JP2010178444A - 回転電機制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】回転電機制御システムにおいて、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替わる際の電流のオーバーシュートを抑制することである。
【解決手段】回転電機１８，２０に対する制御部３０は、過変調電流制御モジュール３４、矩形波電圧位相制御モジュール３６、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへのモード切替の際の電流偏差が予め定めた閾値偏差を超えるか否かを判断する電流偏差判断モジュール４０、その判断が否定の場合に通常条件の下の電流フィードバック制御を実行し、判断が肯定の場合に、電流偏差の時間変化について予め定めた所定の電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を行う切替時制御モジュール４２を含んで構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、回転電機制御システムに係り、特に、少なくとも、電流フィードバックが行われる過変調電流制御モードと、トルクフィードバックが行われる矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムに関する。

回転電機をインバータによって駆動する場合に、その制御方法として、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとを使い分けることが行われている。すなわち、回転電機の高出力化と小型化とを両立させるためには、１パルススイッチングを用いる矩形波電圧位相制御モードが必要であり、低速領域で優れた特性を有する正弦波電流制御モードと、中速領域で用いられる過変調電流制御モードとの間のモード切替を行いながら、最適に回転電機を制御している。

ここで、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）パターンを回転電機に出力する制御である。一方、矩形波電圧位相制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。

正弦波電流制御モードから過変調電流制御モード、過変調電流制御モードから矩形波電圧位相制御モードの３つのモードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われるが、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替は、矩形波電圧位相制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、電流指令に対する実電流の位相によって切替のタイミングを判定することで行われる。

例えば、特許文献１には、モータ駆動システムの制御装置として、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御時には、ｄ軸電流偏差とｑ軸電流偏差をＰＩ演算する電流フィードバックが実行され、矩形波電圧制御時には、各相電流をｄ軸電流、ｑ軸電流に座標変換し、これらから交流モータのトルク推定値を求め、そのトルク推定値のトルク指令値に対する偏差に応じて矩形波電圧の電圧位相を調整するトルクフィードバックが実行されることが述べられている。ここでは、いずれの制御においても、共通の電流センサと回転角センサを用いることで、制御方式の切換時における出力トルク変動を防止できると述べられている。

また、特許文献２には、交流電動機の駆動制御装置として、電圧振幅が基準三角波のピーク値の１．００倍を超えたらＰＷＭ電流制御モードから過変調制御モードに切り替え、電圧振幅が基準三角波のピーク値の１．２７倍を超えたら矩形波電圧位相制御モードに切り替え、一方実電流位相の絶対値が電流指令位相の絶対値未満となったら矩形波電圧位相制御モードから過変調制御モードに切り替え、インバータは、ＰＷＭ電流制御部からのスイッチング指令、または過変調制御部からのスイッチング指令、または矩形波電圧位相制御部からの矩形波電圧を受けて、３相の擬似正弦波信号を生成することが述べられている。

また、特許文献３には、モータ駆動システムの制御装置として、ＰＷＭ制御と過変調制御においては、ｄ軸電流偏差に対するフィードバックに加えて、矩形波制御におけると同様にトルク偏差についてのトルクフィードバックを行うことが開示されている。これによって、磁石温度に依存したモータ出力特性の変化を補償するようにトルク偏差を反映したモータ電流制御を行うことができ、また、制御方式の切換時における出力トルク変動を防止できると述べられている。

また、特許文献４には、工業用ミシン等のサーボモータ制御において、位置フィードバック、モータ電流フィードバックに加えて、位置検出値を微分して速度をフィードバックし、速度偏差に基づいてモータ電流指令値を演算することが述べられている。

特許文献５には、負荷駆動装置において、昇圧コンバータの電圧指令値に対する１次おくれ演算について、その時定数を、ＰＷＭ制御モードのとき２０ｍｓ、過変調制御モードのとき５０ｍｓ、矩形波制御モードのとき１００ｍｓとして、制御モードの制御タイミングの相違に応じて電圧指令値の変化率を変更することが開示されている。これによって、インバータへの入力電圧の急激な変化があっても各制御モードで制御が破綻することを防止できると述べられている。

特開２００７−１５９３６８号公報 特開２００８−１１６８２号公報 特開２００６−３１１７７０号公報 特開２００８−４３１６４号公報 特開２００５−４５８８０号公報

このように、回転電機の制御方法として、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとを使い分けることが行われているが、そのモード切替の際に問題が生じることがある。

