JP6471619B2

JP6471619B2 - 電子装置

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Inventors: 岸上　友久; 友久岸上
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Description

本発明は、一対の信号線により差動信号を伝送する差動信号伝送線路に接続されて、他の装置と通信する電子装置に関する。

特許文献１に記載されているように、差動信号伝送線路で伝送される差動信号の波形の歪みを抑制する回路として、電源電圧が供給されることにより動作する波形歪み抑制回路がある。

特開２０１２−２４４２２０号公報

複数の電子装置が差動信号伝送線路を介して通信する通信システムにおいて、１つ以上の電子装置に波形歪み抑制回路を設けることが考えられる。その場合、波形歪み抑制回路を備える電子装置については、その電子装置に動作用電源が供給されている間、波形歪み抑制回路にも電源電圧が供給されるように構成することが考えられる。

しかし、動作用電源の供給期間が異なる電子装置が混在する通信システムの場合、複数の電子装置のうち、一部の電子装置への動作用電源が切れた状態において、他の残りの電子装置が通信する、という状況が生じる。そして、こうした状況においては、先に動作用電源が切れた電子装置の波形歪み抑制回路が動作しなくなるため、その波形歪み抑制回路による歪み抑制効果が無くなってしまう。一方、電子装置の波形歪み抑制回路に電源電圧を常時供給するように構成すると、消費電力の増大を招いてしまう。

そこで、本発明は、差動信号の波形の歪みを抑制する回路に電源電圧を常時供給しなくても、その回路を必要なときに動作させることができる電子装置の提供、を目的としている。

第１発明の電子装置は、一対の信号線により差動信号を伝送する差動信号伝送線路に接続されたトランシーバを備え、そのトランシーバを用いて、差動信号伝送線路に接続された他の装置と通信する。そして、この電子装置は、抑制回路と、電源制御部とを備える。

抑制回路は、電源電圧が供給されることにより動作し、差動信号伝送線路で伝送される差動信号の波形の歪みを抑制する。電源制御部は、一対の信号線の電圧差である差動電圧の変化に応じて、抑制回路への電源電圧の供給と遮断を制御する。

この電子装置によれば、差動信号伝送線路に接続された当該電子装置を含む何れかの装置が送信を実施して差動電圧が変化すれば、抑制回路への電源電圧の供給を行い、送信が実施されなくなって差動電圧が変化しなくなれば、抑制回路への電源電圧を遮断することができる。よって、抑制回路に電源電圧を常時供給しなくても、その抑制回路を必要なときに動作させることができる。このため、消費電力の低減と波形歪みの抑制効果とを両立させることができる。

なお、特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

第１実施形態のＥＣＵの構成を表す構成図である。波形歪み抑制回路の構成を表す構成図である。第１実施形態の作用を説明するタイムチャートである。第２実施形態のＥＣＵの構成を表す構成図である。第３実施形態のＥＣＵの構成を表す構成図である。

以下に、本発明が適用された実施形態の電子装置としてのＥＣＵについて説明する。ＥＣＵは、「Electronic Control Unit：電子制御装置」の略である。
［第１実施形態］
図１に示すように、第１実施形態のＥＣＵ１は、通信バスとしての差動信号伝送線路１１に接続されている。差動信号伝送線路（以下、バスという）１１は、一対の信号線１２，１３を備え、その一対の信号線１２，１３により差動信号を伝送する伝送線路である。本実施形態では、信号線１２が高電位側信号線であり、信号線１３が低電位側信号線である。また、バス１１には、他の複数のＥＣＵも接続されている。本実施形態では、他のＥＣＵとして、３つのＥＣＵ２〜４があるものとして説明するが、他のＥＣＵの数は３以外でも良い。

ＥＣＵ１〜４及びバス１１によって構成される通信システム１０は、例えば自動車に搭載された車載通信システムである。そして、通信システム１０における通信方式（通信プロトコル）は、例えばＣＡＮ（Controller Area Network：登録商標）であるが、他の通信方式でも良い。

図３における１段目〜４段目に示すように、バス１１がスリープ状態の場合、即ち、バス１１に接続されている全てのＥＣＵが通信を停止している場合には、信号線１２の電圧である「ＶＨ」と、信号線１３の電圧である「ＶＬ」とが、両方とも０Ｖになる。そして、何れかのＥＣＵが送信を開始すると、バス１１が起動状態となり、「ＶＨ」と「ＶＬ」は、ドミナントとレセッシブとの何れかのレベルに変化する。

