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JP6302639B2 - 電流監視回路 - Google Patents

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JP6302639B2
JP6302639B2 JP2013210779A JP2013210779A JP6302639B2 JP 6302639 B2 JP6302639 B2 JP 6302639B2 JP 2013210779 A JP2013210779 A JP 2013210779A JP 2013210779 A JP2013210779 A JP 2013210779A JP 6302639 B2 JP6302639 B2 JP 6302639B2
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Description

本発明は、電流監視回路に関する。
モータドライバICやスイッチング電源ICなど、比較的大きな電流を取り扱う半導体装置には、過電流保護装置が搭載されていることが多い。
図10に、モータの駆動電流などの監視対象電流が過電流状態にあるか否かを監視するための従来回路を示す(例えば特許文献1参照)。カレントミラーを形成するトランジスタ901及び902のコレクタに定電流903及び904を供給し、監視対象電流(モータの駆動電流等)に応じたセンス電流Isが流れるセンス抵抗905を、トランジスタ901及び902のエミッタ間に接続する。そうすると、監視対象電流の変化(従ってセンス電流Isの変化)に応じ、トランジスタ902に流れる電流の変化を通じてトランジスタ906がオン又はオフする。このため、監視対象電流の大きさに応じた過電流保護信号907をトランジスタ906から得ることができる。過電流保護信号907の論理値は、監視対象電流と閾電流との大小関係に応じて変化する。
特開2009−156835号公報
図10の回路を内包する集積回路を形成する場合、センス抵抗905は集積回路上でポリシリコン抵抗や拡散抵抗として形成されるが、ポリシリコン抵抗等の抵抗値は温度によって比較的大きく変化する。また、監視対象電流が流れる出力トランジスタ(不図示)のオン抵抗も温度によって比較的大きく変化する。更に、センス抵抗905及び上記オン抵抗の絶対精度も、高いものではない。一方、上述の閾電流の値は、センス抵抗905及び上記オン抵抗に依存する(この点については後述の説明からも明らかとなる)。故に、図10の回路では、閾電流に比較的大きなばらつきが生じる。閾電流のばらつきの増大は、監視対象電流の状態監視の高精度化を阻害する。
そこで本発明は、監視対象電流の状態監視の高精度化に寄与する電流監視回路を提供することを目的とする。
本発明に係る電流監視回路は、カレントミラーを形成する第1及び第2ミラートランジスタと、前記第1及び第2ミラートランジスタの夫々の一端に定電流を供給する定電流供給回路と、監視対象電流が流れる対象トランジスタと、前記対象トランジスタに並列接続され、前記監視対象電流に応じたセンス電流が流れる第1及び第2センストランジスタの直列回路と、前記第1ミラートランジスタに直列接続された第3センストランジスタと、前記第2ミラートランジスタに流れる電流に応じた監視結果信号を出力する監視出力回路と、を備え、前記第1及び第2ミラートランジスタの他端間に、直列に、前記第2及び第3センストランジスタが設けられることを特徴とする。
そして例えば、前記第1〜第3センストランジスタの内、少なくとも1つのセンストランジスタは、自身のオン抵抗が可変となるように形成された調整可能トランジスタであって良い。
具体的には例えば、前記調整可能トランジスタは、1以上のトランジスタから成る要素トランジスタが、複数、並列接続されて形成され、複数の要素トランジスタの内、オンとなっている1以上の要素トランジスタのオン抵抗にて前記調整可能トランジスタのオン抵抗が形成され、各要素トランジスタのオン、オフを制御することで、前記調整可能トランジスタのオン抵抗が制御されても良い。
また例えば、前記監視対象電流と閾電流との大小関係で前記監視結果信号の論理が変化し、前記閾電流は、前記対象トランジスタのオン抵抗と、前記第1〜第3センストランジスタのオン抵抗との比に応じた値を持つことができる。
また例えば、前記第2ミラートランジスタの一端に供給される定電流は、前記監視対象電流に応じて前記第2ミラートランジスタと前記監視出力回路に分流され、前記監視出力回路は、前記監視出力回路に分流される電流に応じて前記監視結果信号を出力して良い。