例えば、トルクフィードバックが行われている矩形波電圧位相制御モードから、電流フィードバックが行われる過変調電流制御モードへの切替のタイミングは、電流位相を監視して行われる。したがって、切り替わったときに電流指令と実電流値との間にいくらかの電流偏差が生じていることになる。その状態で過変調電流制御モードに切り替わるので、電流フィードバックの作用によって、その電流偏差をゼロにするように制御が働く。このために、電流偏差が大きい場合には、フィードバック制御が強く働いて、意図しない電流値のオーバーシュートが生じる可能性がある。

本発明の目的は、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替わる際の電流のオーバーシュートを抑制することを可能にする回転電機制御システムを提供することである。

本発明に係る回転電機制御システムは、少なくとも、電流フィードバックが行われる過変調電流制御モードと、トルクフィードバックが行われる矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムであって、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへのモード切替の際の電流偏差が予め定めた閾値偏差を超えるか否かを判断する偏差判断手段と、電流偏差が閾値偏差以下の場合に通常条件の下の電流フィードバック制御を実行し、電流偏差が閾値偏差を超える場合に、電流偏差の時間変化について予め定めた所定の電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を行う切替時制御手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、切替時制御手段は、回転電機の電気一周期で電流偏差を除した電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を行うことが好ましい。

上記構成により、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへのモード切替に当たっては、切替の際の電流偏差が予め定めた閾値偏差を超えるか否かを判断し、電流偏差が閾値偏差以下の場合に通常条件の下の電流フィードバック制御を実行し、電流偏差が閾値偏差を超える場合に、電流偏差の時間変化について予め定めた所定の電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を行う。したがって、電流偏差が大きくても、電流フィードバックが所定の電流偏差変化率以下の範囲で行われるので、電流値が過度にオーバーシュートすることを抑制することができる。

そして、仮に、電流値が過度にオーバーシュートするときには、フィードバックの結果として回転電機に供給される各相電圧値にオフセットが生じて電気１次の電流変動が生じることになる。つまり、電気一周期の電流変動が生じるので、これを逆に考えれば、電気一周期で実電流偏差となるように電流偏差変化率とすれば、この電気１次の電流変動を相殺できることになる。上記構成によれば、回転電機の電気一周期で電流偏差を除した電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御が行われるので、効果的に電流のオーバーシュートを抑制することができる。

本発明に係る実施の形態において、車両に搭載される回転電機に対する回転電機制御システムの構成を示す図である。 回転電機の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。 正弦波電流制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。 過変調電流制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。 矩形波電圧位相制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。 本発明に係る実施の形態におけるモード切替基準線の様子を説明する図である。 本発明に係る実施の形態において、矩形波電圧位相制御のときの制御ブロック図である。 本発明に係る実施の形態において、過変調電流制御のときの制御ブロック図である。 従来技術においてモード切替の際に生じる電流値のオーバーシュートを説明する図である。 本発明に係る実施の形態において、電流偏差変化率の設定を説明する図である。

以下に図面を用いて、本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、回転電機制御システムが用いられるものとして回転電機が搭載される車両を説明するが、これは例示であって、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムを用いるものであればよい。また、この車両には、車両には、回転電機として、１台でモータ機能と発電機機能とを有するモータ・ジェネレータを２台用いるものとして説明するが、これは例示であって、モータ機能のみを有する回転電機を１台、発電機機能のみを有する回転電機を１台用いるものとしてもよい。また、モータ・ジェネレータを１台用いるものとしてもよく、３台以上用いるものとしてもよい。

以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。

図１は、車両に搭載される回転電機に対する回転電機制御システム１０についてその構成を示す図である。車両は、エンジン１２と、蓄電装置１４とを動力源とし、第１の回転電機（ＭＧ１）１８と第２の回転電機（ＭＧ２）２０とを備え、さらに、蓄電装置１４と２つの回転電機１８，２０との間に接続されて設けられるコンバータ・インバータである電源回路１６と、エンジン１２と第１の回転電機１８と第２の回転電機２０との間の動力分配を行うための動力分配機構２２と、動力分配機構２２と第２の回転電機２０との間に設けられる変速機２４と、変速機２４から駆動力を受け取る車輪あるいはタイヤ２６と、これらの要素の作動を全体として制御する制御部３０を備えて構成される。

回転電機制御システム１０は、これらの構成要素のうち、主に、回転電機１８，２０と、電源回路１６と、制御部３０を含む部分に相当する。これら以外の構成要素は、いわゆるハイブリッド車両等によく用いられる要素であるので、詳細な説明を省略する。

第１の回転電機（ＭＧ１）１８と第２の回転電機（ＭＧ２）２０は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（ＭＧ）であって、蓄電装置１４から電力が供給されるときはモータとして機能し、エンジン１２による駆動時、あるいは車両の制動時には発電機として機能する３相同期型回転電機である。