例えば、バス１１を駆動するための電源電圧が５Ｖであるとすると、バス１１にドミナントの信号が出力された場合、「ＶＨ」が３．５Ｖとなり、「ＶＬ」が１．５Ｖとなる。よって、信号線１２，１３の電圧差（＝ＶＨ−ＶＬ）である差動電圧Ｖｄｉｆは、２Ｖ（＝３．５Ｖ−１．５Ｖ）になる。差動電圧Ｖｄｉｆは、バス１１で伝送される差動信号の電圧である。差動電圧Ｖｄｉｆが２Ｖであることは、差動電圧Ｖｄｉｆがドミナントのレベルであることに相当し、換言すると、差動信号がドミナントの信号であることに相当する。また、バス１１にレセッシブの信号が出力された場合、「ＶＨ」と「ＶＬ」との両方が中間電位としての２．５Ｖとなり、差動電圧Ｖｄｉｆは０Ｖになる。差動電圧Ｖｄｉｆが０Ｖであることは、差動電圧Ｖｄｉｆがレセッシブのレベルであることに相当し、換言すると、差動信号がレセッシブの信号であることに相当する。尚、上記各電圧値は、標準値の一例であり、予め定められた許容範囲内であれば、標準値とは異なる値になっても良い。

一方、通信システム１０において、例えば、ＥＣＵ１の動作用電源は、イグニッション電源であり、他のＥＣＵ２〜４のうちの少なくとも２つの動作用電源は、バッテリ電源である。尚、ＥＣＵの動作用電源とは、ＥＣＵが動作するための電源であり、この例では、ＥＣＵの動作を司る処理部としてのマイクロコンピュータ（以下単に、マイコンという）を動作させるためにＥＣＵに供給される電源である。また、バッテリ電源とは、自動車のバッテリからＥＣＵに常時供給される電源であり、イグニッション電源とは、自動車がイグニッションオンの状態の場合にバッテリからＥＣＵに供給される電源である。

図１に示すように、ＥＣＵ１は、当該ＥＣＵ１の動作を司るマイコン２１と、バス１１に接続された通信用のトランシーバ２３と、波形歪み抑制回路２５と、波形歪み抑制回路２５への電源供給を制御する電源制御部としての電源制御回路２７と、を備える。

トランシーバ２３は、受信回路２３ａと、送信回路２３ｂとを備える。
受信回路２３ａは、バス１１の差動電圧Ｖｄｉｆを、ハイ又はローの受信信号ＲｘＤに変換してマイコン２１に出力する。例えば、受信回路２３ａは、差動電圧Ｖｄｉｆが、レセッシブに相当する０Ｖとドミナントに相当する２Ｖとの間に設定された閾値Ｖａ以上であれば、受信信号ＲｘＤをローにし、差動電圧Ｖｄｉｆが閾値Ｖａ未満であれば、受信信号ＲｘＤをハイにする。また、送信回路２３ｂは、マイコン２１から出力されるハイ又はローの送信信号ＴｘＤに応じて、バス１１にドミナント又はレセッシブの信号を出力する。

このため、マイコン２１は、トランシーバ２３を用いて他のＥＣＵ２〜４と通信する。マイコン２１が他のＥＣＵ２〜４と通信することは、当該ＥＣＵ１が他のＥＣＵ２〜４と通信することに相当する。

波形歪み抑制回路（以下単に、抑制回路という）２５は、バス１１で伝送される差動信号の波形の歪みを抑制する回路であり、電源電圧Ｖｓが供給されることにより動作する。抑制回路２５の構成については、後で説明する。

ＥＣＵ１には、動作用電源としてのイグニション電源とは別に、バッテリ電源も供給される。そして、ＥＣＵ１においては、図示しない電源回路が、イグニッション電源から一定の電源電圧Ｖｍを生成すると共に、バッテリ電源から一定の電源電圧Ｖｓを生成する。イグニッション電源から生成される電源電圧Ｖｍによってマイコン２１が動作し、バッテリ電源から生成される電源電圧Ｖｓが、電源制御回路２７によって抑制回路２５に供給される。また、電源電圧Ｖｓは、トランシーバ２３と電源制御回路２７の電源としても使用される。電源電圧Ｖｍと電源電圧Ｖｓは、例えば５Ｖである。

