JP6544204B2 - モータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータから出力された交流電圧によって駆動されるモータの制御装置に関する。

この種の制御装置としては、過変調ＰＷＭ制御又は１８０°矩形波制御によってインバータを操作することで、モータの出力トルクを指令トルクに制御するものが知られている。過変調ＰＷＭ制御では、インバータの出力電圧ベクトルの振幅及び位相の双方を操作できるのに対し、１８０°矩形波制御では、インバータの出力電圧がその最大値で固定されるため、出力電圧ベクトルの位相のみが操作量となる。

ここで、過変調ＰＷＭ制御で出力可能なインバータの最大電圧と、１８０°矩形波制御で出力されるインバータの電圧との間に大きな差が生じる。この差が生じることにより、インバータでは出力できない電圧領域が存在することとなり、モータに流れる電流ベクトルの定常状態では取り得ない電流領域が存在することとなる。この電流領域に指令トルクに対応する指令電流ベクトルが含まれる場合、１８０°矩形波制御と過変調ＰＷＭ制御との間で制御モードが頻繁に切り替わる現象であるハンチング現象が発生し、モータのトルク変動が発生する。このため、過変調ＰＷＭ制御から１８０°矩形波制御、又は１８０°矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御への切替条件を適正に設定する必要がある。

そこで下記特許文献１では、過変調ＰＷＭ制御と１８０°矩形波制御との間に１８０°未満矩形波制御を介在させている。また下記特許文献１では、１８０°矩形波制御から１８０°未満矩形波制御を介して過変調ＰＷＭ制御へと切り替える場合において、電流ベクトルとその閾値とを比較する条件、又はモータに流れるｄ軸電流とその閾値とを比較する条件を設けている。これにより、ハンチング現象の発生を抑制している。

特開２０１５−１２６６２号公報

ここで、ハンチング現象の発生を確実に防止すべく、指令電流ベクトルの動作ラインに対するマージンを大きくとって上記閾値を設定することも考えられる。しかしながら、この場合、矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御への切り替え時に発生するモータの電流変動が大きくなるといった問題が生じる。このように、ハンチング現象の発生を抑制する技術に関しては、未だ改善の余地を残すものとなっている。

本発明は、制御モードの切り替え時に発生するモータの電流変動を抑制しつつ、ハンチング現象の発生を抑制できるモータの制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、直流電源（２１）の出力電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ（２０）と、前記インバータから出力された交流電圧によって駆動されるモータ（１０）と、を備えるモータ制御システムに適用され、前記モータの出力トルクを指令トルクに制御すべく、過変調ＰＷＭ制御により前記インバータを操作する過変調操作部（３０）と、前記モータの出力トルクを前記指令トルクに制御すべく、矩形波制御により前記インバータを操作する矩形波操作部（３０）と、前記指令トルクに基づいて、前記モータのｄ軸指令電流及びｑ軸指令電流を算出する指令電流算出部（３０）と、前記インバータの出力電圧ベクトルの振幅及び前記インバータの出力電圧の変調率のいずれかが振幅パラメータとして定義されており、前記モータに流れる実際のｄ軸電流を前記ｄ軸指令電流にフィードバック制御してかつ前記モータに流れる実際のｑ軸電流を前記ｑ軸指令電流にフィードバック制御するための前記振幅パラメータを算出するパラメータ算出部（３０）と、前記パラメータ算出部により算出された前記振幅パラメータが増加して判定値に到達したとの条件が第１条件として定義されており、前記第１条件が成立してからの前記ｄ軸指令電流に対する前記実際のｄ軸電流のｄ軸負側方向の変化量を算出する電流変化量算出部（３０）と、前記電流変化量算出部により算出された変化量が所定量に到達したとの条件が第２条件として定義されており、前記第１条件が成立していない場合、前記過変調ＰＷＭ制御により前記インバータを操作し、前記第１条件及び前記第２条件の双方が成立した場合、前記過変調操作部による前記インバータの操作から前記矩形波操作部による前記インバータの操作に切り替える切替部（３０）と、を備える。

インバータの出力電圧ベクトルの振幅及びインバータの出力電圧の変調率のいずれかを振幅パラメータと定義する。また、振幅パラメータが増加して判定値に到達したとの条件を第１条件と定義する。ここで、第１条件が成立していない場合に過変調ＰＷＭ制御によりインバータを操作し、第１条件が成立した場合に過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えてインバータを操作する構成を関連技術とする。

モータに流れる電流ベクトルの定常状態では取り得ない電流領域に指令電流ベクトルが含まれる場合、関連技術では、過変調ＰＷＭ制御及び矩形波制御の間で制御モードが頻繁に切り替わるハンチング現象が発生する。詳しくは、矩形波制御への切り替え前においては、指令電流ベクトルに対して実際の電流ベクトルがｄ軸負側に位置する。過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えにより、指令電流ベクトルに対して実際の電流ベクトルがｄ軸正側に変化する。これにより、その後振幅パラメータが低下して第１条件が成立しなくなり、矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御へと切り替えられる。その後、振幅パラメータが再度増加して第１条件が成立することにより、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられる。このようにして、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えと、矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御への切り替えとが交互に繰り返される。すなわち、ハンチング現象が発生する。ハンチング現象が発生すると、モータのトルク変動が発生するといった問題が生じる。

そこで上記発明では、振幅パラメータが判定値に到達してからのｄ軸指令電流に対する実際のｄ軸電流のｄ軸負側方向の変化量が所定量に到達したとの第２条件が設定されている。第１条件とともに第２条件が成立した場合、過変調操作部によるインバータの操作から矩形波制御によるインバータの操作に切り替える。第２条件を設定することにより、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられた場合でも、指令電流ベクトルに対して実際の電流ベクトルをｄ軸負側に位置させやすくできる。その結果、モータの電流変動を抑制しつつ、ハンチング現象の発生を抑制することができる。

