JP6507980B2 - 光受信回路、光トランシーバ、および光受信回路の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、光受信回路とこれを用いた光トランシーバ、および光受信回路の制御方法に関する。

大容量かつ高速の情報通信を実現するために、光通信システムの普及が進んでいる。光通信は長距離通信だけではなく、サーバやスーパーコンピュータの内部のデータ通信手段としても普及しつつある。特に、従来の電気配線に替えてボード間あるいはチップ間を光配線で接続する光インターコネクトが注目されている。光通信の受信側フロントエンドに配置される光受信回路では、受信した光信号をフォトダイオード等の受光素子で電流として検出する。検出された電流信号は、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）で電圧信号に変換され、次段のアナログ−ディジタル変換に適した電圧振幅まで増幅される。

図１の（Ａ）は、一般的な光受信回路の構成を示す。ＴＩＡの前段アンプとして、ベース接地型アンプが用いられている。ベース接地型アンプでは、コレクタ側の負荷Ｒｃを大きくすることで、雑音低減効果が得られる。図１で、回路雑音は式（１）で表される。

式（１）の右辺の第１項は、ベース接地型アンプの入力換算雑音電流を表わす。右辺の第２項と第３項は、後段アンプの入力雑音電流を表わす。このうち、第２項は負荷Ｒｃからの熱雑音成分（電流）を表わし、後段アンプへの雑音電圧（電圧の二乗）を負荷Ｒｃの抵抗値の二乗で除算したものである。負荷Ｒｃの抵抗値を大きくすることで、第２項の入力雑音成分を小さくできる。

しかし、負荷Ｒｃを大きくすると、ベース接地型アンプへの光入力パワーすなわち入力電流Ｉpdが大きい場合に、出力ノードでの電位Ｖcp3が大きくなりすぎて、後段アンプが正常に動作しなくなる場合がある。図１の（Ｂ）に示すように、この問題は負荷Ｒｃが大きいほど顕著になる。抵抗値を大きくした分、負荷Ｒｃでの電圧降下が小さくなり、電位Ｖcp3が適切な範囲を超えて増大するからである。

大きな光パワーの入力時にＶcp3の上昇によるＤＣ電位の破たんを防ぐため、図２のように、負荷Ｒｃを切り替える構成が知られている（たとえば、特許文献１参照）。雑音が問題となりにくい大電流時に、ＰＭＯＳトランジスタＴ１のゲートに低電圧（例えば０Ｖ）を与えてＴ１をＯＮにし、負荷Ｒ３とＲ３１を並列接続して負荷Ｒｃ（合成抵抗）の値を小さくする。これにより、負荷Ｒｃでの電圧降下を大きくしてＶcp3を抑制する。入力電流が小さいときは、ＰＭＯＳトランジスタＴ１のゲートに高電圧（例えばＶｃｃ）を与えてＴ１をＯＦＦにする。この場合、負荷Ｒｃの値は負荷Ｒ３の値となり、雑音低減効果を発揮する。

なお、フォトダイオードからの入力電流が大きくなったときに、ベース接地型アンプのエミッタ側のバイアス電流を増加させて差動増幅回路のダイナミックレンジを一定にする構成が知られている（たとえば、特許文献２参照）。

また、ベース接地型アンプの出力にエミッタ接地型アンプ路を接続して負帰還ループを形成する構成が知られている（たとえば、特許文献３参照）。

特開２００９−２４６８２３号公報 特開２００３−３７４５３号公報 特開２０１４−１１６８５１号公報

図２の構成で、大信号時にベース接地型アンプの負荷抵抗を小さくするとき、ＭＯＳトランジスタＴ１の容量がベース接地型アンプの負荷に見えるため、Ｖcp3の地点での帯域特性が劣化する場合がある。発明者は、図２のスイッチング構成を有するベース接地型アンプの動作性能の低下は、２０ＧＨｚを超える高周波帯域でいっそう顕著になることを見出した。そこで、ベース（またはゲート）接地型アンプの出力ノードでの帯域劣化を補償して、入力パワーの大きさにかかわらず広帯域かつ安定した動作を実現する光受信フロントエンド技術の提供を課題とする。

ひとつの態様では、光受信回路は、
光信号を検出するフォトダイオードと、
前記フォトダイオードからの電流信号が入力されるベース接地型アンプと、
前記ベース接地型アンプの出力に接続されるエミッタ接地型アンプと、
前記エミッタ接地型アンプの出力を、前記ベース接地型アンプの出力に帰還するフィードバック回路と、
前記光信号のパワーに基づいて、前記ベース接地型アンプの負荷抵抗の大きさと、前記エミッタ接地型アンプのエミッタ電流の大きさを切り替えるスイッチング回路と、
を有し、
前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーが所定のレベルを超えるときに、前記ベース接地型アンプの負荷抵抗を減少させ、かつ、前記エミッタ接地型アンプのエミッタ電流を増加させる。

上記構成により、光受信フロントエンドで、入力パワーの大きさにかかわらず広帯域で安定した動作を実現することができる。

一般的な光受信回路の図である。 ベース接地型アンプのコレクタ側の負荷にスイッチング回路を用いた構成図である。 図２の構成における高周波帯域での動作の劣化を説明する図である。 図２の構成における高周波帯域での動作の劣化を説明する図である。 図２の構成における高周波帯域での動作の劣化を説明する図である。 実施形態の光受信回路が適用される光インターコネクトの概略図である。 実施形態の光受信回路で用いられるフロントエンド増幅回路の回路構成例１を示す図である。 実施形態の光受信回路で用いられるフロントエンド増幅回路の回路構成例２を示す図である。 図８の回路構成で、ベース接地型アンプのエミッタ側の電流調整を説明する図である。 ベース接地型アンプのエミッタ側の電流調整を説明する図である。 回路構成例１または２によるフロントエンド増幅回路を用いた光受信回路の構成例を示す図である。 光受信回路で用いられるスイッチ信号生成回路の変形例を示す図である。 光受信回路で用いられるスイッチ信号生成回路の別の変形例を示す図である。 入力光パワーと光パワー検出回路の出力の関係、およびスイッチ信号の傾き制御を示す図である。 光受信回路の別の構成例を示す図である。 実施形態の光受信回路の効果を示す図である。 比較例として、従来構成を用いたときのアイパターンを示す図である。

