky barrier diode, FWD: freewheeling diode circuit, Lu, Lx: inductance element, Tc: toroidal core.
Claims (4)
前記還流ダイオードを、シリコンダイオードとワイドバンドギャップを有するダイオードとを並列接続して構成し、
かつ前記シリコンダイオードと直列にインダクタンス要素を挿入接続し、
前記インダクタンス要素が、前記半導体スイッチ素子と前記シリコンダイオードとを接続する配線を、前記半導体スイッチ素子と前記ワイドバンドギャップを有するダイオードとを接続する配線よりも長くすることによって形成されたことを特徴とする電力変換装置。 In a power converter configured by a switch element configured by connecting a freewheel diode to a semiconductor switch element in anti-parallel,
The reflux diode is configured by connecting a silicon diode and a diode having a wide band gap in parallel,
And an inductance element is inserted and connected in series with the silicon diode,
The inductance element is formed by making a wire connecting the semiconductor switch element and the silicon diode longer than a wire connecting the semiconductor switch element and the diode having the wide band gap. Power converter.
前記還流ダイオードを、シリコンダイオードとワイドバンドギャップを有するダイオードとを並列接続して構成し、
かつ前記シリコンダイオードと直列にインダクタンス要素を挿入接続し、
前記インダクタンス要素が、前記半導体スイッチ素子と前記シリコンダイオードとを接続する配線を、複数回巻き回することによって形成されたことを特徴とする電力変換装置。 In a power converter configured by a switch element configured by connecting a freewheel diode to a semiconductor switch element in anti-parallel,
The reflux diode is configured by connecting a silicon diode and a diode having a wide band gap in parallel,
And an inductance element is inserted and connected in series with the silicon diode,
A power converter, wherein the inductance element is formed by winding a wire connecting the semiconductor switch element and the silicon diode a plurality of times.
A power conversion device comprising a power conversion device for driving a motor for a railway vehicle by the power conversion device according to claim 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2015162999A JP6641782B2 (en) | 2015-08-20 | 2015-08-20 | Power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2015162999A JP6641782B2 (en) | 2015-08-20 | 2015-08-20 | Power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2017041989A JP2017041989A (en) | 2017-02-23 |
| JP6641782B2 true JP6641782B2 (en) | 2020-02-05 |
Family
ID=58203398
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2015162999A Active JP6641782B2 (en) | 2015-08-20 | 2015-08-20 | Power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6641782B2 (en) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117393509A (en) | 2017-04-20 | 2024-01-12 | 罗姆股份有限公司 | Semiconductor device with a semiconductor layer having a plurality of semiconductor layers |
| US11322422B2 (en) * | 2018-07-04 | 2022-05-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Vehicle power conversion device |
| JP7178980B2 (en) * | 2019-10-30 | 2022-11-28 | 三菱電機株式会社 | semiconductor equipment |
| CN114868246A (en) * | 2019-12-25 | 2022-08-05 | 罗姆股份有限公司 | Semiconductor module |
| KR20240054012A (en) | 2022-10-18 | 2024-04-25 | 현대자동차주식회사 | Power module for vehicle and motor drive units including them |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3577893B2 (en) * | 1997-06-17 | 2004-10-20 | 富士電機デバイステクノロジー株式会社 | Power conversion circuit |
| JP4156258B2 (en) * | 2002-03-28 | 2008-09-24 | 本田技研工業株式会社 | Resonant type inverter |
| JP5365035B2 (en) * | 2008-03-17 | 2013-12-11 | 富士電機株式会社 | Power converter |
| JP5267201B2 (en) * | 2009-02-23 | 2013-08-21 | 日産自動車株式会社 | Switching circuit |
| JP5959901B2 (en) * | 2012-04-05 | 2016-08-02 | 株式会社日立製作所 | Semiconductor drive circuit and power conversion device |
| JP5663075B2 (en) * | 2013-11-20 | 2015-02-04 | 株式会社日立製作所 | CIRCUIT DEVICE, CIRCUIT MODULE, AND POWER CONVERSION DEVICE HAVING FREEWHEEL DIODE |
-
2015
- 2015-08-20 JP JP2015162999A patent/JP6641782B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2017041989A (en) | 2017-02-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8299737B2 (en) | Motor driving circuit | |
| US10320278B2 (en) | Semiconductor device having a decreased switching loss | |
| JP4594477B2 (en) | Power semiconductor module | |
| JP4445036B2 (en) | Power converter | |
| JP6641782B2 (en) | Power converter | |
| JP5277579B2 (en) | Semiconductor device | |
| JP5970194B2 (en) | Semiconductor switching element drive circuit and power conversion circuit using the same | |
| JP4818489B1 (en) | Power converter | |
| JP6136011B2 (en) | Semiconductor device and power conversion device | |
| JP2003164140A (en) | Semiconductor conversion circuit and circuit module | |
| JP6402828B2 (en) | Charging shared inverter | |
| JP2012115134A (en) | Low-inductance, high-efficiency induction machine and method of manufacturing the same | |
| JP2014068428A (en) | Power conversion device | |
| US10090778B2 (en) | Multi-phase power device with two-phase modulation scheme | |
| JP5095803B2 (en) | Power semiconductor module | |
| JPWO2014024596A1 (en) | Inverter drive circuit | |
| JP2012228035A (en) | Inverter device | |
| JP6590783B2 (en) | Semiconductor device | |
| JPWO2018139172A1 (en) | Power conversion device and power conversion method | |
| JPWO2018105075A1 (en) | Semiconductor device and power conversion device | |
| JP6338145B2 (en) | Semiconductor device and power conversion device using the same | |
| JP2013118754A (en) | Inverter device and air conditioner equipped with the same | |
| JP6702852B2 (en) | Power control unit | |
| JP7371393B2 (en) | Drive device, semiconductor device and gate drive method | |
| TW202349834A (en) | Motor drive device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20180712 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20190409 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20190411 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20190517 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20190827 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20190913 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20191203 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20191216 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6641782 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |