JP6383940B2

JP6383940B2 - モータ駆動装置

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Publication number: JP6383940B2
Application number: JP2014043541A
Authority: JP
Inventors: 義典竹岡; 田中　秀尚; 秀尚田中
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2014-03-06
Filing date: 2014-03-06
Publication date: 2018-09-05
Anticipated expiration: 2034-03-06
Also published as: JP2015171206A

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置に関する。

従来、この種のモータ駆動装置では、例えば特許文献１に開示されたように、モータの還流電流により位置検出が正確に取れなくなるのを防ぐため、還流電流による発生するスパイク電圧を検出したときにマスク信号を生成し、あらかじめ定めた時間経過によって解除して位置を検出しながら駆動している。

図９はスパイク電圧のマスク期間をあらかじめ定めた時間によって設定する第二の従来のモータ駆動装置のブロック図を示す。図９に示すように交流電源３０１は整流平滑部３０２の３０２（ａ）〜３０２（ｄ）によって整流される。その後３０２ｅによって平滑され、インバータ３０３に入力する。インバータ３０３は、６個のスイッチング素子を３相ブリッジ接続することにより構成される。インバータ３０３は直流電力を所定の周波数の交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータ３０４に入力する。位置検出部３０５はブラシレスＤＣモータに流れる３相の電流のうち１相の電流を検出し、検出した電流値に応じて、位置検出マスク時間設定部３０６によって位置検出マスク時間が設定される。

位置検出部３０５は、インバータ３０３の出力端子の電圧に基づき、ブラシレスＤＣモータ３０４の回転により発生する誘起電圧の情報を取得する。この情報を基に位置検出部３０５は、ブラシレスＤＣモータ３０４の回転子３０４ａの相対位置を検出する。ただし、位置検出マスク時間設定部３０６によって設定されたマスク時間が終了するまで誘起電圧の情報は取得しない。位置検出部３０５で検出した相対位置により、通電巻線切換部３０７では通電相の切り替えを行い、通電巻線切換部３０７が決定した通電相に基づきドライブ部３０８がインバー３０３のスイッチング素子３０４ａ〜３０４ｆを駆動する。

特開平１０−０２８３９５号公報

しかしながら上記従来の構成は、時間によってマスク期間が決定されるため、モータの電流が急激に変化する場合はスパイク幅が変動するため、あらかじめ設定されたマスク期間では対応できず、位置検出が不正確となり電流に乱れが発生し、モータの効率が低下するなどの課題があった。

本発明は上記従来の課題を解決するもので、モータ電流の急激な変化に対しても安定した電流波形で駆動し、高効率な運転を可能にするモータ駆動装置を提供する。

本発明のモータ駆動装置は、交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記還流電流用ダイオードに電流が流れている間に端子電圧に発生するスパイク電圧を検出し前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧に現れる誘起電圧から回転子の回転位置を検出する端子電圧検出部と、前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する電力の供給タイミングを前記端子電圧検出部の情報に基づき通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波で前記インバータに出力するドライブ部を有するモータ駆動装置において、前記ドライブ部は、スパイク電圧が発生している期間に対し閾値を定め、この閾値よりも長くスパイク電圧が発生した場合は、前記閾値のタイミングを矩形波の通電を切り替える基準となる前記回転子の位置を検出したものとみなし、誘起電圧から回転子の基準となる位置を検出したときと同様の矩形波を前記ドライブ部から前記インバータに出力するもので、前記閾値は、６０ｄｅｇより長く設定し、前記閾値を超過した際の次回の閾値を６０ｄｅｇより短く設定する。

かかる構成によれば、スパイク電圧が確実に終了した後に位置検出を行うため、電流の急激な変化に対しても、誘起電圧とスパイク電圧を分けることができ、モータ位相の遅れやスパイク電圧を誘起電圧が閾値を超過した状態と誤検出することなく、正確な位置検出を行うことで安定した電流波形で駆動する。また、スパイク電圧の消失が確認できないと判断する時間を６０ｄｅｇ相当より長く設定すれば、より幅広い速度変動や電流変動に対応が可能となる。ただし、次回のスパイク電圧の消失が確認できないと判断する時間は６０ｄｅｇより短くし遅れ位相の可能性に対して進角を進み側に変更する。