以下で、図面を参照して発明の実施形態を説明する。まず、図３〜５を参照して、光受信回路に図２の負荷構成を有するベース接地型アンプ２０を単体で用いた場合の高周波帯域での性能の劣化を説明する。

図３のベース接地型アンプ２０で、トランジスタＱ１のコレクタ側の負荷Ｒｃの値は、並列配置された負荷Ｒ３とＲ３１の接続関係をＰＭＯＳトランジスタＴ１で切り替えることで調整される。図３の右側のグラフは、Ｔ１をオンにして負荷Ｒｃを小さくしたときのベース接地型アンプ２０の出力特性を、スイッチングなしの固定負荷を用いた場合と比較したシミュレーション結果を示す。シミュレーションの条件は、Ｒ３が８００Ω、Ｒ３１が８００Ω、トランジスタＴ１がオンのときの負荷Ｒｃの合成抵抗は４００Ωである。このときのシミュレーション結果をラインＢで示す。比較として、４００Ωの固定負荷を用いたときの出力特性をラインＡで示す。

スイッチング構成の負荷を用いた場合（ラインＢ）、動作速度が数ギガヘルツ（ＧＨｚ）を超えるあたりから、固定負荷の場合（ラインＡ）と比較してゲインの劣化が現れ、２０ＧＨｚを超えるとその差が顕著になる。トランジスタＴ１の容量が高速動作に悪影響を与えるからである。トランジスタＴ１の容量を低減するために、トランジスタＴ１のサイズを小さくすることが考えられる。

図４は、トランジスタＴ１のサイズを小さくしたときのスイッチオン時のシミュレーション結果である。図３と同様に、スイッチング構成の負荷を用いたベース接地型アンプの出力特性（ケースＢとケースＣ）を、４００Ωの固定負荷を用いたときの出力特性（ケースＡ）と比較する。ケースＢのトランジスタＴ１のゲート幅は１０μｍ、ケースＣのトランジスタＴ１のゲート幅は２０μｍである。

トランジスタＴ１のオン時の容量Ｃ_onは、ゲート幅ｗに比例して小さくなるので、ケースＢの方がケースＣよりも劣化が少ない。一方で、図４の等価回路のＩｄはトランジスタＴ１のドレイン−ソース間の電圧Ｖdsに依存した電流源であり、オン抵抗Ｒonとして現れる。オン抵抗Ｒonは近似的に１／ｗと比例関係にあり、ゲート幅ｗが小さくなるとオン抵抗が大きくなる。ケースＣ（ｗ＝２０μｍ）では、Ｒonは４５０Ωであり、Ｒ３１は３５０Ωに設定されるが、ケースＢ（ｗ＝１０μｍ）では、Ｒonは８００Ωとなり、Ｒ３１は０Ωとなる。このように、容量削減のためにトランジスタＴ１のゲート幅ｗを小さくすると、オン抵抗が大きくなって、適切な合成負荷の設計が困難になる。

図５は、トランジスタＴ１がオフのときのスイッチ容量の問題を説明する図である。図４と同様に、ケースＡはスイッチングなしで４００Ωの固定負荷を用いる構成、ケースＢとケースＣは、オン時のトランジスタＴ１と負荷３１の合成抵抗が８００Ω（負荷回路全体での合成抵抗が４００Ω）となるように設計されている。

トランジスタＴ１がオフの場合は、図４のオン時と比較して高周波帯域での出力特性の劣化は少ない。これは、トランジスタＴ１のオン時には、基板の容量だけでなく、トランジスタに電荷が溜まるため、空乏層容量も見えてくるからである。しかし、トランジスタＴ１のオフ時にも、ケースＡと比較すると高周波帯域での動作の劣化が生じる。

図３〜図５の結果から、ベース（またはゲート）接地型アンプ（以下、単に「ベース接地型アンプ」と称する）にスイッチ構成の負荷抵抗を用いる場合、特にスイッチンオン時の高速特性を維持する構成が望まれる。

実施形態では、ベース接地型アンプの出力Ｖcp3を、エミッタ（またはソース）接地型アンプ（以下、単に「エミッタ接地型アンプ」と称する）の入力に接続し、エミッタ接地型アンプのエミッタ側の電流量を調整可能とする。雑音が問題となりにくい大電流時に、ベース接地型アンプの負荷抵抗を小さくし、かつエミッタ接地型アンプのエミッタ電流を増加させて、エミッタ接地型アンプの出力を負帰還でＶcp3に戻すように制御する。これにより、大電流入力時のベース接地型アンプの出力電位Ｖcp3の上昇を抑制し、かつエミッタ接地型アンプのフィードバック出力をＶcp3に追従させることで、Ｖcp3での帯域劣化を補償する。この構成と動作の詳細については後述する。

図６は、実施形態の光受信回路が適用される光インターコネクトの例を示す。図６の例では、４チャンネルの光ケーブル１０５と光トランシーバ１Ａおよび１Ｂを用いて、ＬＳＩ（Large-scaled Integration）１０１、１０２の間を接続する。ＬＳＩ１０１および１０２は、たとえば、サーバ間を接続するネットワークインタフェースカードのＬＳＩや、InfiniBnad(インフィニバンド)のＨＣＡ（Host Channel Adapter：ホストチャネルアダプタ）のＬＳＩである。

光インターコネクトは、光送信器２と、光受信器６と、これらの間を接続する光ケーブル１０５を含む。光送信器２は、各チャンネルに対応する発光素子４−１〜４−４と、発光素子４−１〜４−４を駆動するドライバ３−１〜３−４と、ドライバ３−１〜３−４を制御するマイクロコントローラ５を有する。発光素子４−１〜４−４は、たとえば半導体レーザダイオードと光変調器を含んでいてもよい。