また例えば、前記監視結果信号に基づき、前記監視対象電流が過電流状態にあるか否かを判断し、判断結果に基づき所定の保護動作を行う制御回路を、当該電流監視回路に更に設けておいても良い。
また、上記の電流監視回路を集積化した集積回路を含む半導体装置を形成すると良い。
当該半導体装置に、基準電圧源と抵抗素子を用いて前記定電流を生成する定電流生成回路を備えておくことができる。この際、前記抵抗素子を、前記集積回路の外部に設けておくと良い。
また例えば、前記基準電圧源を、半導体のバンドギャップ電圧を用いて形成しておくと良い。
また、上記の半導体装置を備えた電気機器を形成しても良い。
本発明によれば、監視対象電流の状態監視の高精度化に寄与する電流監視回路を提供することが可能である。
本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。 参考実施例に係るOCP回路(過電流保護回路)及びその周辺回路を示す図である。 図2の回路の一部における抵抗値を説明するための図である。 本発明の第1実施例に係るOCP回路及びその周辺回路を示す図である。 図4の回路の一部における抵抗値を説明するための図である。 本発明の第2実施例に係る定電流生成回路の回路図である。 本発明の第3実施例に係り、OCP回路の一部の例を示す図である。 本発明の第3実施例に係り、OCP回路の一部の他の例を示す図である。 本発明に係る印刷用機器の外観図である。 電流監視を行うための従来回路図である。
以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、状態量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、状態量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。
図1は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システム1の概略ブロック図である。モータ駆動システム1は、モータドライバIC10(以下、単にIC10と呼ぶ)と、モータ20と、を備える。IC10は、制御回路11、プリドライバ12、ドライバ13及び過電流保護回路14(以下、OCP回路14と呼ぶ)を有する半導体集積回路であり、それらを集積化することで形成される。
制御回路11は、モータ20を所望の状態で回転駆動させることを指示するプリ駆動制御信号を生成する他、IC10の動作を統括的に制御する。プリドライバ12は、制御回路11からのプリ駆動制御信号に対してレベルシフトや波形成形を施すことで、ドライバ13に対する駆動制御信号を生成する。ドライバ13は、プリドライバ12からの駆動制御信号に基づいて、モータ20を構成するコイルに駆動電流を供給する。この駆動電流は、ドライバ13に設けられた出力段を介してモータ20に供給される。出力段は、例えば、互いに直列接続されたハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチより成り、出力段に対して所定の直流電圧が印加される。OCP回路14は、モータ20のコイルに流れる駆動電流を監視して、駆動電流の大きさに応じた過電流保護信号Socpを生成する。
尚、図1に示されていないが、IC10には、IC10の電源電圧Vccから所定の内部電圧Vregを生成するレギュレータ、電源電圧Vccの過電圧状態の発生有無を監視する過電圧保護回路、及び、IC10の異常温度状態の発生有無を監視する温度保護回路など、種々の回路ブロックが集積化されて設けられている。
制御回路11は、特に本発明に関連した機能として過電流保護機能を有する。過電流保護機能において、制御回路11は、OCP回路14からの過電流保護信号Socpに基づきモータ20への駆動電流が過電流状態にあるか否かを判断し、その判断結果に基づいて所定の保護動作を行う。信号Socpは、“1”又は“0”の論理値を持つデジタル信号であり、信号Socpの論理値が“1”のときに保護動作が行われる。保護動作は、例えば、モータ20の駆動停止や、IC10に接続されたホスト装置(不図示)に対する所定の異常信号の送信を含む。
以下、OCP回路14の具体的な構成例、OCP回路14の関連回路の構成例などを、複数の実施例の中で詳説する。尚、以下の説明において、内部電圧Vref等の各電圧の基準となる0V(ボルト)の電位を基準電位と呼び、基準電位を有する配線、金属層又は点をグランドと呼ぶ。
<参考実施例>
まず、図2を参照して、参考実施例を説明する。図2に、参考実施例に係るOCP回路14としてのOCP回路14Zを示すと共に、ドライバ13内の一部回路を示す。トランジスタM0は、上記ローサイドスイッチとして機能し、トランジスタM0のドレイン及びソース間にモータ20の駆動電流I2が流れる。トランジスタM1には、駆動電流I2に応じたセンス電流I1が流れる。トランジスタM1のオン抵抗は、トランジスタM0のオン抵抗のN倍に設定されている。尚、図2は、後述の図4との対比に供される回路図であり、図2の回路の動作及び機能は、後述の図4の説明をも参照することで明確化される。