本発明のモータ駆動装置は、電流の急激な変化が起きた場合であっても、正確な位置検出を行い安定した電流波形で駆動し、高効率な運転が可能となるモータ駆動装置を提供できる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図同実施の形態における駆動信号波形を示すタイミング図同実施の形態における駆動信号と電流波形の関係を示す波形図同実施の形態における電流経路を示す経路図従来のモータ駆動装置の母線電圧波形を示す波形図同実施の形態における母線電圧波形を示す波形図同実施の形態における誘起電圧０クロスが検出可能な端子電圧波形を示す波形図同実施の形態における誘起電圧０クロスが検出不可能な端子電圧波形を示す波形図同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの要部断面図従来のモータ駆動装置のブロック図

交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記還流電流用ダイオードに電流が流れている間に端子電圧に発生するスパイク電圧を検出し前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧に現れる誘起電圧から回転子の回転位置を検出する端子電圧検出部と、前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する電力の供給タイミングを前記端子電圧検出部の情報に基づき通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波で前記インバータに出力するドライブ部を有するモータ駆動装置において、前記ドライブ部は、スパイク電圧が発生している期間に対し閾値を定め、この閾値よりも長くスパイク電圧が発生した場合は、前記閾値のタイミングを矩形波の通電を切り替える基準となる前記回転子の位置を検出したものとみなし、誘起電圧から回転子の基準となる位置を検出したときと同様の矩形波を前記ドライブ部から前記インバータに出力するもので、前記閾値は、６０ｄｅｇより長く設定し、前記閾値を超過した際の次回の閾値を６０ｄｅｇより短く設定するため、電流の急激な変化に対しても、位置検出とスパイク電圧を分けることができ、モータ位相の遅れやスパイク電圧を誘起電圧と誤検出することなく、正確な位置検出を行うことで安定した電流波形で駆動することとなり、電流の急激な変化が起きた場合であっても、正確な位置検出を行い安定した電流波形で駆動し、高効率な運転が可能なモータ駆動装置を提供できる。

また、特に第１の発明の前記ドライブ部はスパイク電圧が発生している期間に対し閾値を定め、この閾値よりも長くスパイク電圧が発生した場合は、前記閾値のタイミングを矩形波の通電を切り替える基準となる前記回転子の位置を検出したものとみなし、誘起電圧から回転子の基準となる位置を検出したときと同様の矩形波を前記ドライブ部から前記インバータに出力するとしたことで、スパイク電圧によって、誘起電圧が隠れてしまうような負荷の大きな状態であっても、適切なタイミングで転流を行うことができ、安定した駆動を行うことができる。また、スパイク電圧の消失が確認できないと判断する時間を６０ｄｅｇ相当より長く設定すれば、より幅広い速度変動や電流変動に対応が可能となる。ただし、次回のスパイク電圧の消失が確認できないと判断する時間は６０ｄｅｇより短くし遅れ位相の可能性に対して進角を進み側に変更する。

第２の発明は、特に第１の発明の前記平滑部は前記交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定した小容量のコンデンサとリアクタで構成されるとしたことにより、モータ駆動装置は小型となり、前記交流電源の略２倍の周期で前記モータに流れる電流が大きく脈動しスパイク電圧幅が大きく変動することとなっても、スパイク電圧が消失するのを検出し、正確な位置検出が可能となるため、安定して駆動可能な小型のモータ駆動装置を提供することができる。

第３の発明は、特に第１または第２の発明のブラシレスＤＣモータはレシプロ圧縮機を駆動させる動力とするものである。往復運動を行うレシプロタイプは、冷媒の圧縮工程と吸入工程で負荷が大きく異なり、それに合わせて電流および速度が変動するが、スパイク電圧の消失を待って位置検出を行うことにより、圧縮機の圧縮および吸入工程でも適切に前記ブラシレスＤＣモータの回転子の位置を検出することができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置２２は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ５を駆動する。以下、モータ駆動装置２２について説明する。

整流回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄで構成される。

平滑部３は整流回路２の出力側に接続され、整流回路２の出力を平滑する。平滑コンデンサ３ｅと、リアクタ３ｆとから構成される。平滑部３からの出力はインバータ４に入力される。