電源制御回路２７は、スイッチ３１と、コンパレータ３２と、ワンショットマルチバイブレータ３３と、を備える。
スイッチ３１は、オンすることで、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓを供給する。そして、スイッチ３１は、ワンショットマルチバイブレータ３３の出力信号Ｓｏ２がアクティブレベルになっている場合にオンする。つまり、ワンショットマルチバイブレータ３３から出力されるアクティブレベルの出力信号Ｓｏ２は、スイッチ３１の駆動信号になっている。尚、出力信号Ｓｏ２のアクティブレベルは、本実施形態はハイであるが、ローでも良い。また、スイッチ３１は、例えば、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等のスイッチング素子によって構成されるが、他の例としてリレーにより構成されても良い。

コンパレータ３２には、「ＶＨ」と「ＶＬ」が入力される。そして、コンパレータ３２は、差動電圧Ｖｄｉｆ（＝ＶＨ−ＨＬ）が所定値Ｖｂ以上か否かにより、出力信号Ｓｏ１をハイとローとに切り替える。本実施形態では、コンパレータ３２は、差動電圧Ｖｄｉｆが所定値Ｖｂ以上であれば出力信号Ｓｏ１をハイにし、差動電圧Ｖｄｉｆが所定値Ｖｂ未満であれば出力信号Ｓｏ１をローにする。所定値Ｖｂは、レセッシブに相当する０Ｖとドミナントに相当する２Ｖとの間の電圧であって、例えば０．７Ｖに設定されている。

ワンショットマルチバイブレータ（以下単に、マルチバイブレータという）３３は、再トリガ可能なパルス発生回路である。そして、マルチバイブレータ３３には、コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１が、入力信号として入力される。

マルチバイブレータ３３は、入力信号に有効エッジが発生すると、スイッチ３１をオンさせるための出力信号Ｓｏ２を、一定時間Ｔｏｎだけハイにする。本実施形態において、有効エッジは、ローからハイへの立ち上がりエッジである。このため、マルチバイブレータ３３は、コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１に立ち上がりエッジ（換言すれば、立ち上がりの変化）が発生すると、出力信号Ｓｏ２を一定時間Ｔｏｎだけハイにする。また、マルチバイブレータ３３は、出力信号Ｓｏ２をハイにしている最中において、入力信号（コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１）に再び有効エッジが発生した場合には、その時点から一定時間Ｔｏｎが経過するまで、出力信号Ｓｏ２のハイ出力を延長する。

図２に示すように、抑制回路２５は、信号線１２，１３の間にドレインを共通にして直列に接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４２を備える。更に、抑制回路２５は、コンデンサ４３と、抵抗４４，４５と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４６と、を備える。

コンデンサ４３と抵抗４４との直列回路が、信号線１２，１３の間に接続されており、コンデンサ４３と抵抗４４との接続点が、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１のゲートに接続されている。上記直列回路は、遅延回路４８を構成している。

ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４６の端子のうち、ソースは信号線１３に接続されており、ゲートは信号線１２に接続されている。そして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４６のドレインは、抵抗４５の一端及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４２のゲートに接続されており、抵抗４５の他端に、電源制御回路２７のスイッチ３１を介して、電源電圧Ｖｓが供給されるようになっている。

尚、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１は第１スイッチング素子に相当し、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４２は第２スイッチング素子に相当する。そして、遅延回路４８，抵抗４５及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４６は、制御回路４９を構成している。

次に、スイッチ３１を介して電源電圧Ｖｓが供給されている場合の、抑制回路２５の動作について説明する。
信号線１２，１３の両端は、図示しない終端抵抗によって接続されている。終端抵抗の抵抗値は、例えば１２０Ωである。そして、バス１１の差動電圧Ｖｄｉｆがドミナントからレセッシブに変化する際には、バス１１が非ドライブ状態となり、バス１１のインピーダンスが高くなる。このため、バス１１で伝送される差動信号の波形に、反射によるオーバーシュートやアンダーシュートのような波形歪み、即ちリンギングが発生する。

抑制回路２５は、波形歪みとしてのリンギングを抑制するための回路である。
まず、差動電圧Ｖｄｉｆがドミナントの場合、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４６がオンするので、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４２はオフする。また、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１のソース基準のゲート電位は、コンデンサ４３の充電電圧だけあるため、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１はオンしている。