図2の回路において、トランジスタM0、M1及び抵抗R0から成る回路部分についての計算式を考える(図3も参照)。トランジスタM0のオン抵抗をR2で表し、トランジスタM0のドレイン−ソース間電圧をVoにて表す。そうすると、この回路部分については、下記式(1)及び(2)が成立し、式(1)及び(2)より式(3)が導かれる。
Figure 0006302639
次に、トランジスタQ1及びQ2から成るカレントミラーの電流平衡状態、即ち、トランジスタQ2のエミッタにトランジスタM12からの定電流Irefが流れている状態における、トランジスタQ1及びQ2並びに抵抗R0及びR1から成る回路部分についての計算式を考える。電流平衡状態では、当該回路部分に関して式(4)が成立する。式(4)をI1について解くと、式(5)が得られる。式(5)を式(3)に代入すると、式(6)が得られる。
Figure 0006302639
例えば、定電流Irefが30μA(マイクロアンペア)、N=2410であって、且つ、抵抗R0、抵抗R1、オン抵抗R2が、夫々、500Ω(オーム)、4.5kΩ(キロオーム)、0.22Ωである場合、式(6)に示される駆動電流I2は、1.12A(アンペア)となる。
図2において、実際の駆動電流I2が式(6)の右辺の値を持つ閾電流を超えると、センス電流I1が式(5)の右辺の値よりも大きくなるため、トランジスタM12からの定電流Irefの一部又は全部がトランジスタQ3を介してトランジスタQ4のベースに供給され、結果、トランジスタQ4がオンとなって信号Socpはローレベルとなる。駆動電流I2が閾電流よりも小さければ、トランジスタM12からの定電流IrefはトランジスタQ4のベースに供給されずにトランジスタQ2を流れるため、トランジスタQ4はオフとなって信号Socpはハイレベルとなる。
図2の回路では、閾電流が、トランジスタM0のオン抵抗R2、並びに、抵抗R0及びR1に依存する。オン抵抗R2は、温度によって抵抗値が比較的大きく変化する。抵抗R0及びR1は、集積回路上でポリシリコン抵抗や拡散抵抗として形成されるが、そのような抵抗も温度によって抵抗値が比較的大きく変化する。また、オン抵抗R2並びに抵抗R0及びR1の絶対精度も、高いものではない。故に、図2の回路では、閾電流に比較的大きなばらつきが生じる。ここにおけるばらつきは、温度変化による閾電流のばらつきと、抵抗R0〜R2の抵抗値誤差による閾電流のばらつきを含む。
<<第1実施例>>
第1実施例として、OCP回路14の具体的構成例を説明する。図4に、第1実施例に係るOCP回路14としてのOCP回路14Aを示すと共に、ドライバ13内の一部回路を示す。
ドライバ13にはトランジスタM0が設けられ、OCP回路14AにはトランジスタM1〜M3が設けられている。トランジスタM0〜M3は、夫々、Nチャンネル型のMOSFET(MOS電界効果トランジスタ;metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)にて形成されている。OCP回路14Aには、更に、NPNバイポーラトランジスタであるトランジスタQ1〜Q4と、Pチャンネル型のMOSFETであるトランジスタM10〜M12と、抵抗41とが設けられる。トランジスタQ3及びQ4と抵抗41とによって監視出力回路50が形成される。OCP回路14Aには、モータ駆動システム1の構成要素に含まれる定電流生成回路42が接続されている。定電流生成回路42の全体をIC10内に設けることも可能であるが、定電流生成回路42の全部又は一部を、IC10の外部に設けることが可能である。
定電流生成回路42は定電流Irefを生成する。定電流生成回路42の出力端はトランジスタM10のドレインに接続されており、定電流生成回路42が生成した定電流IrefがトランジスタM10のドレインに流れる。トランジスタM10のドレインはトランジスタM10、M11及びM12の各ゲートに共通接続されており、また、トランジスタM10、M11及びM12のソースは、内部電圧Vregが印加される端子43に共通接続される。故に、トランジスタM10〜M12は、トランジスタM10を電流の入力側、トランジスタM11及びM12を電流の出力側とするカレントミラーを形成する。結果、トランジスタM11及びM12の夫々のドレインには定電流Irefが流れる。一方、トランジスタM11、M12のドレインは、夫々、トランジスタQ1、Q2のコレクタに接続される。故に、トランジスタM11、M12は、夫々、定電流Irefを、トランジスタQ1、Q2のコレクタに供給する第1、第2定電流源として機能する。