また、平滑コンデンサ３ｅとリアクタ３ｆは、共振周波数が交流電源周波数の４０倍より高い周波数になるように設定される。これによって、共振周波数による電流は電源高調波規制の範囲外となり、高調波電流を低減することができる。また、平滑コンデンサ３ｅをこのような値とすることで、母線電圧は大きなリプル成分を含み、交流電源１から平滑コンデンサ３ｅに流れる電流も交流電源１の周波数成分に近い電流となるため高調波電流を低減することができる。

なお、リアクタ３ｆは、交流電源１と平滑コンデンサ３ｅの間に挿入するため、整流ダイオード２ａ〜２ｄの前後どちらでも構わない。更にリアクタ３ｆは、高周波除去手段を構成するコモンモードフィルタを回路に設けた場合、高周波除去手段のリアクタンス成分との合成成分を考慮する。

インバータ４は、平滑部３からの電圧に交流電源１の電源周期の２倍周期で大きなリプル成分を含んだ直流電力を交流電力に変換する。インバータ４は、６個のスイッチング素子４ａ〜４ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、６個の還流電流用ダイオード４ｇ〜４ｌは、各スイッチング素子４ａ〜４ｆに、逆方向に接続される。

ブラシレスＤＣモータ５は、永久磁石を有する回転子５ａと、３相巻線を有する固定子５ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ５は、インバータ４により作られた３相交流電流が固定子５ｂの３相巻線に流れることにより、回転子５ａを回転させる。

端子電圧検出部６は、本実施の形態においてはブラシレスＤＣモータ５の端子電圧を取得する。還流電流が流れている間、端子電圧はインバータ４の直流母線電圧のＰ側またはＮ側と還流電流用ダイオード４ｇ〜４ｌの電圧降下分だけ電位差を持って張り付くことになるので、端子電圧検出部６が端子電圧を取得することで、還流電流が流れている状態のスパイク電圧の発生有無を検出することができる。一方で、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａの磁極相対位置を検出する。具体的には、位置検出部は、固定子５ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子５ａの相対的な回転位置を検出している。

また、スパイク電圧と誘起電圧のゼロクロスの基準となる電圧は３相分の端子電圧から仮想中点を作っても良いし、直流母線電圧を取得しその電圧としても良い。本実施の形態では仮想中点とする。

ドライブ部７は端子電圧検出部６で検出された情報からスパイク電圧が消失し、誘起電圧から検出されるブラシレスＤＣモータの回転子５ａの位置に基づき、インバータ４がブラシレスＤＣモータ５の３相巻線に供給する電力の供給タイミングとＰＷＭ制御するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ４のスイッチング素子４ａ〜４ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子５ｂに最適な交流電力が印加され、回転子５ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ５が駆動される。

また、ドライブ部７では端子電圧検出部６で検出した位置の変化の速度からブラシレスＤＣモータの駆動速度を推定する。この推定した速度を元にスパイク電圧が発生または予め定めておいた誘起電圧の特定の位置を検出してから所定の時間経過してもなお、スパイク電圧の消失が検出されなかった場合、位置検出が発生したとみなしインバータ４がブラシレスＤＣモータ５の３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。ＰＷＭデューティ幅は位置情報から計算した速度情報と目標速度の差分から決定する。

次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２を用いた電気機器について説明する。電気機器の一例として、冷蔵庫２１について説明する。

冷蔵庫２１には圧縮機１７が搭載されているが、ブラシレスＤＣモータ５の回転子５ａの回転運動は、クランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変換される。クランクシャフトに接続されたピストン（図示せず）は、シリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、シリンダ内の冷媒を圧縮する。つまり、ブラシレスＤＣモータ５と、クランクシャフト、ピストン、シリンダにより、圧縮機１７が構成される。

圧縮機１７の圧縮方式（機構方式）は、ロータリー型やスクロール型など、任意の方式が用いられる。本実施の形態においては、レシプロ型の場合について説明する。レシプロ型の圧縮機１７は吸入と圧縮の工程でのトルク変動が大きく、速度および電流値が大きく変動するため、スパイク幅を速度や転流前の電流などで一律に推定することが困難である。

