JP6163100B2 - 電力設備 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電源変圧器に接続された電力幹線から給電される電動機を有する電力設備に関する。

一般に、各種設備の動力源として誘導電動機が広く用いられている。この種の電動機では、電力幹線から固定子に設けられた一次巻線に電源電圧を供給して回転磁界を発生させ、これにより回転子に回転トルクを生じさせて運転している。この場合、固定子及び回転子の構造上、高調波電圧が発生する。この高調波電圧は、電動機の運転効率を低下させ、温度上昇をもたらす。

そこで、この高調波を低減するために各種の提案がなされており、例えば、電動機の主磁気回路が形成される磁性体の一部に高調波磁束抑制要素を設けたりしている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−２９５２０３号公報

本発明が解決しようとする課題は、電動機側を改変することなく、電動機に給電する電力幹線側にて高調波抑制機能を生じさせることにより、電動機運転に伴う省電力効果を得るようにした電力設備を提供することにある。

本発明の実施の形態に係る電力設備は、電源変圧器に接続された電力幹線から給電される電動機を有する電力設備であって、前記電動機の運転時に、その固定子のコイル収容の総スロット数（Ｚ１）と極対数（Ｐ）の比（Ｚ１／Ｐ）に基づいて、前記固定子と回転子との間に発生する高調波回転磁束により生じる高調波電圧のうち、前記回転子に対して制動力となる次数の高調波電圧に対して、この制動力となる高調波電圧と同じ次数で逆位相となる高調波電圧を発生させる高調波発生部を前記電力幹線に設け、前記高調波発生部は、前記電力幹線から供給される電源電圧と同相で、前記比（Ｚ１／Ｐ）のマイナス１である（（Ｚ１／Ｐ）−１）次数の、１１次、１７次、２３次の少なくとも１つの高調波電流を含む高調波電流を発生する高調波電流発生器と、前記電力幹線に設けられ、前記電源変圧器の漏れリアクタンスを含むインピーダンスを有し、前記高調波電流が流れることにより前記回転子に対して制動力となる高調波電圧と同じ（（Ｚ１／Ｐ）−１）次数で前記電源電圧より９０°遅れ±３０゜以内の高調波電圧を発生させるリアクタンス回路とを有する、ことを特徴とする。

上記構成によれば、電動機の運転時に、制動力となる回転磁束を打ち消す回転磁束を生じさせる高調波電圧を加えるように構成したので、電動機の運転効率が向上し、省電力効果を得ることができる。

本発明の一実施の形態に係る電力設備を示す等価回路図である。 図１で示した等価回路の一部を書き換えた等価回路図である。 本発明の実施の形態に係る電力設備で用いられる電動機の固定子と回転子との関係を示す図で、（ａ）はそれらの構造を（ｂ）はそれらの間の発生磁束を示している。 本発明の実施の形態の動作を説明するベクトル図である。 本発明の一実施の形態に用いられる高調波電流発生回路の一例を示す回路図である。 図５の一部を改良した回路図である。 本発明の一実施の形態に用いられる高調波電流発生回路の他の例を示す回路図である。 図７の装置から出力されるパルス波と電源電圧との位相関係を示す波形図である。 図７の装置の各点における波形を相互に示す波形図である。 図１で示した電動機の回転子部分に生じる基本波の誘起電圧について説明する等価回路図である。 図１で示した電動機の回転子部分に生じる高調波電圧について説明する等価回路図である。 本発明の実施の形態に用いられる電動機の回転速度、２次巻線への入力電力、及びすべりとの関係を示す特性図である。 本発明の他の実施の形態に係る電力設備を示す等価回路図である。 図１３で示した等価回路の一部を書き換えた等価回路図である。 図１３の装置における電源電圧とパルス波による高調波電流との関係を示す波形図である。 図１３の装置における電源電圧とパルス波による高調波電流との関係を示す波形図である。 図１３の装置の動作を１７次の矩形波による高調波電流を用いた場合について説明するベクトル図である。 図１３の装置の動作を１１次の矩形波による高調波電流を用いた場合について説明するベクトル図である。 図１３の装置の動作を２３次の矩形波による高調波電流を用いた場合について説明するベクトル図である。 図１３の装置で用いられる矩形波をフーリエ解析した結果を表す図である。 図１８で示した解析結果を１１次の場合について説明するベクトル図である。 図１８で示した解析結果を１７次の場合について説明するベクトル図である。 図１８で示した解析結果を２３次の場合について説明するベクトル図である。 図１３の装置で用いられる指数関数波をフーリエ解析した結果を表す図である。 図２０で示した解析結果を１１次の場合について説明するベクトル図である。 図２０で示した解析結果を１７次の場合について説明するベクトル図である。 図２０で示した解析結果を２３次の場合について説明するベクトル図である。 図１３の装置で用いられる三角波をフーリエ解析した結果を表す図である。 図２２で示した解析結果を１１次の場合について説明するベクトル図である。 図２２で示した解析結果を１７次の場合について説明するベクトル図である。 図２２で示した解析結果を２３次の場合について説明するベクトル図である。 図１３の装置で用いる高調波電流発生器の一例を示す回路図である。 図２４で示した回路によりパルスが生じる過程を示す波形図である 図１３の装置で用いる高調波電流発生器の他の例を示す回路図である。 図２６の装置の各点における波形を相互に示す波形図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、電力設備を構成する電源変圧器１１、電力幹線１２、高調波発生手段１３、誘導電動機１４の関係を表す等価回路を示している。高調波発生手段１３は、リアクタンス回路１５及び高調波電流発生器１６からなる。高調波電流発生器１６は、図示のように電源変圧器１１の近傍に設けるか、又は電力幹線（低圧幹線とも呼ぶ）１２の末端に接続された誘導電動機１４の入力端子近傍に接続する。