光受信器６は、フォトダイオード等の受光素子７−１〜７−４（以下、適宜「受光素子７」と総称する）と、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）８−１〜８−４（以下、適宜「ＴＩＡ８」と総称する）と、マイクロコントローラ９を含む。実施形態の光受信回路は、受光素子７とＴＩＡ８を含み、受光素子７に接続されるＴＩＡ８のフロント部分の回路に特徴を有する。

光トランシーバ１Ａ、１Ｂにおいて、たとえばＴＩＡ８−１〜８−４とドライバ３−１〜３−４をひとつのチップ上に形成し、このチップを、受光素子７−１〜７−４と発光素子４−１〜４−４が形成された光配線基板上に搭載してもよい。この場合は、光トランシーバ１Ａ、１Ｂはそれぞれひとつの光モジュールとして形成される。
＜回路構成例１＞
図７は、第１実施形態の光受信回路に含まれるフロントエンド増幅回路１０Ａの構成例を示す。フロントエンド増幅回路１０Ａは、ベース接地型アンプ２０と、エミッタ接地型アンプ３０と、差動用のダミーベース接地型アンプ２０ｄｍと、ダミーエミッタ接地型アンプ３０ｄｍを有する。ダミーベース接地型アンプ２０ｄｍとダミーエミッタ接地型アンプ３０ｄｍの構成は、ベース接地型アンプ２０とエミッタ接地型アンプ３０の構成と同じであり、入出力の極性が逆相となっている。図７のフロントエンド増幅回路１０Ａは差動アンプとして形成されているが、実施形態の光受信回路は差動構成に限定されない。

ベース接地型アンプ２０は、トランジスタＱ１を有する。トランジスタＱ１のエミッタは受光素子（フォトダイオード）７に接続されている。より具体的には、フォトダイオードの出力は電流信号として、ベース接地型アンプ２０の正入力ｉｎpに接続され、正入力ｉｎ_ｐとトランジスタＱ１のエミッタが接続されている。トランジスタＱ１のエミッタはまた、負荷Ｒ１を介して基準電位ＧＮＤに接続されている。負荷Ｒ１に替えて定電流源を用いてもよい。トランジスタＱ１のベースは固定電位Ｖ_B1に接続され、コレクタは負荷２５を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されている。

負荷２５は、並列に配置された抵抗Ｒ３およびＲ３１と、一方の抵抗Ｒ３１に直列接続されるスイッチングトランジスタＴ１を有する。スイッチングトランジスタＴ１のゲートには、後述するスイッチング回路からスイッチ信号が入力される。

ベース接地型アンプ２０の出力Ｖcp3は、トランジスタＱ１のコレクタと負荷２５の間のノードから取り出され、エミッタ接地型アンプ３０に入力される。

エミッタ接地型アンプ３０は、トランジスタＱ７を有し、トランジスタＱ７のベースにベース接地型アンプ２０の出力Ｖcp3が接続される。トランジスタＱ７のエミッタは電流源３５に接続され、コレクタは、後段アンプへの負出力ＯＵＴ_ｎに接続される。トランジスタＱ７のコレクタはまた、負荷Ｒ５を介して電源電圧Ｖｃｃに接続される。

電流源３５は、並列に配置される電流源Ｉｓ１およびＩｓ１１と、一方の電流源ＩＳ１１に直列接続されるスイッチングトランジスタＴ３を有する。スイッチングトランジスタＴ３のゲートには、後述するスイッチング回路からスイッチ信号が入力される。

トランジスタＱ７のコレクタと負荷Ｒ５の間のノードＦ１からエミッタ接地型アンプ３０の出力が取り出される。エミッタ接地型アンプ３０の出力は、トランジスタＱ３と帰還抵抗Ｒｆ１を介して（負帰還で）、Ｖcp3にフィードバックされる。トランジスタＱ７のコレクタと、トランジスタＱ３と、帰還抵抗Ｒｆ１と、トランジスタＱ７のベースでフィードバック回路４０を形成する。トランジスタＱ３のエミッタは抵抗Ｒ７を介して基準電位ＧＮＤに接続されている。抵抗Ｒ７に替えて定電流源を用いてもよい。

図７では、トランジスタＱ７のコレクタにトランジスタＱ５がカスコード接続され、ノードＦ１からの出力が、トランジスタＱ３をオンにしてＶcp3にフィードバックされる。トランジスタＱ５は、フィードバック動作を安定させ、増幅を効率的に行うために挿入されているが、必須の構成要素ではない。トランジスタＱ７のエミッタに接続されている抵抗Ｒｅは、Ｒ５／Ｒｅで規定される利得を調整するために用いられるが、必須ではない。Ｒｅを用いた場合、Ｒｅの値を調整することで負荷Ｒ５を変化させずに利得を調整できる。

逆相側のダミーベース接地型アンプ２０ｄｍは、ベース接地型アンプ２０と同様に、トランジスタＱ２を有する。トランジスタＱ２のエミッタは、負帰還入力ｉｎ_ｎに接続されている。トランジスタＱ２のエミッタはまた、負荷Ｒ２を介して基準電位ＧＮＤに接続されている。負荷Ｒ２に替えて定電流源を用いてもい。トランジスタＱ１のベースは固定電位Ｖ_B1に接続され、コレクタは負荷２５を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されている。負荷２５ｄｍは、並列に配置された抵抗Ｒ４およびＲ４１と、一方の抵抗Ｒ４１に直列接続されるスイッチングトランジスタＴ２を有する。スイッチングトランジスタＴ２のゲートには後述するスイッチング回路からスイッチ信号が入力される。

ダミーベース接地型アンプ２０ｄｍの出力Ｖcp4は、トランジスタＱ２のコレクタと負荷２５ｄｍの間のノードから取り出され、ダミーエミッタ接地型アンプ３０ｄｍに入力される。ダミーエミッタ接地型アンプ３０ｄｍは、トランジスタＱ８を有し、トランジスタＱ８のベースにダミーベース接地型アンプ２０ｄｍの出力Ｖcp4が接続される。トランジスタＱ８のエミッタは電流源３５ｄｍに接続され、コレクタは、後段アンプへの正出力ＯＵＴ_ｐに接続される。トランジスタＱ８のコレクタはまた、負荷Ｒ６を介して電源電圧Ｖｃｃに接続される。