圧縮機１７で圧縮された冷媒は、凝縮器１８、減圧器１９、蒸発器２０を順に通って、再び圧縮機１７に戻るような冷凍サイクルを構成する。この時、凝縮器１８では放熱を、蒸発器２０では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。この冷凍サイクルを搭載して冷蔵庫２１が構成される。ここで、別な電気機器の例としては、送風機があり、ブラシレスＤＣモータ５が駆動する送風機のファンを備えたものがある。

以上のように構成されたモータ駆動装置２２について、その動作を説明する。まず、駆動信号とＰＷＭ出力する相の決定に関して説明する。図２は電気角１周期の本実施の形態
におけるインバータ４の駆動信号波形を示すタイミング図である。

図２において、それぞれの波形はスイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅ、４ｂ、４ｄ、４ｆをオン／オフするためのドライブ信号で、スイッチング素子４ａ〜４ｆは駆動信号がハイのときにスイッチング素子をオンさせるアクティブハイの素子である。スイッチングアーム決定部１０では図２に示すように、３０ｄｅｇを基準に６０ｄｅｇごとにＰＷＭ出力する側のアームを切り換えるように予めテーブルを持っている。上アームがＰＷＭ出力する位相は３０〜９０ｄｅｇ、１５０〜２１０ｄｅｇ、２７０〜３３０ｄｅｇとなり、それ以外の位相では下アームがＰＷＭ出力を行う。ＰＷＭ出力を行っていない側のアームはその間オン出力となるよう設定している。どの相に通電するかは波形生成部１１で行っており、本実施の形態では１２０ｄｅｇ矩形波で行っているため、上側アームのスイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅをそれぞれ１２０ｄｅｇずつずらして通電している。下側アームも同様に１２０ｄｅｇずつずらして、スイッチング素子４ｂ、４ｄ、４ｆを通電している。スイッチング素子４ａと４ｂ、４ｃと４ｄ、４ｅと４ｆはそれぞれお互いの通電期間の間に６０ｄｅｇずつのオフ期間が存在する。

なお、本実施の形態では１２０ｄｅｇ通電で説明しているが、１５０ｄｅｇなど広角での駆動も可能で１２０ｄｅｇでの制御同様オフした通電相と反対側のアームをオン状態にするだけで容易に実現が可能である。広角にすることで電流ピークが下がることと、電流のコギング成分が低減されるため、駆動速度と極数の積によって現れる周波数成分の電源高調波が緩和される。

次に、ブラシレスＤＣモータの通電相が切り換わる際の駆動信号波形と電流の流れについて図３および図４を用いて説明する。図３は通電相が切り換わるタイミングを拡大した本実施の形態における駆動信号と電流波形の関係を示す図である。図４は本実施の形態における電流経路を示す図である。

図３におけるＶ相電流とはスイッチング素子４ｃと４ｄにつながる固定子５ｂの巻き線に流れる電流で、母線電流とは平滑コンデンサ３ｅからインバータ４に流れる電流を示している。

図３の（４）から（５）に通電パターンが切り換わるときの位相は図２の９０ｄｅｇとなっている。図３の（１）と（３）は同じ電流経路を通り、図４の（ａ）に示すように平滑コンデンサ３ｅからインバータ４のスイッチング素子４ａと４ｊを通り再び平滑コンデンサ３ｅに戻る電流経路を通る。

また、図３の（２）と（４）は同じ電流経路を通り、図４の（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ３ｅからの電流経路は無く、スイッチング素子４ａを流れていた電流は還流電流用ダイオード４ｈを通り、還流電流となる。

この状態で、図３の（４）から（５）に移り、通電相が切り換わると、図４（ｃ）に示す電流経路となる。位相が９０ｄｅｇであるので、通電相が切り換わると同時に、ＰＷＭ出力する相は上アームから下アームに切り換わる。これによって、スイッチング素子４ａはオン出力になり、スイッチング素子４ｆはＰＷＭ出力を開始する。つまり通電相の切り換えと同時に、出力を停止した通電相（下アーム）と反対側のアーム（上アーム）の通電相をオン出力したこととなる。出力を停止した通電相側のアーム（下アーム）で次に出力を開始する通電相はＰＷＭ出力となり、ＰＷＭ出力による制御は継続して可能となる。ただし、図３の（５）の区間ではＰＷＭがオフタイミングであるため即座にオンとはならない。