また、トランジスタQ1のベースは、トランジスタQ1のコレクタ及びトランジスタQ2のベースに共通接続され、トランジスタQ1及びQ2のエミッタ間にトランジスタM2及びM3の直列回路が設けられている。このように、トランジスタQ1及びQ2は、トランジスタM2及びM3での電圧降下がトランジスタQ1及びQ2のエミッタ間に印加される状態で、カレントミラーを形成している。より具体的には、トランジスタQ1のエミッタがトランジスタM3のドレインに接続され、トランジスタQ2のエミッタがトランジスタM2のドレインに接続され、トランジスタM2及びM3のソースはグランドに共通接続される。
トランジスタM0及びM1のドレインは、モータ20のコイルに接続されるべき端子44に共通接続される。トランジスタM0のソースはグランドに接続される。トランジスタM1のソース及びトランジスタM2のドレインは、トランジスタQ2のエミッタに共通接続される。
また、トランジスタQ3のコレクタ及びベースは互いに共通接続されていると共に、トランジスタQ2のコレクタにも接続される。トランジスタQ3のエミッタは、トランジスタQ4のベースに接続されている。トランジスタQ4のコレクタは抵抗41を介して端子43に接続され、トランジスタQ4のエミッタはグランドに接続される。トランジスタQ4のコレクタ電位が、過電流保護信号Socpの電位である。トランジスタQ4がオンのとき、信号Socpの電圧レベルはローレベルとなり、トランジスタQ4がオフのとき、信号Socpの電圧レベルはハイレベルとなる。ローレベルの信号Socpは、上述の保護動作が実行されるべき論理値“1”を有し、ハイレベルの信号Socpは、保護動作が実行されない論理値“0”を有する。
周知の如く、任意のトランジスタは、第1端、第2端及び制御端を有し、オンとは当該トランジスタの第1端及び第2端が導通する状態を指し、オフとは当該トランジスタの第1端及び第2端が非導通となる(遮断される)状態を指す。トランジスタがバイポーラトランジスタの場合、第1端及び第2端の何れか一方がコレクタであって他方はエミッタであり、制御端はベースである。トランジスタが電界効果トランジスタの場合、第1端及び第2端の何れか一方がドレインであって他方はソースであり、制御端はゲートである。
OCP回路14Aに設けられたゲート電圧供給回路51により、トランジスタM0及びM1のゲートにゲート電圧Vgate1が印加され、且つ、トランジスタM2のゲートにゲート電圧Vgate2が印加され、且つ、トランジスタM3のゲートにゲート電圧Vgate3が印加される。トランジスタM0〜M3の夫々はスイッチとして機能し、トランジスタM0及びM1がオンとされるとき、トランジスタM2及びM3もオンになるように、ゲート電圧Vgate1〜Vgate3が生成及び印加される。ゲート電圧Vgate1〜Vgate3は互いに同じ電位を有している(即ち例えば、トランジスタM0〜M3のゲートは共通接続される)。但し、ゲート電圧Vgate1〜Vgate3は互いに異なっていても良い。ゲート電圧Vgate1〜Vgate3の内、2つの電圧(例えば、Vgate2及びVgate3)のみが互いに共通であっても良い。トランジスタM0がオフであるときの信号Socpは無効である。故に、以下では、トランジスタM0がオンである状態を考える。
トランジスタM0は、上記ローサイドスイッチとして機能し、トランジスタM0のドレイン及びソース間にモータ20の駆動電流I2が流れる。トランジスタM1のソース及びドレイン間には、駆動電流I2に応じたセンス電流I1が流れる。上述したように、トランジスタM0のオン抵抗をR2で表す。この場合、トランジスタM1、M2、M3のオン抵抗が、夫々、“N・R2”、“M・R2”、“L・R2”となるように、トランジスタM0〜M3が形成されている。これを実現するために、トランジスタM1、M2、M3のソース面積が、夫々、トランジスタM0のソース面積の1/N倍、1/M倍、1/L倍となるように、IC10上でトランジスタM0〜M3を形成すれば良い。N、M及びLは、所定値を持ち、例えば数100〜数1000の値を持つ。当然であるが、トランジスタM0のオン抵抗とは、トランジスタM0がオンしているときの、トランジスタM0のソース及びドレイン間抵抗を指す(他の電界効果トランジスタについても同様)。
図4の回路の動作を説明する。まず、トランジスタM0〜M2から成る第1回路部分についての計算式を考える(図5も参照)。第1回路部分については、下記式(1A)及び(2A)が成立し、式(1A)及び(2A)より式(3A)が導かれる。即ち、“I2=(N+M)・I1”が成立する。
Figure 0006302639