この状態から、差動電圧Ｖｄｉｆがドミナントからレセッシブに変化すると、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４６がターンオフして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４２のゲートに電源電圧Ｖｓが印加されることにより、そのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４２がターンオンする。

すると、信号線１２，１３間は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４２のオン抵抗を介して接続されることになり、インピーダンスが低下する。これにより、差動電圧Ｖｄｉｆがドミナントからレセッシブに変化する期間に発生する波形歪みのエネルギーが上記オン抵抗により消費されて、リンギングが抑制される。

そして、コンデンサ４３の充電電荷が抵抗４４を介して放電されるので、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１のゲート−ソース間電圧の絶対値が次第に低下し、閾値を下回ると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１はターンオフする。

つまり、遅延回路４８，抵抗４５及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４６によって構成される制御回路４９は、差動電圧Ｖｄｉｆがドミナントからレセッシブに変化したことを検出すると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ４１及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４２を同時に一定期間オンさせる。このことにより、制御回路４９は、差動電圧Ｖｄｉｆのレベルが遷移する期間に信号線１２，１３間のインピーダンスを大きく低下させ、差動信号波形の歪みエネルギーをＭＯＳＦＥＴ４１，４２のオン抵抗により吸収させて、リンギングの発生を抑制している。また、上記一定期間の長さは、コンデンサ４３の静電容量及び抵抗４４の抵抗値（即ち、遅延回路４８の時定数）によって調整することができる。

尚、他のＥＣＵ２〜４も、ＥＣＵ１と同様の構成を有しているが、他のＥＣＵ２〜４のうち、動作用電源がバッテリ電源であるＥＣＵにおいては、バッテリ電圧から生成される電源電圧Ｖｓによってマイコンが動作する。

次に、電源制御回路２７の動作について、図３を用い説明する。尚、図３における最下段において、「ＯＦＦ」は、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓが供給されないことを表しており、「ＯＮ」は、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓが供給されることを表している。

図３における時刻ｔ１よりも左側に示すように、バス１１がスリープ状態の場合には、「ＶＨ」と「ＶＬ」とが０Ｖであるため、コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１がローのままとなり、マルチバイブレータ３３の出力信号Ｓｏ２もローとなる。よって、スイッチ３１がオフして、抑制回路２５には電源電圧Ｖｓが供給されない。

そして、図３の時刻ｔ１に示すように、バス１１に接続されたＥＣＵ１〜４の何れかが送信を開始して、差動電圧Ｖｄｉｆがレセッシブ（＝０Ｖ）からドミナント（＝２Ｖ）に変化すると、コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１がローからハイに変化する。つまり、コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１に立ち上がりエッジが生じる。

すると、マルチバイブレータ３３の出力信号Ｓｏ２がハイになり、その結果、スイッチ３１がオンして、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓが供給される。そして、マルチバイブレータ３３は、コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１に立ち上がりエッジが生じてから一定時間Ｔｏｎが経過するまで、出力信号Ｓｏ２をハイにし続ける。

また、ＥＣＵ１〜４の何れかが送信している間は、差動電圧Ｖｄｉｆのレベル変化として、ドミナントからレセッシブへの変化と、レセッシブからドミナントへの変化とが生じる。このため、コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１に、立ち下がりエッジと立ち上がりエッジとが交互に生じることとなる。

そして、マルチバイブレータ３３は、図３の時刻ｔ２〜ｔ４に示すように、出力信号Ｓｏ２をハイにしている最中に、コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１に再び立ち上がりエッジが生じると、その時点から一定時間Ｔｏｎが経過するまで出力信号Ｓｏ２のハイ出力を延長する。よって、ＥＣＵ１〜４の何れかが送信している間は、マルチバイブレータ３３の出力信号Ｓｏ２が継続してハイとなり、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓが供給され続ける。

尚、マルチバイブレータ３３が出力信号Ｓｏ２をハイにする一定時間Ｔｏｎは、ＥＣＵ１〜４の何れかが通信する場合において、マルチバイブレータ３３の入力信号に有効エッジが生じる時間間隔の最大値よりも、長い時間に設定されている。マルチバイブレータ３３の入力信号に有効エッジが生じる時間間隔は、本実施形態では、差動電圧Ｖｄｉｆの変化のうち、レセッシブ（換言すれば非ドミナント）からドミナントへの変化が生じる時間間隔である。そして、差動電圧Ｖｄｉｆのレセッシブからドミナントへの変化は、コンパレータ３２及びマルチバイブレータ３３により検出する差動電圧Ｖｄｉｆの変化である。