ここで、第１の回転電機（ＭＧ１）１８は、エンジン１２によって駆動されて発電機として用いられ、発電された電力を電源回路１６のコンバータ・インバータを介して蓄電装置１４に供給するものとして用いられる。また、第２の回転電機（ＭＧ２）２０は、車両走行のために用いられ、力行時には蓄電装置１４から直流電力の供給を受けて電源回路１６のコンバータ・インバータを介して変換された交流電力によってモータとして機能して車両のタイヤ２６を駆動し、制動時には発電機として機能して回生エネルギを回収し、電源回路１６のコンバータ・インバータを介して蓄電装置１４に供給するものとできる。

電源回路１６は、上記のように、蓄電装置１４と２つの回転電機１８，２０との間に配置される回路であって、コンバータ、インバータの他、平滑コンデンサ等を含んで構成される。

電源回路１６に含まれるコンバータは、蓄電装置１４とインバータの間に配置され、電圧変換機能を有する回路である。コンバータとしては、リアクトルと制御部３０の制御の下で作動するスイッチング素子等を含んで構成することができる。電圧変換機能としては、蓄電装置側の電圧をリアクトルのエネルギ蓄積作用を利用して昇圧しインバータ側に供給する昇圧機能と、インバータ側からの電力を蓄電装置側に降圧して充電電力として供給する降圧機能とを有する。昇圧機能に着目するときは、コンバータを昇圧回路と呼ぶことができる。

電源回路１６に含まれるインバータは、交流電力と直流電力との間の電力変換を行う回路である。インバータは、制御部３０の制御の下で作動する複数のスイッチング素子を含んで構成される。上記のように、第１の回転電機（ＭＧ１）１８と第２の回転電機（ＭＧ２）２０は、用途も動作点条件も異なるので、インバータは、その内部で２つのインバータ回路で構成されている。２つのインバータ回路のうち１つは第１の回転電機（ＭＧ１）１８の作動用のインバータ回路であり、もう１つは第２の回転電機（ＭＧ２）２０の作動用のインバータ回路である。

上記のように、第１の回転電機（ＭＧ１）１８を発電機として機能させるときは、その作動用インバータ回路は、第１の回転電機（ＭＧ１）１８からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置側に充電電流として供給する交直変換機能を有する。また、第２の回転電機（ＭＧ２）２０の作動用インバータ回路は、車両が力行のとき、蓄電装置側からの直流電力を交流３相駆動電力に変換し、第２の回転電機（ＭＧ２）２０に駆動電力として供給する直交変換機能と、車両が制動のとき、逆に第２の回転電機（ＭＧ２）２０からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置側に充電電流として供給する交直変換機能とを有する。

制御部３０は、上記の各要素の作動を全体として制御する機能を有する。例えば、エンジン１２の作動を制御する機能、回転電機１８，２０の作動を制御する機能、電源回路１６の作動を制御する機能、動力分配機構２２の作動を制御する機能、変速機２４の作動を制御する機能等を有する。

かかる制御部３０は、車両の搭載に適した制御装置、例えば車載用コンピュータによって構成することができる。制御部３０を１つのコンピュータで構成することもできるが、必要な処理速度が各構成要素によって異なること等を考慮し、複数のコンピュータにこれらの機能を分担させることもできる。例えば、エンジン１２の作動を制御する機能をエンジン電気制御ユニット（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ：ＥＣＵ）に分担させ、２つの回転電機１８，２０の作動を制御する機能をＭＧ−ＥＣＵに分担させ、電源回路１６の作動を制御する機能をＰＣＵ（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）に分担させ、全体を統合ＥＣＵで制御する等の構成とすることもできる。

図１において、制御部３０は、これらの機能のうち、特に回転電機制御機能として、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替の際に、電流値のオーバーシュートが過度に生じることを抑制するための機能を有する部分が示されている。すなわち、制御部３０は、回転電機１８，２０の制御について、正弦波電流制御モードを実行する正弦波電流制御モジュール３２、過変調電流制御モードを実行する過変調電流制御モジュール３４、矩形波電圧位相制御モードを実行する矩形波電圧位相制御モジュール３６を含んで構成される。

また、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替の際に、電流値のオーバーシュートが過度に生じることを抑制するために、電流偏差判断モジュール４０と、切替時制御モジュール４２を含んで構成される。
ここで、電流偏差判断モジュール４０は、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへのモード切替の際の電流偏差が予め定めた閾値偏差を超えるか否かを判断する機能を有する。また、切替時制御モジュール４２は、電流偏差が閾値偏差以下の場合に通常条件の下の電流フィードバック制御を実行し、電流偏差が閾値偏差を超える場合に、電流偏差の時間変化について予め定めた所定の電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を行う機能を有する。