電流源３５ｄｍは、並列配置される電流源Ｉｓ２およびＩｓ２１と、一方の電流源ＩＳ１１に直列接続されるスイッチングトランジスタＴ４を有する。スイッチングトランジスタＴ４のゲートには、後述するスイッチング回路からスイッチ信号が入力される。

トランジスタＱ８のコレクタと負荷Ｒ６の間のノードＦ２からダミーエミッタ接地型アンプ３０ｄｍの出力が取り出される。ダミーエミッタ接地型アンプ３０ｄｍの出力は、トランジスタＱ４と帰還抵抗Ｒｆ２を介して、Ｖcp4にフィードバックされる。トランジスタＱ８のコレクタと、トランジスタＱ４と、帰還抵抗Ｒｆ２と、トランジスタＱ８のベースでフィードバック回路４０ｄｍを形成する。トランジスタＱ８のコレクタにカスコード接続されているトランジスタＱ６は、フィードバック動作を安定させ、増幅を効率的に行うために挿入されているが、必須ではない。トランジスタＱ８のエミッタに接続されている抵抗Ｒｅは、Ｒ６／Ｒｅで規定される利得を調整するために用いられるが、必須ではない。ＧＮＤの間に挿入される抵抗Ｒ８に替えて、定電流源を用いてもよい。トランジスタＱ４とＱ３はエミッタフォロワーと呼ばれる回路であり、出力インピーダンスを下げる効果があるが、本発明の必須構成要素ではない。また、本図では帰還抵抗Ｒｆ１、Ｒｆ２として固定抵抗が用いられているが、ＭＯＳトランジスタ、バイポーラトランジスタの様な能動素子を用いたフィードバック構成も可能である。

図７では、完全差動構成のフロントエンドの例を示すが、例えばベース接地型アンプもエミッタ接地アンプ型もシングル構成の場合、あるいはベース接地型アンプのみシングルで、エミッタ接地型アンプは差動構成の場合でも、本発明を同じように適用できるものとする。

次に、フロントエンド増幅回路１０Ａの動作を説明する。動作の説明には、半分の回路部分の説明で足りるため、ベース接地型アンプ２０とエミッタ接地型アンプ３０に着目して説明する。

光受信器６で受信された光信号のパワーが大きいとき、すなわちフロントエンド増幅回路１０Ａに入力される電流信号が大電流のとき、ベース接地型アンプ２０のスイッチングトランジスタＴ１は導通して抵抗Ｒ３とＲ３１を並列接続する。これにより、負荷２５の値を小さくして、ベース接地型アンプ２０の出力Ｖcp3が大きくなりすぎるのを抑制する。Ｖcp3は後段回路の動作破たんを起こさない程度に抑制されるが、トランジスタＱ１のベース電位Ｖ_B1よりも高いものとする。出力Ｖcp3はエミッタ接地型アンプ３０のトランジスタＱ７のベースに印加され、トランジスタＱ７が導通する。

トランジスタＱ７が導通している状態で、エミッタ接地型アンプ３０のスイッチングトランジスタＴ３が導通するようにスイッチ制御される。スイッチングトランジスタＴ３の導通により、電流源Ｉｓ１１とＩｓ１が並列接続されて電流量が合計され、エミッタ接地型アンプ３０のエミッタ電流が増加する。これにより、コレクタ電流も増加する。エミッタ接地型アンプ３０のコレクタ側のノードＦ１からの出力は、トランジスタＱ３を導通させ帰還抵抗Ｒｆ１に電流が流れて電圧が生成される。この電圧をＶcp3に帰還する。大パワー入力時にエミッタ接地型アンプ３０のエミッタ電流を増加させることで、フィードバック回路４０の動作速度が改善され、Ｖcp3に対するエミッタ接地型アンプ３０の動作の追従性が向上する。スイッチングトランジスタＴ１のオン抵抗による高周波帯域での動作の低下（帯域劣化）が効率的に補償される。

エミッタ接地型アンプ３０の電流源Ｉｓ１１とＩｓ１に替えて、抵抗を並列配置してスイッチング制御してもよい。大電流のときにスイッチングトランジスタＴ３を導通することで抵抗値を低減し、エミッタ電流を増加させることができる。

一方、雑音が問題となる小電力時には、ベース接地型アンプ２０のスイッチングトランジスタＴ１を非導通にして、抵抗値を大きくする。これにより、図１を参照して説明したように低雑音を実現する。このとき、エミッタ接地型アンプ３０のスイッチングトランジスタＴ３は非導通であり、エミッタ電流はＩｓ１となる。コレクタ側のノードＦ１からの出力はトランジスタＱ３をオンにして、帰還抵抗Ｒｆ１で、小電力時のＶcp3の電位に応じた電圧が生成され、Ｖcp3にフィードバックされる。

ベース接地型アンプ２０のコレクタ側の負荷を調整可能とすることで、大きな容量のフォトダイオード（１００〜２００ｆＦ）を用いる場合にも回路発振を抑制する。また、エミッタ接地型アンプ３０のエミッタ電流を入力パワーに応じて調整可能とし、エミッタ接地型アンプ３０の出力をベース接地型アンプ２０の出力Ｖcp3に追従性良くフィードバックする。これにより、高周波帯域での高速動作を維持し、動作帯域を広く維持することができる。小信号時の雑音低減効果は上述のとおりである。
＜回路構成例２＞
図８は、実施形態の光受信回路で用いられるフロントエンド増幅回路１０Ｂの構成例を示す。フロントエンド増幅回路１０Ｂは、図７の回路構成に加えて、ベース接地型アンプ２０Ａのエミッタ側に電流調整回路５０を有する。電流調整回路５０は、入力パワーの大きさに応じて、ベース接地型アンプ２０Ａのエミッタ電流量を調整する。図７のフロントエンド増幅回路１０Ａと同じ構成要素には同じ符号を付けて、重複する説明を省略する。