次に、トランジスタQ1及びQ2から成るカレントミラーの電流平衡状態、即ち、トランジスタQ2のコレクタ−エミッタ間にトランジスタM12からの定電流Irefが流れている状態における、トランジスタQ1、Q2、M2及びM3から成る第2回路部分についての計算式を考える。電流平衡状態では、第2回路部分に関して式(4A)が成立する。式(4A)をI1について解くと、式(5A)が得られる。式(5A)を式(3A)に代入すると、式(6A)が得られる。
Figure 0006302639
例えば、定電流Irefが31.9μA(マイクロアンペア)であって、N=2410、M=2410且つL=21690である場合、式(6A)に示される駆動電流I2は、1.23A(アンペア)となる。
式(6A)の右辺の値は、駆動電流I2が過電流状態であるか否かを峻別する所定の閾電流ITHとして機能する。駆動電流I2が閾電流ITHよりも大きいとき、センス電流I1が式(5A)の右辺の値よりも大きくなるため、トランジスタM12からの定電流Irefの一部又は全部がトランジスタQ3を介してトランジスタQ4のベースに供給され、結果、トランジスタQ4がオンとなって信号Socpはローレベルとなる。駆動電流I2が閾電流ITHよりも小さければ、トランジスタM12からの定電流IrefはトランジスタQ4のベースに供給されずにトランジスタQ2を流れるため、トランジスタQ4はオフとなって信号Socpはハイレベルとなる。
このように、監視出力回路50は、トランジスタQ2のコレクタ−エミッタ間に流れる電流に応じた信号を、過電流保護信号Socpとして出力する。この際、駆動電流I2と閾電流ITHとの大小関係で過電流保護信号Socpの論理が変化する。より具体的には、トランジスタM12からトランジスタQ2のコレクタに向けて供給される定電流Irefは、駆動電流I2に応じてトランジスタQ2と監視出力回路50に分流され、監視出力回路50に分流される電流に応じて過電流保護信号Socpの論理が変化する。制御回路11は、ローレベルの信号Socpを受けたとき、駆動電流I2が過電流状態にあると判断して上述の保護動作を行う。
第1実施例によれば、トランジスタM0のオン抵抗とトランジスタM1〜M3の夫々のオン抵抗との比(換言すれば、トランジスタM0とトランジスタM1〜M3の夫々との間におけるソース面積比)によって閾電流ITHを設定することが可能であり、図2の回路と違って、閾電流ITHが、オン抵抗R2及び集積回路上抵抗(ポリシリコン抵抗など:図2のR0及びR1)の温度特性や、それらの抵抗値誤差の影響を受けない。このため、閾電流ITHのばらつきを小さく抑えることが可能である。また、特許文献1に示されるような、ICに対する外付け抵抗(特許文献1;図2の抵抗RNF)も不要である。
尚、トランジスタM0〜M2から成る第1回路部分についての計算式を考える場合、実際には、トランジスタQ2のエミッタ電流がトランジスタM2に流れるため、その計算式は、厳密には上述のもの(式(2A)及び(3A))と異なる。上述の説明では、第1回路部分についての計算式を考える場合、I2≒ITHにおいてトランジスタQ2のエミッタ電流はセンス電流I1よりも十分に小さいと仮定し、トランジスタQ2のエミッタ電流を無視した。この仮定が無かったとしても、閾電流ITHが、集積回路上抵抗(ポリシリコン抵抗など:図2のR0及びR1)の温度特性等の影響を受けないことに変わりはない。
<<第2実施例>>
第2実施例を説明する。第2実施例にて述べられた事項は、第1実施例と組み合わせられる。
図4の定電流生成回路42を、図6のように構成することができる。図6の定電流生成回路42は、基準電圧Vrefを生成及び出力する基準電圧源61と、抵抗62と、増幅器63と、NPN型バイポーラトランジスタとして形成されたトランジスタ64とを備え、トランジスタ64のコレクタ電流が定電流Irefとして生成される。故に、トランジスタ64のコレクタは、トランジスタM10のドレインに接続される(図4も参照)。増幅器63の非反転入力端子に基準電圧Vrefが印加される。トランジスタ64のエミッタは抵抗62を介してグランドに接続され、トランジスタ64のエミッタと抵抗62との接続点が増幅器63の反転入力端子に接続される。増幅器63の出力端子がトランジスタ64のベースに接続される。結果、抵抗62の抵抗値をR62で表すと、Iref=(Vref/R62)、となる(但しトランジスタ64のベース電流を無視)。トランジスタ64のコレクタ電流で図4のトランジスタM11及びM12のドレイン電流が定まるため、定電流生成回路42は、トランジスタM11、M12から供給される定電流Irefの値を設定する機能を有する。