なお、所定の電流変化率としては、回転電機の電気一周期で電流偏差を除した電流偏差変化率以下に設定されることが好ましい。

これらの機能は、ソフトウェアを実行することで実現でき、具体的には、回転電機制御プログラムの中の制御モード切替パートを実行することで実現できる。これらの機能の一部をハードウェアによって実現するものとしてもよい。

上記構成の作用、特に制御部３０の各機能について以下に詳細に説明する。なお、２つの回転電機１８，２０の制御は特に区別がないので、以下では、第２の回転電機２０に代表させて、その制御モードの切替等について説明する。

最初に、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードにと、制御モードの間の切替について説明し、その後に、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替えるときの電流値のオーバーシュートを抑制する制御の内容について説明する。

正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）パターンを回転電機２０に出力する制御である。一方、矩形波電圧位相制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機２０に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。上記のように、これら３つの制御モードは、それぞれ、正弦波電流制御モジュール３２、過変調電流制御モジュール３４、矩形波電圧位相制御モジュール３６によって実行される。

正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードの３つのモードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われる。変調率とは、インバータの出力電圧に対する信号振幅の比である。正弦波と三角波の比較によるＰＷＭ方式の場合は、変調率が｛（３）^1/2｝／２｛（２）^1/2｝＝０．６１であり、矩形波を信号振幅とするときの変調率が｛（６）^1/2｝／π＝０．７８である。

このように、回転電機２０を高出力にするには、変調率を大きくできる矩形波電圧位相制御の方が向いている。一方で、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モードにおいては、ＰＷＭ技術によって形成される擬似正弦波を用いるので、矩形波電圧位相制御モードに比べ、応答を速くすることができる。これらのことから、低速領域では、正弦波電流制御モード、中速領域では過変調電流制御モード、高速領域で矩形波電圧位相制御モードを用いることが好ましい。

図２は、回転電機の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。この図は、回転電機２０の回転数を横軸に、トルクを縦軸にとり、その最大トルク特性線５０を示し、さらに、最大トルク特性線５０で示される作動領域においてどの制御モードが用いられるかを示す図である。この図に示されるように、低速側に正弦波電流制御モード作動領域５２が、高速側に矩形波電圧位相制御モード作動領域５６が、その中間に過変調電流制御モード作動領域５４がそれぞれ設定されている。

図３から図５は、それぞれ、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードについて、相電流波形と相間電圧波形の様子を示す図である。これらの図の横軸は時間、縦軸は電流または電圧である。図３に示されるように、正弦波電流制御モードでは、相間電圧波形がパルス幅変調された細かいパルスの集合であり、相電流波形はＰＷＭ技術によって形成された擬似正弦波となる。過変調電流制御モードでもＰＷＭ技術を用いるが、相間電圧が過変調となるため、正弦波電流制御モードと異なる様子となる。矩形波電圧位相制御モードでは、相間電圧が電圧位相制御を受けた矩形波波形となる。

次に、これら３つの制御モードの切替について説明する。図２で示されたように、回転数とトルクで与えられる回転電機２０の動作点の状態に応じて、制御モードの切替が行われる。速度とトルクを次第に上げて行くにつれて、正弦波電流制御モードから過変調電流制御モード、過変調電流制御モードから矩形波電圧位相制御モードへと制御モードを切り替える。その場合に、以下のように変調率によって、制御モードの切替を行うものとできる。すなわち、変調率が０．６１以下のときに正弦波電流制御モード、変調率が０．６１から０．７８の間は過変調電流制御モード、変調率が０．７８となれば矩形波電圧位相制御モードを用いるように制御モードを切り替える。

これと逆方向に制御モードを切り替えるときも変調率を用いることができるが、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへの切替は、矩形波電圧位相制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、電流指令に対する実電流の位相によって切替のタイミングを判定することで行われる。

図６は、電流指令に対する実電流の位相によって制御モード切替のタイミングを判定するための切替ラインを説明するための図である。なお、実電流の位相としては、実電流そのものの電流位相と、実電流の高周波成分の影響を抑制するようにフィルタ技術を用いてなまし処理を行ったなまし電流の電流位相が用いられることがあり、その場合には、制御モードの切替判定に、なまし電流の電流位相が用いられることになる。以下に、回転電機２０のベクトル制御を含めて、制御モード切替のタイミングについて、その内容を説明する。