上述したように、小パワー入力時に、ベース接地型アンプ２０Ａのコレクタ側の負荷２５を大きくすることで、回路雑音を小さくすることができる。しかし、小パワー（小信号）時に、出力電位Ｖcp3が下がりすぎて、動作が破たんする場合がある。図９と図１０を参照して、小パワー入力時の改善構成を説明する。

図９において、フォトダイオード７０からの入力Ｉpdが小電流のときには、雑音低減の目的で、負荷Ｒｃの値は抵抗Ｒ３（図８参照）に固定される（Ｒ３＞Ｒ３×Ｒ３１／（Ｒ３＋Ｒ３１））。図７のように、トランジスタＱ１のエミッタに接続されている負荷Ｒ１が一定の場合、負荷Ｒ１は、固定の定電流源とみることができ、エミッタ側の電流Ｉｅは一定となる。

図１０の左側の図に示すように、入力電流Ｉpdが大きいとき（大パワー入力時）にコレクタ側の負荷抵抗Ｒｃが大きく、かつエミッタ側の電流Ｉｅが小さい（すなわちエミッタ側の抵抗が大きい）と、Ｖcp3が大きくなりすぎて動作破たんする。コレクタ側の負荷抵抗Ｒｃが大きいときに、エミッタ側の電流Ｉｅを大きく（すなわち抵抗Ｒ１を小さく）することで、大電流時に出力Ｖcp3が大きくなりすぎることを抑制できる。しかし、小電流時領域で出力Ｖcp3が小さくなりすぎて（Ｖcp3＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ３））、異常動作を引き起こすおそれがある。

そこで、図１０の右側の図に示すように、小パワー入力時は、コレクタ側の負荷Ｒｃを大きくして回路雑音を低減し、かつエミッタ側の電流を小さくして、Ｖcp3が小さくなりすぎるのを防止する。大パワー入力時は、コレクタ側の負荷Ｒｃを小さくし、かつエミッタ側の電流を大きくして、Ｖcp3が大きくなりすぎるのを抑制する。

図９に戻って、たとえば電源電圧Ｖｃｃが２．５Ｖ、ベース電位が１．５Ｖとすると、正常動作を行うときの出力電位Ｖcp3は、電源電圧Ｖｃｃよりも小さく、かつベース電位よりも大きい範囲である。入力パワー（入力電流Ｉpd）にかかわらずＶcp3を正常動作に適した範囲内に制御するには、エミッタ側の電流源として、電流調整回路５０を用いるのが望ましい。

電流調整回路は、たとえば、並列に配置された抵抗Ｒ１とＲ１１を用い、一方の抵抗Ｒ１１にスイッチングトランジスタＴ５を直列接続する。小パワー入力時はスイッチングトランジスタＴ５をオフにしてエミッタ側の電流を小さくする（抵抗Ｒ１のみにする）。大パワー入力時には、スイッチングトランジスタＴ５をオンにして、抵抗Ｒ１とＲ１１を並列接続にして（抵抗を小さくして）、エミッタ側の電流を大きくする。図９の例ではスイッチンぐトランジスタＴ５はグランド近くのためＮＭＯＳが用いられている。そのため、ゲートに与える電圧が低い時（例えば０Ｖ）にＯＦＦになり、高い時（例えば２．５Ｖ）にＯＮになる。

この構成により、小パワー入力時に雑音を低減し、かつ出力Ｖcp3の過度の低下による動作破たんを防止する。
＜入力パワーモニタに基づくスイッチ制御＞
図１１は、実施形態の光受信回路１００の構成例を示す。フロントエンド増幅回路１０Ａ、１０Ｂの双方において、スイッチングトランジスタＴ１〜Ｔ６のオン・オフ動作は、入力パワーの大きさに応じて制御される。光受信回路１００は、入力パワーをモニタしてスイッチ信号を生成する構成を有する。

光受信回路１００は、フォトダイオード７０と、フロントエンド増幅回路１０（図７のフロントエンド増幅回路１０Ａまたは図８のフロントエンド増幅回路１０Ｂ）と、後段アンプとしての出力バッファ回路８１と、光パワー検出回路９１と、スイッチ信号生成回路９５を有する。光パワー検出回路９１と、スイッチ信号生成回路９５は、スイッチング回路９０Ａに含まれる。フロントエンド増幅回路１０と出力バッファ回路８１は、ＴＩＡ８に含まれる。

フロントエンド増幅回路１０のベース接地型アンプ２０の負荷ＲＬ１は、図７および図８のコレクタ側の負荷２５に対応し、負荷ＲＥ１は、エミッタ側の負荷Ｒ１または電流調整回路５０に対応する。ダミーベース接地型アンプ２０ｄｍの負荷ＲＬ２とＲＥ２も同様である。差動エミッタ増幅回路３００の帰還抵抗ＲＦ１とＲＦ２は、図７および図８の帰還抵抗Ｒｆ１とＲｆ２に対応する。

図１１の例では、スイッチング回路９０Ａは、ＴＩＡ８の直流（ＤＣ）電圧をフロントエンド増幅回路１０にフィードバックするＤＣフィードバックループの一部を利用している。スイッチング回路９０Ａの光パワー検出回路９１は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）９２と、差動アンプ９３を有する。ＬＰＦ９２は、差動エミッタ増幅回路３００の差動出力の高周波成分を除去して平均化する。差動アンプ９３は、フィードバックループに接続され、ベース接地型アンプ２０の入力電流とダミーベース接地型アンプ２０ｄｍの入力電流が等しくなるように帰還がかかる。すなわち差動アンプ９３の出力は平均入力光パワー情報として出力される。この平均入力光パワー情報は、ダミーベース接地型アンプ２０ｄｍの負入力に接続される。