ここで、IC10に抵抗62を外付けするためのパッド(不図示)を設けておき、抵抗62をIC10の外部に設けられた抵抗素子(金属皮膜抵抗等)にて形成しておく。これにより、図4及び図6の回路では、図2の回路と比べて、定電流Irefの温度特性を改善させることができる(図2の回路では、IC10上に形成されたポリシリコン抵抗等を用いて定電流Irefが生成されるため、定電流Irefの温度ばらつきが大きい)。加えて、基準電圧源61を半導体のバンドギャップ電圧を用いて形成しておくと良い(即ち例えば、基準電圧源61はバンドギャップリファレンスであると良い)。これにより、定電流Irefの温度特性を更に改善させることができる。上記式(6A)の右辺の値を持つ閾電流ITHは定電流Irefに依存するため、定電流Irefの温度特性の改善により、閾電流ITHの温度ばらつきを更に低減することができる。尚、基準電圧源61、増幅器63及びトランジスタ64は、IC10上に形成されていて良い。
閾電流の温度特性を、図2の回路と図4の回路との間で評価すると、以下の結果が得られた。図2の回路において、IC10の周囲温度が−60℃であるときに3.3Aであった閾電流は、周囲温度が150℃になると1.76Aまで減少した(変動量は1.54A)。一方、図4及び図6の回路を用いた場合、IC10の周囲温度が−60℃であるときに1.674Aであった閾電流は、周囲温度が150℃の状態で1.635Aであった(変動量は0.0301A)。このように、図2の回路構成では閾電流の温度ばらつきとして±1A程度を見込む必要があったが、第1、第2実施例の技術によって、閾電流の温度ばらつきを±0.1A以下に抑えることができた。また、抵抗62を可変抵抗器にて形成するなどして、定電流Irefを目標値に向けて調整できるよう構成しておけば、閾電流の精度を更に向上することができる。
<<第3実施例>>
第3実施例を説明する。第3実施例にて述べられた事項は、第1又は第2実施例と組み合わせられる。
図4のトランジスタM3を、図7のように構成しても良い。図7は、第3実施例に係るIC10内の一部の回路図である。図7において、トランジスタM3は、Nチャンネル型のMOSFETであるトランジスタ101〜103にて形成される。トランジスタ101及び102のドレインはトランジスタQ1のエミッタに共通接続され、トランジスタ101及び103のソースはグランドに共通接続される。トランジスタ102のソースとトランジスタ103のドレインは互いに接続される。トランジスタ101〜103間でソース面積を互いに異ならせることで、トランジスタ101〜103間で互いにオン抵抗を異ならせることも可能であるが、ここでは、トランジスタ101〜103の夫々のソース面積はトランジスタM0(図4参照)のソース面積の1/L’倍であり、結果、トランジスタ101〜103の夫々のオン抵抗は、トランジスタM0のオン抵抗R2のL’倍であるとする。
ゲート電圧供給回路51は、各トランジスタ101〜103にゲート電圧を供給することで、各トランジスタ101〜103のオン、オフを制御する。この際、ゲート電圧供給回路51は、図4のトランジスタM0をオンにするとき、トランジスタM3に対して第1オン制御、第2オン制御又は第3オン制御を選択的に行うことができる。第1オン制御では、トランジスタ101〜103の内、トランジスタ101のみがオンとされる。第2オン制御では、トランジスタ101〜103の内、トランジスタ102及び103のみがオンとされる。第3オン制御では、トランジスタ101〜103の全てがオンとされる。
従って、トランジスタM3のオン抵抗(L・R2)は、第1オン制御の実行時において“L’・R2”となり、第2オン制御の実行時において“2・L’・R2”となり、第3オン制御の実行時において“(2/3)・L’・R2”となる。つまり、トランジスタM3のオン抵抗を最大3段階で可変することができ、結果、閾電流ITHを最大3段階で可変設定できる。閾電流ITHを可変できれば、例えば、モータ20の種類やモータ20の動作モードに応じて適切な閾電流ITHを設定することができる。
このように、複数の要素トランジスタを並列接続することでトランジスタM3を形成しておくことができる。図7の例において、第1要素トランジスタはトランジスタ101そのものであり、第2要素トランジスタはトランジスタ102及び103から成る。トランジスタM3のオン抵抗は、複数の要素トランジスタの内、オンとなっている1以上の要素トランジスタのオン抵抗にて形成される。故に、ゲート電圧供給回路51は、各要素トランジスタのオン、オフを制御することで、トランジスタM3のオン抵抗を制御することができる。