その後、図３の時刻ｔ５に示すように、バス１１に接続されている全てのＥＣＵ１〜４の送信が完了して、バス１１が起動状態からスリープ状態になったとする。
その場合、マルチバイブレータ３３は、差動電圧Ｖｄｉｆのドミナントへの変化が最後に生じた時刻ｔ４から一定時間Ｔｏｎが経過した時刻ｔ６で、出力信号Ｓｏ２をハイからローにする。すると、スイッチ３１がオフして、抑制回路２５への電源電圧Ｖｓの供給が停止する。

以上のような本実施形態のＥＣＵ１は、差動電圧Ｖｄｉｆの変化に応じて抑制回路２５への電源電圧Ｖｓの供給と遮断を制御する電源制御回路２７を備える。
このため、当該ＥＣＵ１を含む何れかのＥＣＵが送信を実施して差動電圧Ｖｄｉｆが変化すれば、抑制回路２５への電源電圧Ｖｓの供給を行い、送信がされなくなって差動電圧Ｖｄｉｆが変化しなくなれば、抑制回路２５への電源電圧Ｖｓを遮断することができる。

よって、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓを常時供給しなくても、抑制回路２５を必要なときに動作させることができ、その結果、消費電力の低減と波形歪みの抑制効果とを両立させることができる。

例えば、ＥＣＵ１への動作用電源としてのイグニッション電源が遮断された後、他のＥＣＵ２〜４のうち、動作用電源がバッテリ電源である複数のＥＣＵが通信する、とい状況においても、当該ＥＣＵ１の抑制回路２５を動作させることができる。このため、他のＥＣＵ間での通信品質を高めることができる。そして、この通信品質を高めるという効果は、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓを常時供給するように構成しなくても、得ることができる。

また、電源制御回路２７は、抑制回路２５への電源電圧Ｖｓの供給と遮断とを切り替えるスイッチ３１と、マルチバイブレータ３３とを備える。そして、マルチバイブレータ３３は、差動電圧Ｖｄｉｆのドミナントへの変化を検出すると、スイッチ３１をオンさせるハイの出力信号Ｓｏ２を一定時間Ｔｏｎだけ出力する。更に、マルチバイブレータ３３は、出力信号Ｓｏ２のハイ出力中に差動電圧Ｖｄｉｆのドミナントへの変化を再び検出した場合には、その変化を再び検出した時点から一定時間Ｔｏｎが経過するまで出力信号Ｓｏ２のハイ出力を延長する。

このため、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓを常時供給しなくても、ＥＣＵ１〜４の何れかが送信している場合に抑制回路２５を動作させることを、確実に実現することができる。尚、マルチバイブレータ３３は、信号出力回路に相当する。

また、電源制御回路２７は、比較回路としてのコンパレータ３２を備えている。そして、マルチバイブレータ３３は、コンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１により、差動電圧Ｖｄｉｆの変化を検出する。このため、マルチバイブレータ３３は、差動電圧Ｖｄｉｆの所定値Ｖｂ未満から所定値Ｖｂ以上への変化、即ちドミナントへの変化を、容易に検出することができる。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態のＥＣＵについて説明する。尚、第１実施形態と同様のものについては、第１実施形態と同じ符号を用いる。そして、このことは、後述する他の実施形態についても同様である。

図４に示すように、第２実施形態のＥＣＵ５１は、第１実施形態のＥＣＵ１と比較すると、電源制御回路２７に代えて、電源制御回路５７を備える。
そして、電源制御回路５７は、電源制御回路２７と比較すると、コンパレータ３２を備えておらず、マルチバイブレータ３３には、トランシーバ２３が出力する受信信号ＲｘＤが、入力信号として入力される。つまり、マルチバイブレータ３３は、受信信号ＲｘＤにより、差動電圧Ｖｄｉｆの変化を検出するようになっている。

また、受信信号ＲｘＤは、第１実施形態におけるコンパレータ３２の出力信号Ｓｏ１をレベル反転させた信号となる。このため、マルチバイブレータ３３の入力信号について、有効エッジは、ハイからローへの立ち下がりエッジになっている。