第１実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 モータ制御のブロック図。 過変調ＰＷＭ制御時及び矩形波制御時の操作信号を示す図。 ハンチング現象が発生するｄｑ軸座標系における電流領域Ｓを示す図。 ハンチング現象が発生した場合のｄｑ軸座標系における動作点の推移を示す図。 切り替え処理の手順を示すフローチャート。 切り替え処理の概要を示す図。 切り替え処理の一例を示すタイムチャート。 関連技術に係る切り替え処理を示すタイムチャート。 第２実施形態に係るモータ制御のブロック図。 出力電圧ベクトルの変化に伴う電流ベクトルの変化を説明するための図。 ｄ軸とλ軸とのなす角度の算出手法を示す図。 λ軸を説明するための図。 λ軸電流の算出手法を示す図。 切り替え処理の手順を示すフローチャート。 切り替え処理の概要を示す図。

（第１実施形態）
以下、本発明に係る制御装置を車載主機として３相モータを備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、３相インバータ２０、及びモータジェネレータ１０を制御対象とする制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ１０は、車載主機であり、そのロータが図示しない駆動輪に機械的に接続されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、突極機であるＩＰＭＳＭを用いている。

モータジェネレータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源としての高電圧バッテリ２１に接続されている。高電圧バッテリ２１の出力電圧は、例えば百Ｖ以上である。なお、高電圧バッテリ２１及びインバータ２０の間には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２２が設けられている。

ちなみに、高電圧バッテリ２１の出力電圧を昇圧してインバータ２０に出力する昇圧コンバータが制御システムに備えられる場合、昇圧コンバータが直流電源に相当する。

インバータ２０は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を３組備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＵ相が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＶ相が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＷ相が接続されている。ちなみに本実施形態では、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

モータ制御システムは、さらに、モータジェネレータ１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する相電流検出部を備えている。本実施形態において、相電流検出部は、モータジェネレータ１０のＶ相に流れる電流を検出するＶ相電流検出部２３Ｖと、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流検出部２３Ｗとを含む。また、モータ制御システムは、高電圧バッテリ２１の出力電圧をインバータ２０の電源電圧ＶＩＮＶとして検出する電圧検出部２４、及びモータジェネレータ１０の電気角θｅを検出する角度検出部２５を備えている。なお、角度検出部２５としては、例えばレゾルバを用いることができる。

制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ１０の出力トルクを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、制御装置３０は、インバータ２０を構成する各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオンオフ操作すべく、上記各種検出部の検出値に基づいて、各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成し、生成した各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを各スイッチに対応する各駆動回路Ｄｒに対して出力する。ここで、上アーム側の操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐと、対応する下アーム側の操作信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオン状態とされる。なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。

続いて、図２を用いて、制御装置３０によって実行されるモータジェネレータ１０のトルク制御について説明する。

２相変換部３０ａは、Ｖ相電流検出部２３Ｖにより検出されたＶ相電流ＩＶ、Ｗ相電流検出部２３Ｗにより検出されたＷ相電流ＩＷ、及び角度検出部２５により検出された電気角θｅに基づいて、モータジェネレータ１０の３相固定座標系におけるＵ相電流ＩＵ，Ｖ相電流ＩＶ，Ｗ相電流ＩＷを、２相回転座標系であるｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに変換する。なお本実施形態において、２相変換部３０ａは、変換したｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに、高周波成分を除去するローパスフィルタ処理を施して出力する。

トルク推定器３０ｂは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づいて、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅを算出する。ここで、推定トルクＴｅは、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、モデル式を用いて算出してもよい。

トルク偏差算出部３０ｃは、指令トルクＴｒｑ＊から推定トルクＴｅを減算することにより、トルク偏差ΔＴを算出する。

位相算出部３０ｄは、トルク偏差算出部３０ｃによって算出されたトルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、指令電圧位相φ＊を算出する。指令電圧位相φ＊は、インバータ２０の出力電圧ベクトルの電圧位相φの指令値である。本実施形態では、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によって指令電圧位相φ＊を算出する。

なお本実施形態において、電圧位相φは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向が正方向として定義されている。このため、指令トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが不足する場合には、電圧位相φを増大させ、指令トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが過剰となる場合には、電圧位相φを減少させる。

指令電流算出部３０ｅは、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、指令トルクＴｒｑ＊を実現するためのｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御（Maximum torque per ampere control）を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として算出する。

ｄ軸偏差算出部３０ｆは、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算することにより、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部３０ｇは、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算することにより、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。

変調率算出部３０ｈは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、仮の変調率Ｍｎｆを算出する。本実施形態において、変調率算出部３０ｈはパラメータ算出部に相当する。ここで変調率Ｍとは、出力電圧ベクトルの電圧振幅Ｖｎを電圧検出部２４により検出された電源電圧ＶＩＮＶで規格化した値のことである。本実施形態では、下式（ｅｑ１）により変調率Ｍを算出する。

ここで、電圧振幅Ｖｎとは、２相回転座標系におけるインバータ２０の出力電圧ベクトルの振幅指令値のことである。具体的には、電圧振幅Ｖｎは、出力電圧ベクトルのｄ軸成分であるｄ軸電圧Ｖｄの２乗値とｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑの２乗値との和の平方根として定義される。

変調率算出部３０ｈは、まず、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量であるｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出し、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量であるｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。本実施形態では、上記フィードバック制御として、比例積分制御を用いている。変調率算出部３０ｈは、算出したｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づいて、仮の電圧振幅Ｖｎｆを算出する。具体的には、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊の２乗値及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊の２乗値の和の平方根として仮の電圧振幅Ｖｎｆを算出する。変調率算出部３０ｈは、上式（ｅｑ１）に基づいて、仮の電圧振幅Ｖｎｆを電源電圧ＶＩＮＶで規格化することにより、仮の変調率Ｍｎｆを算出する。