図６では、回転電機２０のベクトル制御に用いられるｄ軸とｑ軸によって規定されるｄｑ平面が示される。回転界磁型の３相同期型電動機に用いられるベクトル制御では、回転子の磁極が形成する磁束の方向がｄ軸にとられ、ｄ軸に直交する軸がｑ軸に取られる。ｄｑ平面は、このｄ軸とｑ軸とを直交する座標軸として構成される平面である。

ここで、回転電機２０のｄ軸インダクタンスをＬ_d、ｑ軸インダクタンスをＬ_q、巻線抵抗をＲ、電気角速度をω、逆起電力定数をψ、ｄ軸電流をＩ_d、ｑ軸電流をＩ_q、ｄ軸電圧をＶ_d、ｑ軸電圧をＶ_qとすると、回転電機の理論式は以下のように示すことができる。

すなわち、ｄ軸電圧Ｖ_dは、Ｖ_d＝Ｒ×Ｉ_d−ω×Ｌ_q×Ｉ_qで与えられる。また、ｑ軸電圧Ｖ_qは、Ｖ_q＝Ｒ×Ｉ_q＋ω×Ｌ_d×Ｉ_d＋ωψで与えられる。また、回転電機２０の極数をｐとして、トルクτは、τ＝ｐψＩ_q＋ｐ（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_dＩ_qで与えられる。

ｄ軸電流とｑ軸電流とで規定される電流ベクトルの絶対値Ｉ_aをＩ_a＝（Ｉ_d ²＋Ｉ_q ²）^1/2とし、電流位相βをβ＝ｔａｎ^-1（Ｉ_q／Ｉ_d）とすると、トルクτの式が電流位相βで表すことができる。すなわち、トルクτ＝ｐψＩ_aｓｉｎβ＋（１／２）×ｐ（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_a ²×ｓｉｎ２βで与えられる。この式は、電流位相βでトルクτが制御できることを示している。すなわち、電流位相とは、電流におけるｄ軸電流成分とｑ軸電流成分との間の位相を示すものである。

このようにして、電流位相βを制御することで回転電機２０のトルクを制御できる。なお、最大トルクを与える電流位相βは、上記トルクτの式を電流位相βで微分してその値をゼロとおいた式に基いて求めることができる。すなわち、β＝ｃｏｓ^-1〔［−ψ＋｛ψ²−８（Ｌ_d−Ｌ_q）²｝^1/2］／４（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_a〕で最大トルクのときの電流位相βが求められる。このように計算で求められる関係式に、必要な場合に適当な補正を加えて、回転電機２０を最大効率で運転できる特性線を求めることができる。

図６には、このようにして求められる最大効率特性線６２が示される。この最大効率特性線６２上で電流指令を実行すれば、回転電機２０を最大効率で運転することができる。したがって、この最大効率特性線６２上で実行される電流指令を、単に電流指令と呼ぶことにする。

この最大効率特性線６２は、最大トルクのときの電流位相βを満たすｄ軸電流とｑ軸電流の電流組を結んで得られる特性線であるが、これらのｄ軸電流、ｑ軸電流に対応するｄ軸電圧、ｑ軸電圧の電圧組を結んで得られる特性線が図６において電圧指令特性線６６として示されている。

図６で示される最大電圧円６０は、回転電機２０に供給される最大電圧を示す線であり、矩形波電圧位相制御モードでは、その電圧振幅が一定のときは、この最大電圧円６０の上で、電圧位相を制御することで出力されるトルクの大きさを制御することができる。したがって、この最大電圧円６０の内部の電圧指令特性線６６は、正弦波電流制御モードおよび過変調電流制御モードにおける最大効率運転のときの電圧指令のｄ軸電圧とｑ軸電圧の電圧組を示すものである。

このようにして、ｄｑ平面を用いることで、正弦波電流制御モードおよび過変調電流制御モードにおける最大効率運転のときの電流指令が実行される最大効率特性線６２、これに対応する電圧指令が実行される電圧指令特性線６６が示される。また、矩形波電圧位相制御モードにおける電圧指令は、最大電圧円６０上で実行されることが示される。

最大効率特性線６２上で実行される電流指令は、電流位相に従って実行されることになる。また、最大電圧円６０上で実行される電圧指令は、電圧位相に従って実行されることになる。このように回転電機２０の運転においては、特に制御モードの切替においては、電流位相、電圧位相について、指令値と実際の値との偏差を監視しながら実行される。

図６において示される切替ライン６４は、ｄｑ平面上で、最大効率特性線６２よりも遅角側に予め設定された位相差を有する特性線である。切替ライン６４は、このラインを越えるときに、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替えるものとする切替タイミングの判断基準としての機能を有する。なお、切替ライン６４を最大効率特性線６２よりも遅角側とする理由は、制御モードの切替を進角側で行うこととすると、モード切替の際に制御がチャタリングを起こし、電流乱れが生じることが知られているからである。