このようなＥＣＵ５１によっても、第１実施形態のＥＣＵ１と同様の効果が得られる。また、コンパレータ３２を削減している分、低コストと省スペース化が可能となる。
［第３実施形態］
図５に示すように、第３実施形態のＥＣＵ６１は、第２実施形態のＥＣＵ５１と比較すると、電源制御回路５７に代えて、電源制御回路６７を備える。

そして、電源制御回路６７は、電源制御回路５７と比較すると、オア回路３４を更に備える。
オア回路３４には、マルチバイブレータ３３の出力信号Ｓｏ１と、処理部としてのマイコン２１から出力されるスタンバイ制御信号Ｓｓｃとが、入力される。

スタンバイ制御信号Ｓｓｃは、トランシーバ２３の状態を、通常動作する起動状態と、動作を停止して消費電力を低減するスタンバイ状態とに切り替えるための信号である。本実施形態において、トランシーバ２３は、スタンバイ制御信号Ｓｓｃがハイの場合にスタンバイ状態となり、スタンバイ制御信号Ｓｓｃがローの場合に起動状態となる。尚、通信システム１０における全てのＥＣＵのトランシーバ２３がスタンバイ状態になれば、バス１１はスリープ状態になる。また、トランシーバ２３は、起動状態の場合に、バス１１の差動電圧Ｖｄｉｆを受信信号ＲｘＤに変換する動作と、送信信号ＴｘＤに応じてバス１１にドミナント又はレセッシブの信号を出力する動作とを行う。

そして、オア回路３４は、マルチバイブレータ３３の出力信号Ｓｏ１と、スタンバイ制御信号Ｓｓｃの反転信号との、論理和信号を出力する。
また、スイッチ３１は、オア回路３４の出力信号Ｓｏ３がハイになっている間、オンして、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓを供給する。

このため、電源制御回路６７は、マイコン２１からのスタンバイ制御信号Ｓｓｃがハイの場合、即ち、マイコン２１がトランシーバ２３を起動状態にしている場合は、差動電圧Ｖｄｉｆの変化の有無に拘わらず、抑制回路２５への電源電圧Ｖｓの供給を実施することとなる。

このようなＥＣＵ６１において、マイコン２１は、バス１１をスリープ状態から起動状態にウェイクアップさせる場合には、スタンバイ制御信号Ｓｓｃをハイからローにして、トランシーバ２３を起動させることとなる。そして、スタンバイ制御信号Ｓｓｃがローになると、差動電圧Ｖｄｉｆの変化がなくても、抑制回路２５への電源電圧Ｖｓの供給が開始される。

よって、ＥＣＵ６１のマイコン２１がバス１１をウェイクアップさせる場合に、差動電圧Ｖｄｉｆが最初に変化するタイミング（つまり、バス１１に最初の信号が出力されるタイミング）よりも前に、抑制回路２５への電源電圧Ｖｓの供給を開始することができる。このため、バス１１に出力される最初の信号から、抑制回路２５を確実に動作させることができる。

尚、オア回路３４を追加する構成は、第１実施形態のＥＣＵ１に対しても同様に適用することができる。
［第４実施形態］
上記各実施形態のＥＣＵ１，５１，６１において、電源制御回路２７，５７，６７は、トランシーバ２３と同一のＩＣ内に構成しても良い。このように構成すれば、ＥＣＵ１，５１，６１の小型化や低コスト化に有利である。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、種々の形態を採り得る。また、前述の数値も一例であり他の値でも良い。
例えば、上記各実施形態の電源制御回路２７，５７，６７は、差動電圧Ｖｄｉｆの変化として、レセッシブからドミナントへの変化を検出するように構成されていたが、検出対象の変化は、差動電圧Ｖｄｉｆのドミナントからレセッシブへの変化であっても良い。また、検出対象の変化は、レセッシブからドミナントへの変化と、ドミナントからレセッシブへの変化との、両方であっても良い。

また例えば、電源制御回路２７，５７，６７は、差動電圧Ｖｄｉｆがドミナントであるか否かを判定して、ドミナントと判定している場合、あるいは、ドミナントではないと判定してから一定時間Ｔｏｎの間、抑制回路２５に電源電圧Ｖｓを供給する、という回路でも良い。このように構成しても、バス１１がスリープ状態から起動して差動電圧Ｖｄｉｆが０Ｖからドミナントに変化すると、抑制回路２５への電源供給が開始される。そして、その後、差動電圧Ｖｄｉｆがドミナントにならない時間が一定時間Ｔｏｎ以上になると、抑制回路２５への電源供給が停止されることとなる。