このように、下アームであるスイッチング素子４ｄの出力が停止したと同時に、スイッチング素子４ａをオン出力としているので、Ｖ相電流は還流電流用ダイオード４ｉを通ったあとスイッチング素子４ａを通りブラシレスＤＣモータ５へと電流が流れるループが形成される。スイッチング素子４ａのオンは６０ｄｅｇの間保たれるので、Ｖ相電流が０になるまでスイッチング素子４ａはオンを継続することとなり、平滑コンデンサ３ｅへの電流経路は発生せず、母線電圧が上昇することは無い。

一方で、従来の一般的なＰＷＭ制御では上側か下側片方をＳＷするため、仮に上側を常時ＳＷしているとすると、９０ｄｅｇで通電相が切り替わるときにＰＷＭがオフしているタイミングでは電流が流れていた相の電流経路がなくなるため、回生が発生し平滑コンデンサ３ｅにエネルギーが戻り母線電圧が上昇してしまう。

また、図３の（６）の区間でもＶ相電流は流れているが、スイッチング素子４ａがオンしているため、図３の（５）の区間と同様に、Ｖ相電流が平滑コンデンサ３ｅに戻る経路は発生しない。このときスイッチング素子４ｆが通電相切り換え後初めてオンするため、図４の（ｄ）の電流が流れ始め母線電流が流れ始める。図３の（７）の区間ではＶ相電流が０となったため、図４の（ｄ）の電流経路のみとなる。図３の（８）の区間では、図４の（ｅ）に示すような従来同様のＰＷＭオフときの電流経路となり、平滑コンデンサ３ｅへの経路は同様に発生せず母線電圧の上昇は起こらない。

通電相を切り換えた際の従来の母線電圧波形を図５Ａに本実施の形態の通電相を切り換えた際の母線電圧波形を図５Ｂに示す。従来の方式では平滑コンデンサ３ｅにエネルギーがチャージされる経路が存在するため、小容量の平滑コンデンサ３ｅでは図５Ａのアに示すように母線電圧が急激に上昇している。一方、本実施の形態の図５Ｂの母線電圧波形では母線電圧の上昇が発生しておらず安定した滑らかな駆動が可能となる。

次に、端子電圧検出部６の動作について図４、図６および図７を用いて説明する。図６は同実施の形態における誘起電圧の０クロスが検出可能な端子電圧波形を示す図である。図７は同実施の形態における誘起電圧０クロスが検出不可能な端子電圧波形を示す図である。

まず、図６において、９０ｄｅｇのタイミングで、スイッチング素子４ａがＰＷＭからオン出力に切り替わり、スイッチング素子４ｄはオンからオフに切り替わり、スイッチング素子４ｆはＰＷＭ出力に切り替わる。このとき、図４の（ｃ）に示すようにスイッチング素子４ｃと４ｄにつながる出力端子に流れる電流は還流電流用ダイオード４ｉを通り、スイッチング素子４ｃと４ｄにつながる端子電圧にはスパイク電圧が現れる。図６においては、（１）のタイミングまでスパイク電圧が発生している。端子電圧検出部６は母線電圧÷２よりも低い電圧となったことを検出し、スパイク電圧が消失したことを把握する。次に１２０ｄｅｇのタイミングで誘起電圧０クロスが発生するため、端子電圧検出部６は母線電圧÷２を端子電圧が越えたことを検出し、位置検出が発生したことを検出する。位置検出が発生した場合は、前回位置検出として処理されたタイミングから今回の位置検出までの時間を記録し、この時間をもとに速度を算出する。