電源変圧器１１の２次巻線の両端からは、電力幹線（１００Ｖ，２００Ｖ，４００Ｖ等）１２が導出されている。電源変圧器１１の２次巻線の両端間には電源電圧Ｖ_１が発生する。また、この２次巻線側には、電源変圧器１１の巻線抵抗Ｒｔ及び巻線の漏れリアクタンス＋ｊνＸｔが存在し、上述したリアクタンス回路１５を構成する。

また、この電力幹線１２間には、ν次(１１次、１７次、２３次等)の高調波を含む高調波電流（連続波電流又はパルス電流）Ｉν(pls)の発生源となる高調波電流発生器１６が接続されている。この高調波電流Ｉν(pls)はインピーダンスの低い電源トランス１１側に流れる。

ここで、変圧器１１及びリアクタンス回路１５部分の等価回路は、図２で示すように書き換えることができる。図２において、変圧器１１の１次側漏れリアクタンス１１−１は、変圧器１１の励磁回路のリアクタンス１１−ｅに対して著しく小さいので、１次側漏れリアクタンス１１−１はショートされたことと同じとなる。リアクタンス回路１５のインピーダンスをＺν(pall)とする。このリアクタンス回路１５部分には、高調波電流発生器１６からの高調波電流Ｉν（pls）が図示方向に流れることにより、高調波電源電圧Ｖν（pls）が発生する。すなわち、高調波電流発生器１６は、高調波電源電圧Ｖν（pls）を発生させるためのν次の高調波電流Ｉν（pls）を流す電流源となる。

図１に戻って、電力幹線１２に接続された電動機１４は、固定子１４−１部分、及び回転子１４−２部分を有している。電動機の固定子１４−１には１次巻線ｗ１が設けられ、回転子１４−２には２次巻線ｗ２が設けられている。１次巻線ｗ１は、電力幹線１２に線路リアクタンス分＋ｊＸｌを介して接続しており、自身は抵抗分ｒ_１とリアクタンス分＋ｊνｘ_１を有する。また、２次巻線ｗ２は抵抗分ｒ_２’及びリアクタンス分＋ｊｘ_２’及び機械的負荷に相当する抵抗ｒ（ｍｋ）＝（１−Ｓν) ｒ_２’／Ｓνを有する。

ここで、電動機１４の図示しない入力端子に、電力幹線１２から概略基本波の電源電圧Ｖ_１を印加すると、電動機１４の固定子１４−１に設けられた１次巻線ｗ１には、図１で示すように、電源の基本波電圧Ｖ_１に対して９０°遅れの、基本波の励磁電流Ｉ₍₀₎₍₁₎が流れる。また、固定子１４−１と回転子１４−２との間には、この励磁電流Ｉ₍₀₎₍₁₎に比例して、励磁電流Ｉ₍₀₎₍₁₎と同一位相の回転磁束φ_１が発生する。そして、この回転磁束φ_１に対して９０°遅れ（電源電圧Ｖ_１に対しては１８０°遅れ)の逆起電力Ｅ_１が発生する。また、この電圧Ｅ_１に比例して回転子１４−２の２次巻線ｗ２には電圧Ｅ_１’が誘起される。