トランジスタM3を形成する要素トランジスタの個数は3以上でも良い。例えば、図8に示す如く、上述の第1及び第2要素トランジスタに加えて、第3要素トランジスタをトランジスタM3に加えても良い。第3要素トランジスタは、各々がトランジスタ101と同じ構造を持つトランジスタ104〜106の直列回路から成り、第1及び第2要素トランジスタと同様、トランジスタQ1のエミッタとグランドとの間に直列に介在する。ゲート電圧供給回路51は、各要素トランジスタにゲート電圧を供給することで、各要素トランジスタのオン、オフを個別に制御できる。尚、或る要素トランジスタのオンとは、当該要素トランジスタ内のトランジスタが全てオンとされる状態を指し、或る要素トランジスタのオフとは、当該要素トランジスタ内のトランジスタが全てオフとされる状態を指す。図8の回路を用いると、トランジスタM3のオン抵抗を最大7段階で可変することができ、結果、閾電流ITHを最大7段階で可変することができる。
図7又は図8の構成を用いることで、自身のオン抵抗が可変とされたトランジスタを調整可能トランジスタ(オン抵抗可変トランジスタ)と呼ぶ。図7及び図8の例では、トランジスタM3を調整可能トランジスタにしているが、トランジスタM1又はM2に、図7又は図8のトランジスタM3と同様の回路構成を持たせることで、トランジスタM1又はM2を調整可能トランジスタとして形成しておいても良い。トランジスタM1を調整可能トランジスタとして形成する場合、図7又は図8のトランジスタM3と同様、複数の要素トランジスタを並列接続することでトランジスタM1を形成すれば良く、トランジスタM1のオン抵抗は、複数の要素トランジスタの内、オンとなっている1以上の要素トランジスタのオン抵抗にて形成されことになる。ゲート電圧供給回路51は、各要素トランジスタのオン、オフを制御することで、トランジスタM1のオン抵抗を制御できる。トランジスタM2を調整可能トランジスタにする場合も同様である。トランジスタM1、M2及びM3の内、任意の2以上のトランジスタを調整可能トランジスタにしておくことも可能である。
<<変形等>>
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。
上述のIC10内に、電流監視回路が内在している。IC10は、電流監視回路を集積化した集積回路を含む半導体装置である。上述の実施形態において、電流監視回路は、OCP回路14を構成要素として含んでいる。ゲート電圧供給回路51も電流監視回路に含まれていて良い。制御回路11の一部又は全部も電流監視回路に含まれうる。定電流生成回路42の一部又は全部も電流監視回路に含まれうる。
電流監視回路は、カレントミラーを形成する第1及び第2ミラートランジスタ(Q1、Q2)と、前記第1及び第2ミラートランジスタの夫々の一端に定電流を供給する定電流供給回路(M10〜M12)と、監視対象電流(I2)が流れる対象トランジスタ(M0)と、前記対象トランジスタに並列接続され、前記監視対象電流に応じたセンス電流(I1)が流れる第1及び第2センストランジスタ(M1、M2)の直列回路と、前記第1ミラートランジスタに直列接続された第3センストランジスタ(M3)と、前記第2ミラートランジスタに流れる電流に応じた監視結果信号(Socp)を出力する監視出力回路(50)と、を備えており、前記第1及び第2ミラートランジスタの他端間に、直列に、前記第2及び第3センストランジスタが設けられる。
上述の実施形態においては、ドライバ13内のローサイドスイッチとしてのトランジスタM0が対象トランジスタになっているが、対象トランジスタは、ドライバ13内のハイサイドスイッチであっても良い。この他、任意のトランジスタを対象トランジスタにしても良い。
IC10又は電流監視回路を形成する各トランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。従って、上述の各回路におけるMOSFETを、接合型FET又はバイポーラトランジスタに置き換えても良いし、上述の各回路におけるバイポーラトランジスタを、接合型FET又はMOSFETに置き換えても良い。また、Nチャンネル型のFETとして形成されたトランジスタがPチャンネル型のFETとして形成されるように上述の各回路を変形しても良いし、その逆も可能である。同様に、NPN型バイポーラトランジスタとして形成されたトランジスタがPNP型バイポーラトランジスタとして形成されるように上述の各回路を変形しても良い。
上述のIC10又はIC10を含むモータ駆動システム1を、任意の電気機器に搭載することができる。電流I2は、当該電気機器内の任意の電気部品に流れる電流であって良い。モータ20は、任意の種類のモータであって良く、例えば、ステッピングモータ、ブラシ付きモータ、ブラシレスモータ(三相ブラシレスモータを含む)である。モータ駆動システム1を搭載した電気機器は、モータ20を利用する任意の機器であり、例えば、図9に示すような印刷用機器(プリンタ又は複写機等)、スキャナ、ハードディスク装置、ハードディスク装置を内蔵するパーソナルコンピュータ、空調機器、監視カメラである。印刷用機器では、用紙を移動させる際(即ち紙送りの際に)モータ20が利用される。監視カメラでは、カメラの首振り用の動力にモータ20が利用される。