リミッタ３０ｉは、変調率算出部３０ｈから出力された仮の変調率Ｍｎｆにリミッタ処理を施すことにより、指令変調率Ｍ＊を算出する。なお、リミッタ３０ｉにおける処理については、後に詳述する。

変調器３０ｊは、リミッタ３０ｉから出力された指令変調率Ｍ＊と、位相算出部３０ｄから出力された指令電圧位相φ＊とに基づいて、位相が電気角で互いに１２０度ずつずれた３相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを算出する。

変調器３０ｊは、切替判定部３０ｋから出力される切替指示に基づいて、複数の制御モードの中から１の制御モードを選択して３相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを算出する。複数の制御モードには、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御及び矩形波制御が含まれている。正弦波ＰＷＭ制御とは、仮の変調率Ｍｎｆが所定変調率Ｍａ未満となる場合、インバータ２０の出力電圧がモータジェネレータ１０の電気角速度ωの正弦波となるようにインバータ２０を操作する制御である。正弦波ＰＷＭ制御は、指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷのピーク値が電源電圧ＶＩＮＶの「１／２」以下となる場合に行われる。なお上記所定変調率Ｍａは、例えば１００％に設定されている。

過変調ＰＷＭ制御とは、図３（ａ）に示すように、指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷのピーク値が電源電圧ＶＩＮＶの「１／２」を上回る場合に、指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに対するモータジェネレータ１０への実際の印加電圧の不足分を補償しつつインバータ２０を操作する制御である。過変調ＰＷＭ制御では、電圧振幅Ｖｎ及び電圧位相φの双方を操作することができる。過変調ＰＷＭ制御は、仮の変調率Ｍｎｆが所定変調率Ｍａ以上となる場合に行われる。

一方、矩形波制御とは、図３（ｂ）に示すように、モータジェネレータ１０の１電気角周期において、上アームスイッチをオン操作とする期間と下アームスイッチをオン操作する期間とが１回ずつとされる制御である。矩形波制御では、変調率が最大変調率Ｍｍａｘで固定されるため、電圧位相φのみが操作量となる。なお本実施形態において、変調器３０ｊが過変調操作部及び矩形波操作部を含む。また、切替判定部３０ｋについては、後に詳述する。

操作信号生成部３０ｍは、変調器３０ｊから出力された３相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに基づいて、各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成して各駆動回路Ｄｒに出力する。操作信号生成部３０ｍは、例えば、３相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと、三角波信号等のキャリア信号との大小比較に基づく三角波比較ＰＷＭ制御により、各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成すればよい。ちなみに、キャリア信号に基づく操作信号の生成に代えて、パルスパターンに基づいて操作信号を生成してもよい。

続いて、本実施形態に係る特徴的構成である過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理について説明する。この処理は、過変調ＰＷＭ制御と矩形波制御との間で制御が頻繁に切り替わる現象であるハンチング現象の発生を防止するために設けられる。切り替え処理の説明に先立ち、図４及び図５を用いて、ハンチング現象について説明する。

図４に、第１ラインＬ１、第２ラインＬ２及び第３ラインＬ３を示す。第１ラインＬ１は、最小電流最大トルク制御により定まるｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの軌跡である。第２ラインＬ２は、矩形波制御が行われる場合のｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの軌跡であり、変調率Ｍを最大変調率Ｍｍａｘで固定しつつ、電圧位相φのみを操作した場合の軌跡である。特に本実施形態では、最大変調率Ｍｍａｘが１２７％に設定されている。第３ラインＬ３は、変調率Ｍを判定変調率Ｍｔｈに固定しつつ、電圧位相φのみを操作した場合のｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑの軌跡である。本実施形態において、判定変調率Ｍｔｈは、過変調ＰＷＭ制御において取り得る変調率の最大値に設定されている。特に本実施形態では、判定変調率Ｍｔｈが１２５％に設定されている。なお、判定変調率Ｍｔｈは、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との切り替え閾値である上記所定変調率Ｍａよりも大きい値に設定されている。

ここで、本実施形態と比較する構成として、関連技術を定義しておく。関連技術とは、先の図２の構成から切替判定部３０ｋを除去し、リミッタ３０ｉ及び変調器３０ｊにおける処理を以下に説明するようにした構成のことである。詳しくは、リミッタ３０ｉは、仮の変調率Ｍｎｆが判定変調率Ｍｔｈ未満の場合、仮の変調率Ｍｎｆをそのまま指令変調率Ｍ＊として出力する。リミッタ３０ｉは、仮の変調率Ｍｎｆが判定変調率Ｍｔｈ以上であってかつ最大変調率Ｍｍａｘの場合、判定変調率Ｍｔｈを指令変調率Ｍ＊として出力する。リミッタ３０ｉは、仮の変調率Ｍｎｆが最大変調率Ｍｍａｘ以上の場合、最大変調率Ｍｍｍａｘを指令変調率Ｍ＊として出力する。変調器３０ｊは、入力された指令変調率Ｍ＊が所定変調率Ｍａ未満の場合、正弦波ＰＷＭ制御を選択する。変調器３０ｊは、指令変調率Ｍ＊が所定変調率Ｍａ以上であってかつ最大変調率Ｍｍａｘ未満である場合、過変調ＰＷＭ制御を選択し、指令変調率Ｍ＊が最大変調率Ｍｍａｘ以上の場合、矩形波制御を選択する。

指令トルクＴｒｑ＊が設定されることにより、図４に示すように、指令トルクＴｒｑ＊に対応する指令電流ベクトルが第１ラインＬ１上に指示されることとなる。指令電流ベクトルは、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊の２乗値及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊の２乗値の和の平方根として定義される。