平均入力光パワー情報の一部が分岐され、スイッチ信号生成回路９５のオペアンプ１０６の第１入力に接続される。オペアンプ１０６の第２入力は閾値電圧Ｖthに接続されており、平均入力光パワーとＶthが比較される。平均入力光パワーがＶthよりも大きい場合、たとえば高電位のスイッチ信号が出力され、フロントエンド増幅回路１０（１０Ａまたは１０Ｂ）のスイッチングトランジスタＴ１〜Ｔ６のゲートに供給される。平均入力光パワーがＶth以下のときは、たとえば低電位のスイッチ信号が出力され、スイッチングトランジスタＴ１〜Ｔ６のゲートに供給される。この例では、オペアンプ１０６はコンパレータとして使用されている。スイッチングトランジスタＴ１〜Ｔ６がＰＭＯＳスイッチかＮＭＯＳスイッチかによって、オペアンプ１０６とスイッチングトランジスタＴ１〜Ｔ６の間に1適宜出力を反転するインバーター回路を挿入する。

図１２は、スイッチ信号生成回路９５の変形例として、ヒステリシス調整を用いたスイッチ信号生成回路９６を示す。光パワー検出回路９１の出力、すなわち入力光パワーに比例したＤＣ電圧は、抵抗Ｒ５２を介してオペアンプ１０６の第１入力に接続される。オペアンプ１０６の第２入力は閾値電圧Ｖthの反転入力に接続されている。オペアンプ１０６の出力は、可変抵抗Ｒ５１を介して、オペアンプ１０６の第１入力にフィードバックされる。

光パワー検出回路９１の出力にノイズ等の揺らぎ成分が含まれていると、オペアンプ１０６の出力が変動し、スイッチのオン・オフが不安定になる。たとえば、図１２の中段に示すように、平均入力光パワー（ＤＣ電圧）が徐々に増大してＶthを超える場合、Ｖthの近傍で出力が変動する。そこで、オペアンプ１０６の第１入力に接続される平均入力光パワーがＶthをさらに一定レベル超えるまでスイッチ信号をたとえば低電位に維持する。平均入力光パワーがＶthよりも小さくなる場合も、Ｖthからさらに一定レベル低下するまでスイッチ信号をたとえば高電位に維持する。Ｖthからどの程度変化するまでスイッチ信号の切り替えを保持するかは、Ｒ１１とＲ１２の抵抗比で決まる。

スイッチ信号生成回路９６の構成を採用することで、光パワーの揺らぎによるスイッチの変動を防止することができる。

図１３は、スイッチ信号生成回路９５のさらに別の変形例として、アナログスイッチ信号を生成するスイッチ信号生成回路９７を示す。スイッチ信号の電圧をデジタル的な変化ではなく、アナログ的に変化させることによっても、図１２のヒステリシス調整と同様の効果を得ることができる。

スイッチ信号生成回路９７において、光パワー検出回路９１の出力電圧Op_dcは、抵抗Ｒ２１を介してオペアンプ１０７の第１入力（正入力）に接続される。図１４（Ａ）に示すように、光パワー検出回路９１の出力電圧Op_dcは、入力光パワーに比例したＤＣ電圧である。オペアンプ１０７の第１入力はまた、抵抗Ｒ２３を介して接地されている。オペアンプ１０７の第２入力は、抵抗２１を介して閾値電圧Ｖth0の反転入力に接続される。オペアンプ１０７の出力は、抵抗Ｒ２３を介して、オペアンプ１０７の第２入力にフィードバックされる。

この構成で、オペアンプ１０７の出力Ｖoutは、
Ｖout＝（Ｒ２３／Ｒ２１）（Op_dc−Ｖth0）
で表される。

図１４（Ｂ）に示すように、入力光パワーに対する出力電圧（スイッチ電圧）の傾きは抵抗Ｒ２３とＲ２１の比率を変えることで調整可能である。この構成では、入力光パワーに応じたスイッチ信号が、フロントエンド増幅回路１０のスイッチングトランジスタＴ１〜Ｔ６に供給される。スイッチ信号の電圧が、スイッチングトランジスタＴ１〜Ｔ６のゲート閾値電圧を超えたときに、スイッチングトランジスタＴ１〜Ｔ６が導通する。

図１４の構成によっても、光信号の強度またはパワーの揺らぎによりスイッチのオン・オフがばたつく現象を防止することができる。

図１５は、スイッチング回路９０Ｂを用いた光受信回路２００の構成例を示す。図１５では、フォトダイオード７０のカソード側で光電流をモニタして、スイッチ信号を生成する。スイッチング回路９０Ｂは、光パワー検出回路９９と、スイッチ信号生成回路９５を有する。光パワー検出回路９９は、フォトダイオード７０のカソードに接続されている。光パワー検出回路９９では、逆バイアス電圧Ｖpdと、負荷Ｒpdと、カプリングコンデンサＣpdが直列接続されている。カプリングコンデンサＣpdで光信号の交流（ＡＣ）成分を除去し、ＤＣ成分をスイッチ信号生成回路９５のオペアンプ１０６の第１入力に接続する。オペアンプの１０６の第２入力に閾値電圧Ｖthを接続する。光信号のＤＣ電圧がＶthよりも大きいときに、オペアンプ１０６はたとえば高電位のスイッチ信号を出力する。光信号のＤＣ電圧がＶth以下の場合は、オペアンプ１０６はたとえば低電位のスイッチ信号を出力する。スイッチン信号は、フロントエンド増幅回路１０（１０Ａまたは１０Ｂ）のスイッチングトランジスタＴ１〜Ｔ６のゲートに入力される。

図１５の例では、図１１と同様のスイッチ信号生成回路９５を用いているが、これに替えて、図１２のヒステリシス調整可能なスイッチ信号生成回路９６や、図１３のアナログスイッチ号を生成するスイッチ信号生成回路９７を用いてもよい。

いずれの場合も、スイッチング回路９０Ａと９０Ｂは、入力光信号のパワーが所定のレベルを超えるときに、ベース接地型アンプ２０の負荷２５の負荷抵抗を減少させ、かつ、エミッタ接地型アンプ３０のエミッタ電流を増加させる。この制御の下で、エミッタ接地型アンプ３０の出力をベース接地型アンプ２０の出力Ｖcp3に帰還することで、高周波帯域での動作特性を維持し、狭帯域化を防止する。