電動機の固定子１４−１には１次巻線ｗ１を収容するスロットが形成されており、このスロットに起因して磁気抵抗が規則的に分布する。すなわち、図３（ａ）で示すように、固定子１４−１には、上述したように、３相（ｕ，ｖ，ｗ）の一次巻線（コイルとも呼ぶ）ｗ１を収容するスロット２１が形成されている。この固定子１４−１と回転子１４−２との隙間では、コイルを収容しているスロット２１の直下と固定子鉄心直下では磁気抵抗（パーミアンス）に差が存在する。このため、基本波による回転磁束φ_１の他に、スロット２１に起因し、その個数に対応するν次の高調波回転磁束φνが発生する。

ここで、固定子１４−１の総スロット数をＺ１、電機子上の極間隔をτｐ、極対数をＰとすると、スロット２１に起因するパーミアンスの分布波ｋは、次式（１）で示される。

なお、上式（１）においてｋavはパーミアンスの平均値（average）である。

図３（ｂ）で示す基本波回転磁束密度はＢ_１をＢ_１ｓｉｎ（π／τ・ｘ）とすると、実際の回転状態における磁束密度波Ｂνは次式（２）となる。

上記式（２）から、基本波波形Ｂ_１に対して９０°遅れの（Ｚ１／Ｐ＋１）次の高調波回転磁束Ｂ（Ｚ１／Ｐ＋１）、及び基本波波形Ｂ１に対して９０°進みの（Ｚ１／Ｐ−１）次の高調波回転磁束Ｂ（Ｚ１／Ｐ−１）が発生することがわかる。磁束は磁気回路の面積に比例するのでφ_１∝Ｂ_１であり、φ（Ｚ１／Ｐ−１）次、及びφ（Ｚ１／Ｐ＋１）次の回転磁束が発生することを意味する。

周知のように、φ（Ｚ１／Ｐ＋１）次の磁束は、基本波回転磁束波φ_１に対して正方向、かつ９０°遅れで回転する。また、φ（Ｚ１／Ｐ−１）次の磁束は、基本波回転磁束波φ_１に対して逆方向、かつ９０°進み位相で回転する。通常、電動機の１極当りのスロット数（Ｚ１／Ｐ）は、１２，１８，２４個が多用されている。したがって、（Ｚ１／Ｐ−１）次としては１１，１７，２３次の逆回転磁束密度波が、（Ｚ１／Ｐ＋１）次としては１３，１９，２５次の正回転磁束密度波がそれぞれ発生する。

この次数νが（Ｚ１／Ｐ＋１）次、及び（Ｚ１／Ｐ−１）次の高調波回転磁束φν(slot)によって、固定子１４-１の１次巻線ｗ１には高調波電圧Ｖν(slot)が、回転子１４−２の２次巻線w２には高調波電圧Ｖν’(slot)が生じる。このうち、（Ｚ１／Ｐ−１）次（１１，１７，２３次）の高調波電圧Ｖν’(slot)は、回転子１４−２に対して制動力となる回転磁束を生じ、後述するように無駄な電力を消費することになるので、低減させる必要がある。以下、（Ｚ１／Ｐ−１）次の高調波への対応を説明する。

本発明では、図１及び図２で示したように、電力幹線に高調波電流発生器１６を接続して、一定のν次の高調波電流Ｉν（pls）を、インピーダンスＺν(pall)を有するリアクタンス回路１５に流している。このことにより、高調波電圧Ｖν（pls）＝Ｚν(pall)・Ｉν（pls）を発生させ、増幅する。この高調波電圧Ｖν（pls）により、前述したスロット２１に起因するν次の高調波回転磁束φν(slot)に対して逆位相となる高調波回転磁束φν（pls）を発生させる。このことにより高調波回転磁束φν(slot)を減少させ、高調波回転磁束φν(slot)により発生する高調波電圧Ｖν(slot)，Ｖν’(slot)を減少させる。その結果、高調波電圧Ｖν’(slot)により無駄に消費されている電力を低減させることができる。

以下、上述した関係を、ベクトル図、図４を用いて説明する。

図４は、相数ｍが３、１極１相当たりのコイル数ｑが３で、１極対あたりのスロット数２ｍｑ、すなわち、前述した（Ｚ１／Ｐ）が１８個の電動機における１７次高調波について示している。