ここで、過変調ＰＷＭ制御で出力可能なインバータ２０の最大電圧と、矩形波制御で出力されるインバータ２０の電圧との間に大きな差が生じる。この差が生じることにより、インバータ２０では出力できない電圧領域が存在することとなり、図４に示すように、モータジェネレータ１０の電流ベクトルの定常状態では取り得ない電流領域Ｓが存在することとなる。電流領域Ｓとは、ｄｑ座標系において第２ラインＬ２と第２ラインＬ３とで挟まれた領域のことである。

第１ラインＬ１のうち電流領域Ｓに含まれるライン上に指令電流ベクトルが指示された場合、過変調ＰＷＭ制御や矩形波制御では実際の電流ベクトルを指令電流ベクトルにすることができない。その結果、上記関連技術では、指令電流ベクトルを中心に電流が大きく変動し、過変調ＰＷＭ制御と矩形波制御との間で制御モードが頻繁に切り替わる現象であるハンチング現象が発生する。つまり、矩形波制御の切り替え前の過変調ＰＷＭ制御時においては、図５のＡ点にて示すように、第１ラインＬ１に対してモータジェネレータ１０の実際の電流ベクトルがｄ軸負側に位置する。仮の変調率Ｍｎｆが増加して最大変調率Ｍｍａｘ以上となることで変調器３０ｊにおいて過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御へと切り替えられる。これにより、図５のＢ点にて示すように、第１ラインＬ１に対して実際の電流ベクトルがｄ軸正側に変化し得る。この場合、ｄ軸電流偏差ΔＩｄが正の値から負の値となり、変調率算出部３０ｈで算出される仮の変調率Ｍｎｆが低下し始める。その結果、仮の変調率Ｍｎｆが低下して最大変調率Ｍｍａｘ未満となり、変調器３０ｊにおいて矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御へと切り替えられる。図５では、矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御への切り替えが、動作点がＣ点からＤ点に移行することで示されている。その後、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御へと再度切り替えられる。このようにして、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えと、矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御への切り替えとが交互に繰り返される。すなわち、ハンチング現象が発生する。ハンチング現象が発生すると、モータジェネレータ１０のトルク変動が発生するといった問題が生じる。

この問題を解決すべく、本実施形態では、以下に説明する切り替え処理を行う。

図６に、切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の切替判定部３０ｋによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお本実施形態において、制御装置３０が切替部及び電流変化量算出部を含む。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、変調率算出部３０ｈにより算出された仮の変調率Ｍｎｆが判定変調率Ｍｔｈ以上であるか否かを判定する。本実施形態において、この判定条件が第１条件に相当する。

ステップＳ１０において第１条件が成立していないと判定した場合には、ステップＳ１１に進む。ステップＳ１１では、リミッタ３０ｉに対して、仮の変調率Ｍｎｆを制限しないように指示する。これにより、リミッタ３０ｉは、入力された仮の変調率Ｍｎｆをそのまま指令変調率Ｍ＊として出力する。

またステップＳ１１では、変調器３０ｊに対して、過変調ＰＷＭ制御によりインバータ２０の各スイッチの操作するように指示する。これにより、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎの双方が操作され、図７（ａ）に示すように、仮の変調率Ｍｎｆが判定変調率Ｍｔｈに到達するまでは、実際の電流ベクトルが第１ラインＬ１上を動くこととなる。

先の図６の説明に戻り、ステップＳ１０において第１条件が成立していると判定した場合には、ステップＳ１２に進み、ｄ軸偏差算出部３０ｆで算出されたｄ軸電流偏差ΔＩｄがｄ軸規定量Ｉｄｔｈ以上であるか否かを判定する。本実施形態において、この判定条件が第２条件に相当する。本ステップにおけるｄ軸電流偏差ΔＩｄは、第１条件が成立したと判定されてからの電流ベクトルのｄ軸負側方向の電流変化量に相当する。

ステップＳ１２において第２条件が成立していないと判定した場合には、ステップＳ１３に進む。ステップＳ１３では、リミッタ３０ｉに対して、仮の変調率Ｍｎｆを判定変調率Ｍｔｈに固定するように指示する。これにより、リミッタ３０ｉは、入力された仮の変調率Ｍｎｆの値にかかわらず、判定変調率Ｍｔｈを指令変調率Ｍ＊として出力する。

またステップＳ１３では、変調器３０ｊに対して、電圧位相φの操作のみにより推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊に制御するように指示する。これにより、判定変調率Ｍｔｈに対応する電圧振幅に実際の電圧振幅Ｖｎが固定された状態で、電圧位相φのみが操作される。その結果、図７（ｂ）に示すように、その後第２条件が成立するまでは、実際の電流ベクトルが第３ラインＬ３上を動くこととなる。なお図７（ｂ）において、第４ラインＬ４は、指令トルクＴｒｑ＊に対応する等トルク線を示す。

なお本実施形態において、ｄ軸規定量Ｉｄｔｈは、以下のように設定されている。詳しくは、図７（ｃ）を参照して、第１ラインＬ１と第２ラインＬ２との交点を第１交点とし、第１交点に対応するｄ軸電流Ｉｄを第１ｄ軸電流Ｉｄ１とする。また、第１交点を通る第４ラインＬ４と第３ラインＬ３との交点を第２交点とし、第２交点に対応するｄ軸電流Ｉｄを第２ｄ軸電流Ｉｄ２とする。ここで、第２ラインＬ２及び第３ラインＬ３が、下式（ｅｑ２）で表されるように、モータジェネレータ１０の電気角速度ω及び電圧振幅Ｖｎによって変化する。なお、上式（ｅｑ２）において、Ｌｄ，Ｌｑはｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、Ψはロータを構成する永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値を示す。

このため、第１ｄ軸電流Ｉｄ１及び第２ｄ軸電流Ｉｄ２も、電気角速度ω及び電圧振幅Ｖｎに応じて変化する。ここで本実施形態では、モータジェネレータ１０の駆動時に想定される電気角速度ω，電圧振幅Ｖｎの取り得る範囲において、第１ｄ軸電流Ｉｄ１と第２ｄ軸電流Ｉｄ２との差の絶対値の最大値に基づいてｄ軸規定量Ｉｄｔｈが設定されている。具体的には例えば、上記最大値をｄ軸規定量Ｉｄｔｈに設定したり、上記最大値に０よりも大きいマージンを加算した値をｄ軸規定量Ｉｄｔｈに設定したりすればよい。