上記のように、電流位相とは、電流におけるｄ軸電流成分とｑ軸電流成分との間の位相を示すものであり、同様に、電圧位相とは、電圧におけるｄ軸電圧成分とｑ軸電圧成分との間の位相を示すものである。したがって、制御モードの切替タイミングは、電流値あるいは電圧値について、指令値と実際値との偏差を監視して行われる。

例えば、ｄ軸電流を監視し、その指令値と、実電流値との偏差が、図６に示す切替ライン６４に相当する閾値電流偏差を超えるときに、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替えるものとできる。もちろんこれ以外の監視対象について予め定めた閾値を超えるときに制御モードを切り替えるものとしてもよい。以下では、ｄ軸電流について、指令値と実電流との差である電流偏差が閾値電流偏差を超えたタイミングで、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替えるものとして説明を続ける。

以上で、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードにと、制御モードの間の切替について説明したので、次に、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替えるときの電流値のオーバーシュートを抑制する制御の内容について説明する。

図７は、矩形波電圧位相制御モードのときの制御ブロック図である。ここでは、図１で説明した回転電機（ＭＧ２）２０と、電源回路１６のうちのＭＧ２用インバータ１７と、制御部３０の矩形波電圧位相制御モジュール３６に相当する部分が示されている。

この制御ブロック図に示されるように、矩形波電圧位相制御モードにおいては、座標変換部７２において回転電機２０の各相電流値をｄｑ電流値に変換し、トルク推定部７４においてｄｑ電流値からトルク推定値Ｔ_estを算出し、これをトルク指令値Ｔ_comにフィードバックするトルクフィードバックが行われる。

ここで、トルク指令値Ｔ_com７０は、図示されていない車両のアクセル等から求められるユーザの要求トルクに基づいて算出される。
座標変換部７２は、回転電機２０の各相電流値のうち２つの電流値と回転角度θを取得し、各相電流値に基づいてｄ軸電流値Ｉ_dとｑ軸電流値Ｉ_qを算出する機能を有する。図７の例では、適当な電流検出手段によって取得されたＶ相電流値Ｉ_vとＷ相電流値Ｉ_wと、レゾルバ等によって取得された回転電機２０の回転角度θに基づいて座標変換が行われている。

トルク推定部７４は、座標変換部７２によって算出されたｄ軸電流値Ｉ_dとｑ軸電流値Ｉ_qとから上記で説明したトルクの式τ＝ｐψＩ_q＋ｐ（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_dＩ_qに従って、トルクを算出し、これをトルク推定値Ｔ_estとして出力する機能を有する。

減算器７６は、トルク指令値Ｔ_comからトルク推定値Ｔ_estを減算してトルク偏差ΔＴを算出する機能を有する。

ＰＩ演算部７８は、回転電機２０について予め求められている電圧位相φとトルクＴとの関係に基づき、所定ゲインの下で比例積分制御を行ってトルク偏差ΔＴに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じた電圧位相φを算出する機能を有する。矩形波電圧位相制御モードでは、電圧振幅は一定であるので、この電圧位相φによってトルク制御が実行されることになる。

矩形波発生部８０は、算出された電圧位相φに基づいて、矩形波パルスである各相電圧指令値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wを発生する機能を有し、信号発生部８２は、各相電圧指令値に基づいて、インバータ１７を構成する各スイッチング素子に対する制御信号を発生する機能を有する。３相作動型インバータは、６つのスイッチング素子を有しているので、図７では、６つの制御信号がインバータ１７に供給される様子が示されている。これによって、電圧位相φに従った３相の矩形波パルスが回転電機２０に供給される。

このようにして、矩形波電圧位相制御モードにおいては、回転電機２０の実電流に基づいて算出されたトルク推定値がトルク指令に対してフィードバックされる制御が行われる。

図８は、過変調電流制御モードのときの制御ブロック図である。ここでは、図１で説明した回転電機（ＭＧ２）２０と、電源回路１６のうちのＭＧ２用インバータ１７と、制御部３０の過変調電流制御モジュール３４に相当する部分が示されている。なお、正弦波電流制御モードにおける制御ブロック図も図８と同様の内容である。