尚、監視対象電流はモータ20の駆動電流以外でも良い。従って、上記電気機器にモータ20が搭載されている必要は必ずしも無く、対象トランジスタを用いたスイッチングレギュレータ、LED装置等を形成しても良い。つまり例えば、対象トランジスタは、スイッチングレギュレータを形成するスイッチングトランジスタ又はLED(Light Emitting Diode)に電流を供給する出力トランジスタであっても良く、この場合、スイッチングトランジスタ又は出力トランジスタに流れる電流が監視対象電流となる。
1 モータ駆動システム
10 モータドライバIC
11 制御回路
12 プリドライバ
13 ドライバ
14、14A、14Z 過電流保護回路(OCP回路)
20 モータ
42 定電流生成回路
50 監視出力回路
M0〜M3 トランジスタ(Nチャンネル型のMOSFET)
M10〜M12 トランジスタ(Pチャンネル型のMOSFET)
Q1〜Q4 トランジスタ(NPN型バイポーラトランジスタ)

Claims (10)

  1. カレントミラーを形成する第1及び第2ミラートランジスタと、
    前記第1及び第2ミラートランジスタの夫々の一端に基準電圧に基づき抵抗素子に流れる電流として定電流を供給する定電流供給回路と、
    監視対象電流が流れる対象トランジスタと、
    前記対象トランジスタに並列接続され、前記監視対象電流に応じたセンス電流が流れる第1及び第2センストランジスタの直列回路と、
    前記第1ミラートランジスタに直列接続された第3センストランジスタと、
    前記第2ミラートランジスタに流れる電流に基づき、前記監視対象電流と閾電流との大小関係に応じた監視結果信号を出力する監視出力回路と、を備え、
    前記第1及び第2ミラートランジスタの他端間に、直列に、前記第2及び第3センストランジスタが設けられるとともに、前記基準電圧をVref、前記抵抗素子の抵抗値をR、前記定電流をIref、前記第1、第2及び第3センストランジスタのソース面積を、夫々、前記対象トランジスタのソース面積の1/N倍、1/M倍、1/L倍とし、前記閾電流をI TH としたとき、以下の諸式を満足する
    ことを特徴とする電流監視回路
    Figure 0006302639
  2. 前記第1〜第3センストランジスタの内、少なくとも1つのセンストランジスタは、自身のオン抵抗が可変となるように形成された調整可能トランジスタである
    ことを特徴とする請求項1に記載の電流監視回路。
  3. 前記調整可能トランジスタは、1以上のトランジスタから成る要素トランジスタが、複数、並列接続されて形成され、複数の要素トランジスタの内、オンとなっている1以上の要素トランジスタのオン抵抗にて前記調整可能トランジスタのオン抵抗が形成され、
    各要素トランジスタのオン、オフを制御することで、前記調整可能トランジスタのオン抵抗が制御される
    ことを特徴とする請求項2に記載の電流監視回路。
  4. 前記閾電流は、前記対象トランジスタのオン抵抗と、前記第1〜第3センストランジスタのオン抵抗との比に応じた値を持つ
    ことを特徴とする請求項1〜3の何れかに記載の電流監視回路。
  5. 前記第2ミラートランジスタの一端に供給される定電流は、前記監視対象電流に応じて前記第2ミラートランジスタと前記監視出力回路に分流され、前記監視出力回路は、前記監視出力回路に分流される電流に応じて前記監視結果信号を出力する
    ことを特徴とする請求項1〜4の何れかに記載の電流監視回路。
  6. 前記監視結果信号に基づき、前記監視対象電流が過電流状態にあるか否かを判断し、判断結果に基づき所定の保護動作を行う制御回路を更に備えた
    ことを特徴とする請求項1〜5の何れかに記載の電流監視回路。
  7. 請求項1〜6の何れかに記載の電流監視回路を集積化した集積回路を含む
    ことを特徴とする半導体装置。
  8. 前記抵抗素子、前記集積回路外部のものであるとともに、
    前記抵抗素子を外付けするためのパッドを有する
    ことを特徴とする請求項7に記載の半導体装置。
  9. 前記基準電圧を供給する基準電圧源を、半導体のバンドギャップ電圧を用いて形成した
    ことを特徴とする請求項7又は8に記載の半導体装置。
  10. 請求項7〜9の何れかに記載の半導体装置を備えた
    ことを特徴とする電気機器。
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