先の図６の説明に戻り、ステップＳ１２において第２条件が成立していると判定した場合には、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、リミッタ３０ｉに対して、仮の変調率Ｍｎｆを最大変調率Ｍｍａｘに固定するように指示する。これにより、リミッタ３０ｉは、入力された仮の変調率Ｍｎｆの値にかかわらず、最大変調率Ｍｍａｘを指令変調率Ｍ＊として出力する。

またステップＳ１４では、変調器３０ｊに対して、矩形波制御によりインバータ２０の各スイッチを操作するように指示する。これにより、最大変調率Ｍｍａｘに対応する電圧振幅に実際の電圧振幅Ｖｎが固定された状態で、電圧位相φのみが操作される。その結果、第１条件が成立しなくなるまでは、図７（ｃ）に示すように、実際の電流ベクトルが第２ラインＬ２上を動くこととなる。

図８に、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理の一例を示す。ここで、図８（ａ）において、実線は指令変調率Ｍ＊の推移を示し、破線は仮の変調率Ｍｎｆの推移を示す。また、図８（ｂ）はｄ軸電流偏差ΔＩｄの推移を示す。なお図８には、指令トルクＴｒｑが漸増する状況における各推移を示す。また図８（ａ）において、Ｍｌｉｍは、変調率算出部３０ｈにおいて算出される仮の変調率Ｍｎｆの上限値を示す。

図示される例では、仮の変調率Ｍｎｆが判定変調率Ｍｔｈに到達する時刻ｔ１までは、指令トルクＴｒｑ＊の漸増に伴い指令変調率Ｍ＊が漸増している。本実施形態において、時刻ｔ１までは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄが０に近い正の値に維持されている。

その後時刻ｔ１において、仮の変調率Ｍｎｆが判定変調率Ｍｔｈに到達する。このため、リミッタ３０ｉから出力される指令変調率Ｍ＊は、判定変調率Ｍｔｈに固定される。その結果、ｄ軸電流偏差ΔＩｄが増加し始める。ここで、時刻ｔ１から、ｄ軸電流偏差ΔＩｄがｄ軸規定量Ｉｄｔｈに到達する時刻ｔ２までの期間においては、指令トルクＴｒｑ＊に対する推定トルクＴｅの不足分を補償するために、電圧位相φが操作される。

その後時刻ｔ２において、ｄ軸電流偏差ΔＩｄがｄ軸規定量Ｉｄｔｈに到達する。このため、変調器３０ｊにおける制御モードが過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えられ、指令変調率Ｍ＊が最大変調率Ｍｍａｘに固定される。

ここで本実施形態では、時刻ｔ２において矩形波制御に切り替えられた場合であっても、ｄ軸電流偏差ΔＩｄが正の値となることが、ハンチング現象の発生の防止に寄与している。ｄ軸電流偏差ΔＩｄが正の値となる状態は、矩形波制御への切り替え後の実際の電流ベクトルが、第２ラインＬ２上のうち第１ラインＬ１に対してｄ軸負側に位置する状態である。

これに対し、関連技術では、矩形波制御への切り替えにより、ｄ軸電流偏差ΔＩｄが負の値となり得る。以下、図９を用いて、関連技術について説明する。図９（ａ）は指令変調率Ｍ＊の推移を示し、図９（ｂ）はｄ軸電流偏差ΔＩｄの推移を示し、図９（ｃ）はモータジェネレータ１０の出力トルクＴｒの推移を示す。

図示される例では、時刻ｔ１において仮の変調率Ｍｎｆが最大変調率Ｍｍａｘに到達することにより、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えられる。しかしながら、この切り替えにより、実際の電流ベクトルが、第２ラインＬ２上のうち第１ラインＬ１に対してｄ軸正側に変化する。このため、ｄ軸電流偏差ΔＩｄが負の値となる。ｄ軸電流偏差ΔＩｄが負の値となることは、指令トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが過剰であることを示す。このため、その後、仮の変調率Ｍｎｆが低下して最大変調率Ｍｍａｘ未満となり、時刻ｔ２において矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御へと切り替えられる。このような切り替えが時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４で連続して発生することにより、大きなトルク変動が連続して発生する。その結果、ドライバビリティが低下するおそれがある。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

仮の変調率Ｍｎｆが判定変調率Ｍｔｈに到達した後、ｄ軸電流偏差ΔＩｄがｄ軸規定量Ｉｄｔｈに到達したと判定した場合、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えた。これにより、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え時において、ハンチング現象の発生を防止することができる。

特に本実施形態では、第１条件が成立してかつ第２条件が成立していない場合、指令変調率Ｍ＊を判定変調率Ｍｔｈに固定しつつ、電圧位相φのみを操作することにより、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊に制御した。これにより、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え前後における変調率の差を小さくでき、切り替え時に発生するトルク変動を低下させることができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替え処理における第２条件を変更する。

図１０に、本実施形態に係るトルク制御のブロック図を示す。なお、図１０において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

λ軸設定部３０ｎは、ｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、位相算出部３０ｄから出力された指令電圧位相φ＊とに基づいて、ｄｑ座標系においてｄ軸とλ軸とのなす角度θλを算出する。以下、λ軸について説明する。

永久磁石同期機の電圧方程式は、下式（ｅｑ３）で表される。

上式（ｅｑ３）において、「ｐ」は微分演算子を示し、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示す。上式（ｅｑ３）において、モータジェネレータ１０の回転速度が一定となる定常状態を想定し、過渡現象を無視するとの条件を課すと、「ｐ＝０」となる。また、上式（ｅｑ３）に、モータジェネレータ１０の回転速度が十分高く、「Ｒ＜＜ω・Ｌｄ」，「Ｒ＜＜ω・Ｌｑ」の関係が成立するとの条件を課す。以上から、上式（ｅｑ３）は下式（ｅｑ４）のように表される。

ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑと、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎとの関係は、下式（ｅｑ５）で表される。

ここで、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合における電圧方程式は、上式（ｅｑ４），（ｅｑ５）を用いると、下式（ｅｑ６）で表される。

上式（ｅｑ６）から上式（ｅｑ４）を減算すると、下式（ｅｑ７）が導かれる。

上式（ｅｑ７）において、右辺の「Ｉｄφ−Ｉｄ」がｄ軸電流変化量ΔＩｄφであり、「Ｉｑφ−Ｉｑ」がｑ軸電流変化量ΔＩｑφである。上式（ｅｑ７）を各電流変化量ΔＩｄφ，ΔＩｑφについて解くと、下式（ｅｑ８）が導かれる。

図１１に、ｄｑ座標系における電圧ベクトルＶｎｖｔ及び電流ベクトルＩｎｖｔを示す。図１１には、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩφ」にて示した。また、電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩｖｎ」にて示した。この電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を拡大した図を図１２として示す。上式（ｅｑ８）より、電圧位相φが微小変化した場合において、ｄ軸に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向αは、下式（ｅｑ９）で表される。

上式（ｅｑ９）のアークタンジェント演算により、例えば、変化方向αを「−π〜＋π」の間で算出することができる。ここで、図１３には、電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向と直交する方向に延びる座標軸を、非干渉軸であるλ軸として示している。すなわち、λ軸は、電圧位相φが微小変化した場合における電流ベクトルＩｎｖｔの変化分が０となる方向の座標軸である。電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルの変化分ΔＩｖｎのうち、上記変化分ΔＩｖｎをλ軸に写像したλ軸成分は、電圧位相φの変化の影響を受けない電流である。本実施形態では、この電流をλ軸電流Ｉλとして仮の変調率Ｍｎｆの算出に用いる。ここで、λ軸を設定するために必要なパラメータであるｄ軸とλ軸とのなす角度θλは、下式（ｅｑ１０）で表される。

λ軸設定部３０ｎは、上式（ｅｑ１０）に基づいて、ｄ軸とλ軸とのなす角度θλを算出する。

λ軸指令電流算出部３０ｐは、指令電流算出部３０ｅから出力された各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、λ軸設定部３０ｎから出力された角度θλとに基づいて、下式（ｅｑ１１）を元に、λ軸指令電流Ｉλ＊を算出する。

ここで図１４には、現在の指令電流ベクトルをＩｎ＊にて示し、現在の電流ベクトルをＩｎｖｔにて示した。

λ軸実電流算出部３０ｑは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、λ軸設定部３０ｎから出力された角度θλとに基づいて、下式（ｅｑ１２）を元に、λ軸電流Ｉλｒを算出する。

λ軸電流偏差算出部３０ｒは、λ軸指令電流Ｉλ＊からλ軸電流Ｉλｒを減算することにより、λ軸電流偏差ΔＩλを算出する。

変調率算出部３０ｓは、λ軸電流偏差ΔＩλに基づいて、仮の変調率Ｍｎｆを算出する。詳しくは、変調率算出部３０ｓは、まず、λ軸電流偏差ΔＩλに基づいて、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量であるｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。本実施形態では、上記フィードバック制御として、比例積分制御を用いている。なお、変調率算出部３０ｓの残りの処理は、上記第１実施形態の変調率算出部３０ｈの処理と同じである。

リミッタ３０ｔは、変調率算出部３０ｓから出力された仮の変調率Ｍｎｆにリミッタ処理を施すことにより、指令変調率Ｍ＊を算出する。

続いて、図１５を用いて、本実施形態に係る切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の切替判定部３０ｕによって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、ステップＳ１０において第１条件が成立していないと判定した場合には、ステップＳ１１に進む。ステップＳ１１では、リミッタ３０ｔに対して、仮の変調率Ｍｎｆを制限しないように指示する。これにより、リミッタ３０ｔは、入力された仮の変調率Ｍｎｆをそのまま指令変調率Ｍ＊として出力する。またステップＳ１１では、変調器３０ｊに対して、過変調ＰＷＭ制御によりインバータ２０の各スイッチを操作するように指示する。これにより、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎの双方が操作され、図１６（ａ）に示すように、実際の電流ベクトルが第１ラインＬ１上を動くこととなる。

先の図６の説明に戻り、ステップＳ１０において第１条件が成立していると判定した場合には、ステップＳ１５に進み、λ軸電流偏差算出部３０ｒで算出されたλ軸電流偏差ΔＩλがλ軸規定量Ｉλｔｈ以上であるか否かを判定する。本実施形態において、この判定条件が第２条件に相当する。本ステップにおけるλ軸電流偏差ΔＩλは、第１条件が成立してからのモータジェネレータ１０に流れるλ軸方向の電流変化量に相当する。

ステップＳ１５において第２条件が成立していないと判定した場合には、ステップＳ１３に進む。ステップＳ１３では、リミッタ３０ｔに対して、仮の変調率Ｍｎｆを判定変調率Ｍｔｈに固定するように指示する。これにより、リミッタ３０ｔは、入力された仮の変調率Ｍｎｆの値にかかわらず、判定変調率Ｍｔｈを指令変調率Ｍ＊として出力する。またステップＳ１３では、変調器３０ｊに対して、電圧位相φの操作のみにより推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊に制御するように指示する。これにより、図１６（ｂ）に示すように、実際の電流ベクトルが第３ラインＬ３上を動くこととなる。