一方で、図７において、図６同様９０ｄｅｇのタイミングでスイッチング素子４ａがＰＷＭからオン出力に切り替わり、スイッチング素子４ｄはオンからオフに切り替わり、スイッチング素子４ｆはＰＷＭ出力に切り替わる。このとき、図４の（ｃ）に示すようにスイッチング素子４ｃと４ｄにつながる出力端子に流れる電流は還流電流用ダイオード４ｉを通り、スイッチング素子４ｃと４ｄにつながる端子電圧にはスパイク電圧が現れる。図７においては（２）のタイミングまでスパイク電圧が発生している。スパイク電圧が消失するタイミングは誘起電圧０クロスとなる１２０ｄｅｇよりも後に発生しているため、端
子電圧検出部６は母線電圧÷２を端子電圧が下回ったことを検出できず、スパイク電圧の消失を検出できないこととなる。

しかし、本実施の形態ではドライブ部７は９０ｄｅｇの転流のタイミングで、タイマをスタートさせており速度から計算した６０ｄｅｇ相当の時間が経過した場合は３０ｄｅｇ相当の時間に位置検出が発生したとみなし、６０ｄｅｇ相当のタイミングで転流を行う。これにより、スパイク電圧が誘起電圧０クロスを隠すような場合であっても、適切なタイミングでの転流が可能となる。また、スパイク電圧の終わりを検出しているため、負荷変動や母線電圧変動などブラシレスＤＣモータ５が遅れ位相となり転流後すぐに位置検出タイミングが発生する場合であっても、予め定めたマスク期間がないため正確な位置検出を行うことができる。また、本実施の形態ではスパイク電圧の消失が確認できないと判断する時間を６０ｄｅｇ相当としたが、時間を短く設定すれば、進角が大きくなるため次回位置検出では転流から位置検出が発生するまでの時間が長くなり、誘起電圧０クロスによる位置検出が行える。また、スパイク電圧の消失が確認できないと判断する時間を６０ｄｅｇ相当より長く設定すれば、より幅広い速度変動や電流変動に対応が可能となる。ただし、次回のスパイク電圧の消失が確認できないと判断する時間は６０ｄｅｇより短くし遅れ位相の可能性に対して進角を進み側に変更する。

次に、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ５の構造について説明する。図６は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ５の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。

回転子５ａは、鉄心５ｇと４枚のマグネット５ｃ〜５ｆとから構成される。鉄心５ｇは、０．３５〜０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット５ｃ〜５ｆは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット５ｃ〜５ｆとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。

このような構造の回転子５ａにおいて、回転子５ａの中心から、１つのマグネット（例えば５ｆ）の中央に向かう軸をｄ軸とし、回転子５ａの中心から、１つのマグネット（例えば５ｆ）とこれに隣接するマグネット（例えば５ｃ）との間に向かう軸をｑ軸とする。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。

また、永久磁石にネオジウムなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。

次に、本実施の形態のモータ駆動装置２２を冷蔵庫２１や空気調和機に用いて、圧縮機１７を駆動した場合について説明する。従来のモータ駆動装置では平滑コンデンサやリアクタが大きくなりシステムに組み込むには大きなスペースが必要であった。しかしながら、本実施の形態では平滑コンデンサを４００μＦ程度必要であったものを数μＦに低減することが可能となり、体積にして１／３以下に低減できる。また、冷蔵庫２１のような低負荷での駆動であれば、リアクタも数ミリＨあったものをフィルタのインダクタンス成分で賄うことが可能となり、大幅なサイズダウンと低コスト化が可能となる。

一定速でのみ駆動するコンプレッサ制御のシステムにおいて、従来の可変速度駆動が可能なモータ駆動装置ではスペースが狭く容易に組み込むことができなかった。しかしながら、本実施の形態では非常に小型化できるため、設置スペースの制約が緩和され、可変速度駆動が可能なモータ駆動装置を、一定速でのみ駆動するコンプレッサシステムに組み込むことが容易となる。速度可変となれば、冷蔵庫のシステム効率を向上させることができ、より省エネルギーな冷蔵庫を提供することができる。