また、抑制回路２５としては、例えば、特許文献１に記載されているリンギング抑制回路のうち、図２に示した構成とは異なる構成の回路であっても良い。また、抑制回路２５の制御回路４９は、差動電圧Ｖｄｉｆがレセッシブからドミナントに変化したことを検出すると、ＭＯＳＦＥＴ４１，４２を同時に一定期間オンさせるように構成されていても良い。また、抑制回路２５としては、例えば、信号線１２，１３間の静電容量やインダクタンスを一時的に変化させることで波形の歪みを抑制する回路であっても良い。

また、通信システム１０を構成するＥＣＵのうち、動作用電源がバッテリ電源であるＥＣＵにおいては、バッテリ電圧から生成される電源電圧Ｖｓが、抑制回路２５に常時供給されるようになっていても良い。

また、上記実施形態における１つの構成要素が有する機能を複数の構成要素として分散させたり、複数の構成要素が有する機能を１つの構成要素に統合させたりしてもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、同様の機能を有する公知の構成に置き換えてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加又は置換してもよい。なお、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される技術思想に含まれるあらゆる態様が本発明の実施形態である。また、上述したＥＣＵの他、当該ＥＣＵを構成要素とする通信システム、当該ＥＣＵ又は電源制御回路としてコンピュータを機能させるためのプログラム、このプログラムを記録した媒体、抑制回路の電源制御方法など、種々の形態で本発明を実現することもできる。

１〜４，５１，６１…ＥＣＵ、１１…差動信号伝送線路（バス）、１２，１３…一対の信号線、２３…トランシーバ、２５…波形歪み抑制回路、２７，５７，６７…電源制御回路

Claims

一対の信号線（１２，１３）により差動信号を伝送する差動信号伝送線路（１１）に接続されたトランシーバ（２３）を備え、前記トランシーバを用いて、前記差動信号伝送線路に接続された他の装置（２〜４）と通信する電子装置（６１）において、
電源電圧が供給されることにより動作し、前記差動信号伝送線路で伝送される差動信号の波形の歪みを抑制する抑制回路（２５）と、
前記一対の信号線の電圧差である差動電圧の変化に応じて、前記抑制回路への前記電源電圧の供給と遮断を制御する電源制御部（６７）と、
前記トランシーバの状態を、通常動作する起動状態と、動作を停止して消費電力を低減するスタンバイ状態とに切り替える処理部（２１）と、を備え、
前記電源制御部は、前記処理部が前記トランシーバを前記起動状態にしている場合は、前記差動電圧の変化の有無に拘わらず、前記抑制回路への前記電源電圧の供給を実施すること、
を特徴とする電子装置。
請求項１に記載の電子装置において、
前記電源制御部は、
オンすることで、前記抑制回路に前記電源電圧を供給するスイッチ（３１）と、
前記差動電圧の変化を検出すると、前記スイッチをオンさせる駆動信号を一定時間出力すると共に、前記駆動信号の出力中に前記差動電圧の変化を再び検出した場合には、前記変化を再び検出した時点から前記一定時間が経過するまで前記駆動信号の出力を延長する信号出力回路（３３）と、
を備えることを特徴とする電子装置。
請求項２に記載の電子装置において、
前記信号出力回路は、前記トランシーバが出力する受信信号により、前記差動電圧の変化を検出すること、
を特徴とする電子装置。
請求項２に記載の電子装置において、
前記電源制御部は、
前記一対の信号線の各電圧が入力され、その入力される電圧の差が所定値以上か否かにより、出力信号がハイとローとに切り替わる比較回路（３２）を備え、
前記信号出力回路は、前記比較回路の出力信号により、前記差動電圧の変化を検出すること、
を特徴とする電子装置。
請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の電子装置において、
前記電源制御部は、前記トランシーバと同一のＩＣ内に構成されていること、
を特徴とする電子装置。
請求項１ないし請求項５の何れか１項に記載の電子装置において、
前記抑制回路は、
前記一対の信号線間に直列に接続された第１及び第２スイッチング素子（４１，４２）と、
前記差動電圧が変化したことを検出すると、前記第１及び第２スイッチング素子を同時に一定期間オンさせることで前記信号線間のインピーダンスを低下させる制御回路（４９）と、を備えること、
を特徴とする電子装置。