なお本実施形態において、λ軸規定量Ｉλｔｈは、以下のように設定されている。詳しくは、図１６（ｃ）を参照して、第１ラインＬ１と第２ラインＬ２との交点を第１交点とし、第１交点に対応するλ軸電流Ｉλを第１λ軸電流Ｉλ１とする。また、第１交点を通る第４ラインＬ４と第３ラインＬ３との交点を第２交点とし、第２交点に対応するλ軸電流Ｉλを第２λ軸電流Ｉλ２とする。そして、モータジェネレータ１０の駆動時に想定される電気角速度ω，電圧振幅Ｖｎの取り得る範囲において、第１λ軸電流Ｉλ１と第２λ軸電流Ｉλ２との差の絶対値の最大値に基づいて、λ軸規定量Ｉλｔｈが設定されている。具体的には例えば、上記最大値をλ軸規定量Ｉλｔｈに設定したり、上記最大値に０よりも大きいマージンを加算した値をλ軸規定量Ｉλｔｈに設定したりすればよい。

先の図１５の説明に戻り、ステップＳ１５において第２条件が成立していると判定した場合には、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、リミッタ３０ｔに対して、仮の変調率Ｍｎｆを最大変調率Ｍｍａｘに固定するように指示する。これにより、リミッタ３０ｔは、入力された仮の変調率Ｍｎｆの値にかかわらず、最大変調率Ｍｍａｘを指令変調率Ｍ＊として出力する。またステップＳ１４では、変調器３０ｊに対して、矩形波制御により各スイッチを操作するように指示する。これにより、図１６（ｃ）に示すように、実際の電流ベクトルが第２ラインＬ２上を動くこととなる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態では、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り替えに仮の変調率Ｍｎｆを用いたがこれに限らず、仮の電圧振幅Ｖｎｆを用いてもよい。この場合、例えば上記第１実施形態の構成を以下のように変更すればよい。

詳しくは、図２において、変調率算出部３０ｈは、仮の電圧振幅Ｖｎｆを算出してリミッタ３０ｉ及び切替判定部３０ｋに出力する。変調器３０ｊは、リミッタ３０ｉから出力された指令電圧振幅Ｖ＊と、指令電圧位相φ＊とに基づいて３相指令電圧を算出し、算出した３相指令電圧を電源電圧ＶＩＮＶで規格化したものを操作信号生成部３０ｍに出力する。また、図６のステップＳ１０の処理を、仮の電圧振幅Ｖｎｆが判定振幅以上であるか否かを判定する処理に置き換える。ここで判定振幅は、上式（ｅｑ１）に基づいて、判定変調率Ｍｔｈ及び電源電圧ＶＩＮＶから算出した電圧振幅Ｖｎに相当する。

また、ステップＳ１１では、リミッタ３０ｉに対して、仮の電圧振幅Ｖｎｆを制限しないように指示する処理を行う。これにより、リミッタ３０ｉは、入力された仮の電圧振幅Ｖｎｆをそのまま指令電圧振幅Ｖ＊として出力する。ステップＳ１３では、リミッタ３０ｉに対して、仮の電圧振幅Ｖｎｆを判定振幅に固定するように指示する処理を行う。これにより、リミッタ３０ｉは、入力された仮の電圧振幅Ｖｎｆの値にかかわらず、判定振幅を指令電圧振幅Ｖ＊として出力する。ステップＳ１４では、リミッタ３０ｉに対して、仮の電圧振幅Ｖｎｆを最大電圧振幅Ｖｍａｘに固定するように指示する処理を行う。これにより、リミッタ３０ｉは、入力された仮の電圧振幅Ｖｎｆの値にかかわらず、最大電圧振幅Ｖｍａｘを指令電圧振幅Ｖ＊として出力する。なお、最大電圧振幅Ｖｍａｘは、上式（ｅｑ１）に基づいて、最大変調率Ｍｍａｘ及び電源電圧ＶＩＮＶから算出した電圧振幅Ｖｎに相当する。

以上説明した構成により、仮の電圧振幅Ｖｎｆが増加して判定振幅に到達したとの第１条件、及び第１条件成立後のｄ軸電流偏差ΔＩｄがｄ軸規定量Ｉｄｔｈに到達したとの第２条件の双方が成立した場合、過変調ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えられることとなる。

・上記各実施形態では、判定変調率Ｍｔｈを１２５％に設定したがこれに限らない。矩形波制御に相当する変調率未満であれば任意の値に設定可能であり、例えば、判定変調率Ｍｔｈを、１２７％未満であってかつ１１５％以上の間の値に設定してもよい。ここで、１１５％とは、正弦波の３相指令電圧に３次高調波を重畳して、かつ、３相変調により操作信号を生成してインバータ２０を操作する場合において、インバータ２０の出力電圧に含まれる基本波成分が正弦波から歪まない変調率の最大値である。また、１１５％とは、２相変調により操作信号を生成してインバータ２０を操作する場合において、インバータ２０の出力電圧に含まれる基本波成分が正弦波から歪まない変調率の最大値である。

・上記第１実施形態では、第１条件が成立してかつ第２条件が成立していない場合、指令変調率Ｍ＊を判定変調率Ｍｔｈに固定しつつ、電圧位相φを操作することにより、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊に制御したがこれに限らず、例えば以下のようにしてもよい。詳しくは、まず、判定変調率Ｍｔｈを１１５％以上であってかつ１２７％未満の値に設定する。そして、第１条件が成立してかつ第２条件が成立していない場合、指令変調率Ｍ＊を判定変調率Ｍｔｈから１２７％の間で動かすことを許容しつつ、電圧位相φを操作することにより、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊に制御する。

・上記第１実施形態では、ｄ軸規定量Ｉｄｔｈを固定値に設定したがこれに限らない。例えば、電気角速度ω及び仮の電圧振幅Ｖｎｆに基づいて、ｄ軸規定量Ｉｄｔｈを可変設定してもよい。なお、電気角速度ωは、電気角θｅの微分演算により算出されればよい。なお、上記第２実施形態のλ軸規定量Ｉλｔｈについても同様である。