この制御ブロック図に示されるように、過変調電流制御モードにおいては、座標変換部７２において回転電機２０の各相電流値をｄ軸電流値Ｉ_dとｑ軸電流値Ｉ_qとに変換し、一方でトルク指令値Ｔ_comからｄ軸電流指令値Ｉ_dcomとｑ軸電流指令値Ｉ_qcomを算出ｓする。そして、ｄ軸電流指令値Ｉ_dcomにｄ軸電流値Ｉ_dをフィードバックし、ｑ軸電流指令値Ｉ_qcomにｑ軸電流値Ｉ_qをフィードバックする電流フィードバックが行われる。

トルク指令値Ｔ_com７０と座標変換部７２は図７で説明したものと同じ内容である。電流指令生成部９０は、例えば予め作成したテーブル等を用いて、トルク指令値Ｔ_comをｄ軸電流指令値Ｉ_dcomとｑ軸電流指令値Ｉ_qcomの組として算出する機能を有する。

減算器９２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_dcomからｄ軸電流値Ｉ_dを減算してｄ軸電流偏差ΔＩ_dを算出し、減算器９４は、ｑ軸電流指令値Ｉ_qcomからｑ軸電流値Ｉ_qを減算してｑ軸電流偏差ΔＩ_qを算出する機能を有する。

ＰＩ演算部９６は、ｄ軸電流偏差ΔＩ_dとｑ軸電流偏差ΔＩ_qについて、所定のゲインの下で比例積分制御を行ってこれらに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖ_dとｑ軸電圧指令値Ｖ_qを算出する機能を有する。

座標変換部９８は、先ほどの座標変換部７２と互いに逆変換の関係にあるもので、ｄｑ電圧値を各相電圧値に変換する機能を有する。すなわち、回転電機２０の回転角度θに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖ_dとｑ軸電圧指令値Ｖ_qを、各相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wに変換する機能を有する。なお、これらの変換に際し、インバータ１７にコンバータから供給されるシステム電圧も反映される。

ＰＷＭ信号生成部１００は、各相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wと所定の搬送波との比較によって、インバータ１７インバータ１７を構成する各スイッチング素子に対する制御信号を発生する機能を有する。図７で説明したように、インバータ１７は、６つのスイッチング素子を有しているので、ここでも、６つの制御信号がインバータ１７に供給される様子が示されている。これによって、各相電圧指令値に対応する各相のＰＷＭ信号が回転電機２０に供給される。

このようにして、過変調電流制御モードにおいては、トルク指令値に対応する電流指令値に対し、回転電機２０の実電流値がフィードバックされる制御が行われる。

図９は、トルクフィードバック制御が実行されている矩形波電圧位相制御モードから、電流フィードバック制御が実行される過変調電流制御モードに切替が行われるときのｄ軸電流値の時間的変化の様子を説明する図である。横軸は時間で、時刻ｔ₁が矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替わるタイミングである。縦軸はｄ軸電流である。

ここでは、例えば、回転電機２０の運転状況が低速回転等に移行したので、制御が矩形波電圧位相制御モードの制御タイミングでは追従しきれなくなる状態が示されている。すなわち、ｄ軸電流指令値１１０の変化に対し、矩形波電圧位相制御モードでは、ｄ軸電流値１１２が十分追従できず、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流値との差である電流偏差が次第に大きくなる。そして、時刻ｔ₁における電流偏差１１４が、予め設定されている閾値偏差Ｉ_dthを超えたときのタイミングで、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切替が行われる。

ここで、図１における制御部３０の電流偏差判断モジュール４０は、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流値との差である電流偏差が、予め設定された閾値偏差Ｉ_dthを超えるか否かを判断する機能を有する。判断が肯定されると、まず、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切替が行われる。図９の場合、時刻ｔ₁においてこの判断が肯定されるので、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切替が行われる。

この時刻ｔ₁では、ｄ軸電流についての電流偏差が閾値偏差Ｉ_dthを超える程度にあるので、過変調電流制御モードの下では、この電流偏差についてＰＩ制御が実行される。ここでは、閾値偏差Ｉ_dthを超える電流偏差を一気にゼロにする制御を実行しようとするので、図９のＡに示されるように、一時的にｄ軸電流のオーバーシュートが生じ、その後、実際のｄ軸電流値１１２は、ｄ軸電流指令値１１０に忠実に追従するようになる。このオーバーシュートを抑制することが解決すべき課題である。

そこで、電流偏差判断モジュール４０における判断に従って、切替時制御が２通りに区分して行われる。すなわち、判断が否定されて、電流偏差が閾値偏差Ｉ_dth以下の場合には、通常条件の下の電流フィードバック制御が実行される。通常条件の下の電流フィードバックとは、図８で説明した通りの内容のフィードバック制御である。判断が肯定され、電流偏差が閾値偏差Ｉ_dthを超える場合には、電流偏差の時間変化について予め定めた所定の電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御が実行される。かかる切替時制御は、制御部３０の切替時制御モジュール４２の機能によって実行される。