また、入力光信号のパワーが所定のレベル以下のときは、ベース接地型アンプの負荷２５の負荷抵抗を増大させ、かつ、エミッタ接地型アンプ３０のエミッタ電流を減少させる制御を行う。この制御により、雑音の影響が大きくなる小電流時に、効果的に雑音を低減する。さらに、小電流時に、ベース接地型アンプの電流源の電流を小さくすることで（回路構成例２）、小電流時の動作破たんを防止する。
＜実施形態の効果＞
図１６は、実施形態の光受信回路の効果を示す図である。図１６は、光受信回路に図８のフロントエンド増幅回路１０Ｂ（回路構成例２）を用いたときのアイパターンを示す。図１７は、比較例として従来構成の光受信回路のアイパターンを示す。図１６、図１７ともに、２５．６Ｇｂ／ｓの動作速度でシミュレーションしている。入力信号の消光比は５ｄＢであり、これはＶＣＳＥＬを用いた変調信号の一般的な値である。

図１７の従来構成では、フロントエンド増幅回路に図２のベース接地型アンプを単体で用いている。コレクタ側の負荷ＲｃをＲ３（８００Ω）のまま用いると、大信号のとき、たとえば、平均光パワーが＋２．６ｄＢｍのときに、動作が破たんする。大信号のときにコレクタ側の負荷Ｒｃを小さくする（８００Ωから４００Ωに切り換える）ことで、かろうじて＋２．６ｄＢｍまで対応できるが、負荷抵抗が小さいため先に述べたように受信感度は非常に悪い。

これに対し、図１６では、大信号時にベース接地型アンプのコレクタ側の負荷を小さくし（８００Ωから４００Ωに切り換える）、かつ、エミッタ接地型アンプのエミッタ電流を大きくしてエミッタ接地型アンプの出力をベース接地型アンプの出力Ｖcp3に負帰還でフィードバックする。これにより、光パワーが＋２．６ｄＢｍのときにも鮮明なアイパターンを得ることができる。

図１６ではまた、小信号時に、ベース接地型アンプのコレクタ側の負荷Ｒｃを大きくして（８００Ωに切り換えて）、雑音を低減し、かつ、ベース接地型アンプのエミッタ側の電流を小さくすることで、小信号時の動作破たんを防止している。これによりダイナミックレンジ全体にわたって、鮮明なアイパターンを得ることができる。図１６では、負荷Ｒｃのスイッチを用いない場合（負荷Ｒｃが４００Ωで固定値の時）と比較して受信感度が１ｄＢ向上している。

なお、図７のフロントエンド増幅回路１０Ａを用いた場合も、大信号時にベース接地型アンプのコレクタ側の負荷Ｒｃを小さくする（４００Ωに切り換える）ことで、図１６と同様のアイパターンが得られる。このときは低信号時のボトルネックから低信号時にＲｃを６００Ωまでしか上げれないが、図１７と比較して、受信感度は０．５ｄＢｍ向上する。

このように、実施形態の光受信回路により、優れた受信感度で、入力信号パワーの大小にかかわらず安定した動作で光信号の受信処理を行うことができる。

実施形態では、トランジスタＱ１〜Ｑ８としてバイポーラトランジスタを用いて、ベース接地型アンプ２０、エミッタ接地型アンプ３０を形成したが、電界効果トランジスタを用いてゲート接地型アンプとソース接地型アンプを形成しても、同様の効果を得ることができる。特許請求の範囲で「ベース接地型アンプ」というときは、ゲート接地型アンプも含まれ、「エミッタ接地型アンプ」というときは、ソース接地型アンプも含まれるものとする。また、「ベース」というときはゲートも含まれ、「エミッタ」というときはソースも含まれ、「コレクタ」というときはドレインも含まれるものとする。