・上記第１，第２実施形態では、第１条件の判定にｄ軸規定量Ｉｄｔｈ，λ軸規定量Ｉλｔｈを使用しているが、これに限らない。モータジェネレータ１０の駆動時における電圧振幅又は変調率のいずれかと相関関係をもつ物理量であれば、ｄ軸負側方向への変化量に換算でき、第１条件の判定に使用することができる。

・上記各実施形態では判定変調率Ｍｔｈを固定値としているがこれに限らない。例えば制御量の微小な変化により第１条件の成立，非成立の判定が連続して発生することを防止するため、ヒステリシスを設けて判定変調率Ｍｔｈを設定してもよい。

・上記各実施形態では、第１条件，第２条件の成立を直ちに判断しているが、これに限らない。例えば、一過性の外乱による誤判定を防止するため、第１条件，第２条件の判定に対して時間要素を加え、変調率が判定値を超過してかつｄ軸負側方向への変化量が所定量を超過した状態が所定時間継続したことをもって第１条件，第２条件が成立したと判断してもよい。

・指令電流算出部３０ｅにおけるｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の算出手法としては、上記第１実施形態に例示したものに限らない。例えば、同一トルク発生時において鎖交磁束を最小とする最大トルク磁束制御を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として算出してもよい。

・上記第１実施形態において、変調率算出部３０ｈにおいて用いられるフィードバック制御としては、比例積分制御に限らず、例えば比例積分微分制御であってもよい。

・モータとしては、突極機に限らず、ＳＰＭＳＭ等の非突極機であってもよい。また、モータとしては、永久磁石型のものに限らず、巻線界磁型のものであってもよい。

１０…モータジェネレータ、２０…インバータ、２１…高電圧バッテリ、３０…制御装置。

Claims (3)

1. 直流電源（２１）の出力電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ（２０）と、
   前記インバータから出力された交流電圧によって駆動されるモータ（１０）と、を備えるモータ制御システムに適用され、
   前記モータの出力トルクを指令トルクに制御すべく、過変調ＰＷＭ制御により前記インバータを操作する過変調操作部（３０）と、
   前記モータの出力トルクを前記指令トルクに制御すべく、矩形波制御により前記インバータを操作する矩形波操作部（３０）と、
   前記指令トルクに基づいて、前記モータのｄ軸指令電流及びｑ軸指令電流を算出する指令電流算出部（３０）と、
   前記インバータの出力電圧ベクトルの振幅及び前記インバータの出力電圧の変調率のいずれかが振幅パラメータとして定義されており、前記モータに流れる実際のｄ軸電流を前記ｄ軸指令電流にフィードバック制御してかつ前記モータに流れる実際のｑ軸電流を前記ｑ軸指令電流にフィードバック制御するための前記振幅パラメータを算出するパラメータ算出部（３０）と、
   前記パラメータ算出部により算出された前記振幅パラメータが増加して判定値に到達したとの条件が第１条件として定義されており、前記第１条件が成立してからの前記ｄ軸指令電流に対する前記実際のｄ軸電流のｄ軸負側方向の変化量を算出する電流変化量算出部（３０）と、
   前記電流変化量算出部により算出された変化量が所定量に到達したとの条件が第２条件として定義されており、前記第１条件が成立していない場合、前記過変調ＰＷＭ制御により前記インバータを操作し、前記第１条件及び前記第２条件の双方が成立した場合、前記過変調操作部による前記インバータの操作から前記矩形波操作部による前記インバータの操作に切り替える切替部（３０）と、を備えるモータの制御装置。
2. 直流電源（２１）の出力電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ（２０）と、
   前記インバータから出力された交流電圧によって駆動されるモータ（１０）と、を備えるモータ制御システムに適用され、
   前記モータの出力トルクを指令トルクに制御すべく、過変調ＰＷＭ制御により前記インバータを操作する過変調操作部（３０）と、
   前記モータの出力トルクを前記指令トルクに制御すべく、矩形波制御により前記インバータを操作する矩形波操作部（３０）と、
   前記モータのｄｑ座標系において前記インバータの出力電圧ベクトルの位相の変化に対する前記モータに流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸が非干渉軸と定義されており、前記指令トルクに基づいて、前記ｄｑ座標系における前記モータに流れる指令電流ベクトルを前記非干渉軸に投影した成分であるλ軸指令電流を算出する指令電流算出部（３０）と、
   前記出力電圧ベクトルの振幅及び前記インバータの出力電圧の変調率のいずれかが振幅パラメータとして定義されており、前記ｄｑ座標系における前記モータに流れる実際の電流ベクトルを前記非干渉軸に投影した成分であるλ軸電流を、前記λ軸指令電流にフィードバック制御するための前記振幅パラメータを算出するパラメータ算出部（３０）と、
   前記パラメータ算出部により算出された前記振幅パラメータが増加して判定値に到達したとの条件が第１条件として定義されており、前記第１条件が成立してからの前記λ軸指令電流に対する前記λ軸電流の、該λ軸電流が小さくなる前記非干渉軸方向の変化量を算出する電流変化量算出部（３０）と、
   前記電流変化量算出部により算出された変化量が規定量に到達したとの条件が第２条件として定義されており、前記第１条件が成立していない場合、前記過変調ＰＷＭ制御により前記インバータを操作し、前記第１条件及び前記第２条件の双方が成立した場合、前記過変調操作部による前記インバータの操作から前記矩形波操作部による前記インバータの操作に切り替える切替部（３０）と、を備えるモータの制御装置。
3. 前記切替部は、前記第１条件が成立してかつ前記第２条件が成立していない場合、前記振幅パラメータを前記判定値に固定しつつ、前記出力電圧ベクトルの位相を操作することにより、前記モータの出力トルクを前記指令トルクに制御する請求項１又は２に記載のモータの制御装置。

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