このように、電流偏差判断モジュール４０における判断が肯定される場合には、一気に電流偏差をゼロにするＰＩ制御でなく、時間に対する電流偏差の変化率を小さく設定して、電流フィードバック制御が行われる。具体的には、ＰＩ演算部９６の前段階で、電流偏差ΔＩ_d，ΔＩ_qについて、単位制御演算周期当りの上限制限を行うリミッタ演算を行うものとすることができる。例えば、所定の電流偏差変化率に単位制御演算周期を乗じて得られる電流偏差を上限として、ＰＩ演算部９６に入力される電流偏差ΔＩ_d，ΔＩ_qの値を制限するものとできる。このように、所定の電流変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を実行するということは、実電流偏差に対し、レートリミット（変化率制限）処理を行うことである。

所定の電流偏差変化率としては、図９に示されるようなオーバーシュートが抑制されるものであればよく、望ましくは、回転電機２０に対するトルク応答性を損なわない範囲で、オーバーシュートをゼロとするものがよい。１つの方法として、回転電機２０の電気１周期で実電流偏差を解消する電流偏差率とすることができる。その様子について図１０を用いて説明する。

この方法は、仮に、電流値が過度にオーバーシュートするときには、フィードバックの結果として回転電機２０に供給される各相電圧値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wにオフセットが生じて電気１次の電流変動が生じることになることに着目したものである。つまり、オーバーシュートがあるときは、そのままでは回転電機２０において電気一周期の電流変動が生じるので、これを逆に考えれば、電気一周期で実電流偏差となるように電流偏差変化率とすれば、この電気１次の電流変動を相殺できることになる。なお、電気一周期の時間は、回転電機２０の極数をｐとして、（回転周期／ｐ）で与えられる。

図１０は、横軸に時間をとり、縦軸に電流偏差をとったもので、図９に示される制御モード切替時における実際の電流偏差１１４と、所定の電流変化率を適用したときの電流偏差１２０とが示されている。ここで、電流偏差１２０は、電気一周期の時間をかけて、実際の電流偏差１１４に到達するように、電流偏差変化率が設定されている。このように電流偏差変化率を設定して電流フィードバック制御を実行することで、電流のオーバーシュートを実質的にゼロとできる。

本発明に係る回転電機制御システムは、少なくとも、電流フィードバックが行われる過変調電流制御モードと、トルクフィードバックが行われる矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替える回転電機の制御に適用できる。車両に搭載される回転電機を含むシステムの他、車両以外の駆動に用いられる回転電機を含むシステム等に利用できる。

１０ 回転電機制御システム、１２ エンジン、１４ 蓄電装置、１６ 電源回路、１７ インバータ、１８，２０ 回転電機、２２ 動力分配機構、２４ 変速機、２６ タイヤ、３０ 制御部、３２ 正弦波電流制御モジュール、３４ 過変調電流制御モジュール、３６ 矩形波電圧位相制御モジュール、４０ 電流偏差判断モジュール、４２ 切替時制御モジュール、５０ 最大トルク特性線、５２ 正弦波電流制御モード作動領域、５４ 過変調電流制御モード作動領域、５６ 矩形波電圧位相制御モード作動領域、６０ 最大電圧円、６２ 最大効率特性線、６４ 切替ライン、６６ 電圧指令特性線、７０ トルク指令値、７２，９８ 座標変換部、７４ トルク推定部、７６，９２，９４ 減算器、７８，９６ ＰＩ演算部、８０ 矩形波発生部、８２ 信号発生部、９０ 電流指令生成部、１００ ＰＷＭ信号生成部、１１０ ｄ軸電流指令値、１１２ ｄ軸電流値、１１４ （実）電流偏差、１２０ （レートリミット処理後の）電流偏差。

Claims (2)

1. 少なくとも、電流フィードバックが行われる過変調電流制御モードと、トルクフィードバックが行われる矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムであって、
   矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードへのモード切替の際の電流偏差が予め定めた閾値偏差を超えるか否かを判断する偏差判断手段と、
   電流偏差が閾値偏差以下の場合に通常条件の下の電流フィードバック制御を実行し、電流偏差が閾値偏差を超える場合に、電流偏差の時間変化について予め定めた所定の電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を行う切替時制御手段と、
   を備えることを特徴とする回転電機制御システム。
2. 請求項１に記載の回転電機制御システムにおいて、
   切替時制御手段は、回転電機の電気一周期で電流偏差を除した電流偏差変化率以下の範囲で電流フィードバック制御を行うことを特徴とする回転電機制御システム。

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