以上ように、本実施の形態においては、交流電源１と、交流電源１から入力された交流を直流に整流する整流回路２と、整流回路２からの出力を平滑する平滑部３と、スイッチング素子４ａ〜４ｆと還流電流用ダイオード４ｇ〜４ｌで構成され平滑部３より得られる直流を交流に変換するインバータ４と、インバータ４から得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータ５と、還流電流用ダイオード４ｇ〜４ｌに電流が流れている間に端子電圧に発生するスパイク電圧を検出しブラシレスＤＣモータ５の端子電圧に現れる誘起電圧から回転子の回転位置を検出する端子電圧検出部６と、インバータ４がブラシレスＤＣモータ５に供給する電力の供給タイミングを端子電圧検出部６が検出した情報に基づき通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波またはそれに準じる波形でインバータ４に出力するドライブ部７を有し、端子電圧検出部６はスパイク電圧が消失したことを検出し、消失検出後に誘起電圧から回転子の位置検出をするとしたことにより、スパイク電圧が確実に終了した後に位置検出を行うため、電流の急激な変化に対しても、位置検出とスパイク電圧を分けることができ、モータ位相の遅れやスパイク電圧を誘起電圧と誤検出することなく、正確な位置検出を行うことで安定した電流波形で駆動することとなり、電流の急激な変化が起きた場合であっても、正確な位置検出を行い安定した電流波形で駆動し、高効率な運転が可能なモータ駆動装置を提供できる。

また、本実施の形態のドライブ部７はスパイク電圧が発生している期間に閾値を定め、閾値よりも長くスパイク電圧が発生した場合は、運転速度などの運転状態に応じて決定した時間経過に基づき波形を出力するとしたことで、スパイク電圧によって、誘起電圧が隠れてしまうような負荷の大きな状態であっても、適切なタイミングで転流を行うことができ、安定した駆動を行うことができる。

また、本実施の形態の平滑部３は交流電源１の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定した小容量の平滑コンデンサ３ｅとリアクタ３ｆで構成されるとしたことにより、モータ駆動装置２２は小型となり、交流電源１の略２倍の周期で前記モータに流れる電流が大きく脈動しスパイク電圧幅が大きく変動することとなっても、スパイク電圧が消失するのを検出し、正確な位置検出が可能となるため、安定して駆動可能な小型のモータ駆動装置を提供することができる。

また、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ５はレシプロ式の圧縮機１７を駆動させる動力とするものである。往復運動を行うレシプロタイプは、冷媒の圧縮工程と吸入工程で負荷が大きく異なり、それに合わせて電流および速度が変動するが、スパイク電圧の消失を待って位置検出を行うことにより、圧縮機１７の圧縮および吸入工程でも適切にブラシレスＤＣモータ５の回転子の位置を検出することができる。

本発明のモータ駆動装置は、スパイク電圧の発生状況によらず安定した駆動を可能とする。これにより、冷蔵庫や送風機のみならず、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器における圧縮機に適用できる。その他、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる電気機器の安定駆動にも適用できる。

１交流電源
２整流回路
３ｅ平滑コンデンサ
３ｆリアクタ
４インバータ
５ブラシレスＤＣモータ
５ａ回転子
５ｂ固定子
６端子電圧検出部
７ドライブ部
１７圧縮機
２１冷蔵庫
２２モータ駆動装置

Claims

交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスＤＣモータと、前記還流電流用ダイオードに電流が流れている間に端子電圧に発生するスパイク電圧を検出し前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧に現れる誘起電圧から回転子の回転位置を検出する端子電圧検出部と、前記インバータが前記ブラシレスＤＣモータに供給する電力の供給タイミングを前記端子電圧検出部の情報に基づき通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波で前記インバータに出力するドライブ部を有するモータ駆動装置において、前記ドライブ部は、スパイク電圧が発生している期間に対し閾値を定め、この閾値よりも長くスパイク電圧が発生した場合は、前記閾値のタイミングを矩形波の通電を切り替える基準となる前記回転子の位置を検出したものとみなし、誘起電圧から回転子の基準となる位置を検出したときと同様の矩形波を前記ドライブ部から前記インバータに出力するもので、前記閾値は、６０ｄｅｇより長く設定し、前記閾値を超過した際の次回の閾値を６０ｄｅｇより短く設定するモータ駆動装置。
前記平滑部は前記交流電源の周波数の４０倍より高い共振周波数となるよう値を決定した小容量のコンデンサとリアクタで構成される請求項１に記載のモータ駆動装置。
前記ブラシレスＤＣモータはレシプロ圧縮機を駆動する請求項１または２のいずれかに記載のモータ駆動装置。