以上の説明に対し、以下の付記を提示する。
（付記１）
光信号を検出するフォトダイオードと、
前記フォトダイオードからの電流信号が入力されるベース接地型アンプと、
前記ベース接地型アンプの出力に接続されるエミッタ接地型アンプと、
前記エミッタ接地型アンプの出力を、前記ベース接地型アンプの出力に帰還するフィードバック回路と、
前記光信号のパワーに基づいて、前記ベース接地型アンプの負荷抵抗の大きさと、前記エミッタ接地型アンプのエミッタ電流の大きさを切り替えるスイッチング回路と、
を有し、
前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーが所定のレベルを超えるときに、前記ベース接地型アンプの負荷抵抗を減少させ、かつ、前記エミッタ接地型アンプのエミッタ電流を増加させることを特徴とする光受信回路。
（付記２）
前記ベース接地型アンプは電流源を有し、
前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーが前記所定のレベル以下の場合に、前記ベース接地型アンプの前記負荷抵抗を増大させ、かつ前記電流源の電流を減少させることを特徴とする付記１に記載の光受信回路。
（付記３）
前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーが前記所定のレベルを超えるときに、前記負荷抵抗を減少させ、かつ、前記電流源の電流を増大させることを特徴とする付記２に記載の光受信回路。
（付記４）
前記ベース接地型アンプは、電源電圧に並列接続される第１負荷および第２負荷と、前記第１負荷と前記第２負荷のいずれか一方に直列接続される第１スイッチングトランジスタとを有し、
前記エミッタ接地型アンプは、基準電位に並列接続される第１電流源および第２電流源と、前記第１電流源と前記２電流源のいずれか一方に直列接続される第２スイッチングトランジスタとを有し、
前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーに基づいて、前記第１スイッチングトランジスタと前記第２スイッチングトランジスタのオン・オフを制御することを特徴とする付記１〜３のいずれかに記載の光受信回路。
（付記５）
前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーをモニタする光パワー検出回路と、前記光パワー検出回路の出力に基づいてスイッチ信号を生成するスイッチ信号生成回路とを有し、
前記スイッチ信号は、前記第１スイッチングトランジスタと前記第２スイッチングトランジスタに接続されることを特徴とする付記４に記載の光受信回路。
（付記６）
前記ベース接地型アンプの前記電流源は、基準電位に並列接続される第３負荷および第４負荷と、前記第３負荷と前記第４負荷のいずれかに直列接続される第３スイッチングトランジスタとを有し、
前記スイッチング回路は、前記第３スイッチングトランジスタのオン・オフを制御することを特徴とすることを特徴とする付記１〜５のいずれかに記載の光受信回路。
（付記７）
前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーをモニタする光パワー検出回路と、前記光パワー検出回路の出力に基づいてスイッチ信号を生成するスイッチ信号生成回路とを有し、
前記スイッチ信号生成回路は、デジタルスイッチ信号、ヒステリシスが調整されたスイッチ信号、またはアナログスイッチ信号を生成することを特徴とする付記１〜６のいずれかに記載の光受信回路。
（付記８）
前記光パワー検出回路は、前記エミッタ接地型アンプの出力に接続されて、前記光信号のパワーをモニタすることを特徴とする付記７に記載の光受信回路。
（付記９）
前記光パワー検出回路は、前記フォトダイオードのカソードに接続されて、前記光信号のパワーをモニタすることを特徴とする付記７に記載の光受信回路。
（付記１０）
付記１〜９のいずれかに記載の光受信回路を有する光受信器と、
光送信器と、
を有する光トランシーバ。
（付記１１）
光受信回路で受信される光信号の大きさを検出し、
前記光信号の大きさが所定レベルを超える場合に、前記光受信回路のベース接地型アンプの負荷抵抗を低減し、かつ、前記ベース接地型アンプの出力に接続されるエミッタ接地型アンプのエミッタ電流を増大させ、
前記エミッタ接地型アンプの出力を、前記ベース接地型アンプの出力に帰還する、
ことを特徴とする光受信回路の制御方法。
（付記１２）
前記ベース接地型アンプの基準電圧側に電流源を配置し、
前記光信号のパワーが前記所定のレベル以下の場合に、前記ベース接地型アンプの前記負荷抵抗を増大させ、かつ前記電流源の電流を減少させることを特徴とする付記１１に記載の光受信回路の制御方法。
（付記１３）
前記光信号のパワーが前記所定のレベルを超えるときに、前記負荷抵抗を減少させ、かつ、前記電流源の電流を増大させることを特徴とする付記１２に記載の光受信回路の制御方法。

１，１Ａ，１Ｂ 光トランシーバ
２ 光送信器
６ 光受信器
７ 受光素子
８ トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）
１０、１０Ａ、１０Ｂ フロントエンド増幅回路
２０ ベース接地型アンプ
２０ｄｍ ダミーベース接地型アンプ
２５ 負荷
３０ エミッタ接地型アンプ
３０ｄｍ ダミーエミッタ接地型アンプ
３５ 電流源
４０ フィードバック回路
５０ 電流調整回路
７０ フォトダイオード
８１ 出力バッファ回路
９０Ａ、９０Ｂ スイッチング回路
９１、９９ 光パワー検出回路
９５、９６，９７ スイッチ信号生成回路
１００、２００ 光受信回路
Ｔ１〜Ｔ６ スイッチングトランジスタ
Ｑ１〜Ｑ８ トランジスタ

Claims (7)

1. 光信号を検出するフォトダイオードと、
   前記フォトダイオードからの電流信号が入力されるベース接地型アンプと、
   前記ベース接地型アンプの出力に接続されるエミッタ接地型アンプと、
   前記エミッタ接地型アンプの出力を、前記ベース接地型アンプの出力に帰還するフィードバック回路と、
   前記光信号のパワーに基づいて、前記ベース接地型アンプの負荷抵抗の大きさと、前記エミッタ接地型アンプのエミッタ電流の大きさを切り替えるスイッチング回路と、
   を有し、
   前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーが所定のレベルを超えるときに、前記ベース接地型アンプの負荷抵抗を減少させ、かつ、前記エミッタ接地型アンプのエミッタ電流を増加させることを特徴とする光受信回路。
2. 前記ベース接地型アンプは電流源を有し、
   前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーが前記所定のレベル以下の場合に、前記ベース接地型アンプの前記負荷抵抗を増大させ、かつ前記電流源の電流を減少させることを特徴とする請求項１に記載の光受信回路。
3. 前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーが前記所定のレベルを超えるときに、前記負荷抵抗を減少させ、かつ、前記電流源の電流を増大させることを特徴とする請求項２に記載の光受信回路。
4. 前記ベース接地型アンプは、電源電圧に並列接続される第１負荷および第２負荷と、前記第１負荷と前記第２負荷のいずれか一方に直列接続される第１スイッチングトランジスタとを有し、
   前記エミッタ接地型アンプは、基準電位に並列接続される第１電流源および第２電流源と、前記第１電流源と前記２電流源のいずれか一方に直列接続される第２スイッチングトランジスタとを有し、
   前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーに基づいて、前記第１スイッチングトランジスタと前記第２スイッチングトランジスタのオン・オフを制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の光受信回路。
5. 前記スイッチング回路は、前記光信号のパワーをモニタする光パワー検出回路と、前記光パワー検出回路の出力に基づいてスイッチ信号を生成するスイッチ信号生成回路とを有し、
   前記スイッチ信号は、前記第１スイッチングトランジスタと前記第２スイッチングトランジスタに接続されることを特徴とする請求項４に記載の光受信回路。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の光受信回路を有する光受信器と、
   光送信器と、
   を有する光トランシーバ。
7. 光受信回路で受信される光信号の大きさを検出し、
   前記光信号の大きさが所定レベルを超える場合に、前記光受信回路のベース接地型アンプの負荷抵抗を低減し、かつ、前記ベース接地型アンプの出力に接続されるエミッタ接地型アンプのエミッタ電流を増大させ、
   前記エミッタ接地型アンプの出力を、前記ベース接地型アンプの出力に帰還する、
   ことを特徴とする光受信回路の制御方法。
   

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