電動機１４の入力端子に電源電圧Ｖ_１を印加すると、固定子１４−１と回転子１４-２との間には、電源の基本波電圧Ｖ_１に対して９０°遅れの回転磁束φ_１が発生し、固定子１４−１の１次巻線ｗ１には、この回転磁束φ_１に対して９０°遅れ（電源電圧Ｖ_１に対しては１８０°遅れ)の逆起電力Ｅ_１が発生する。

固定子１４−１と回転子１４−２との隙間では、コイルを収容しているスロット２１の数に対応するν次の高調波回転磁束φν(slot)が発生する。この高調波回転磁束φν(slot)は、基本波による回転磁束φ_１に対して９０°進みである。また、この高調波回転磁束φν(slot)により１次巻線ｗ１には高調波電圧Ｖν(slot)が発生する。この高調波電圧Ｖν(slot)は高調波回転磁束φν(slot) に対して９０°進みである。

これに対し、図１及び図２で示した高調波電流発生器１６から、電源電圧Ｖ_１に対して同相のν次の高調波電流Ｉν（pls）を、電源変圧器１１の漏れリアクタンス＋ｊνＸｔを含むリアクタンス回路１５に図示方向で流す。高調波電流Ｉν（pls）は、上述したリアクタンス回路１５に流れることで、そのインピーダンスＺν(pall)により、リアクタンス回路１５両端に高調波電流による電圧降下が生じる。その高調波電圧をＶν（pls）とすると、Ｖν（pls）＝−Ｚν(pall)・Ｉν（pls）となる。リアクタンス回路１５のインピーダンスＺν(pall)は、前述のように、電源変圧器１１の漏れリアクタンス＋ｊνＸｔを含むので、Ｉ_１７（pls）が流れることにより生じる高調波電圧Ｖν（pls）は、図４で示すように、電源電圧Ｖ_１に対して９０°遅れの位相となる。

ここで、高調波電流発生器１６が低圧幹線の末端に接続された場合は、リアクタンス回路１５のリアクタンスは、電源変圧器１１のリアクタンスＸｔと、低圧幹線１２のリアクタンスＸｌとの合算分となり、インピーダンスＺν(pall)が求まる。

この高調波電圧Ｖν（pls）が電動機１４の１次巻線ｗ１に印加されると、図１で示したように、ν次の励磁電流Ｉ_{(0)(ν，pls)}が１次巻線ｗ１に流れる。この励磁電流Ｉ_{(0)(ν，pls)}は、Ｖν（pls）に対して９０°遅れであるので、励磁電流Ｉ_{(0)(ν，pls)}と同相の高周波回転磁束φν（pls）が図４で示すように発生する。すなわち、高調波電流発生器１６に基づく高周波回転磁束φν（pls）は、スロットに起因する高周波回転磁束φν(slot)との位相角θν(slot,pls) が１８０°で、完全に逆位相となる。したがって、スロットに起因する高周波回転磁束φν(slot)は減少し、この高周波回転磁束φν(slot)によって発生する高調波電圧Ｖν(slot)，及びこれによって２次巻線ｗ２に誘起される高調波電圧Ｖ’ν(slot)が減少する。その結果、高調波電圧Ｖν’(slot)により無駄に消費されている電力を低減させることができる。

ここで、電力幹線１２から給電される電動機１４は、上述した１極対あたりのスロット数、すなわち、（Ｚ１／Ｐ）が１８個の電動機のみではなく、同じ電力幹線１２に（Ｚ１／Ｐ）が１２個、或いは２４個の電動機も混在して用いられることが多い。すなわち、前述のように電動機１４には、１極当りのスロット数（Ｚ１／Ｐ）は１２，１８，２４個が多用されている。そこで、電力幹線１２に接続する高調波電流発生器１６には、電動機１４において逆回転トルクを発生する１１次、１７次、２３次が混合した高調波電流を流すものを用いる。

この高調波電流発生器１６が流す高調波電流Ｉν(pls)は、連続波電流又はパルス電流とする。先ず、この高調波電流Ｉν(pls)の電流波形が、基本電源電圧Ｖ_１に対して１１次、１７次、２３次の連続波電流を発生する高調波電流発生器１６について図５を用いて説明する。なお、図５は１相分を示している。実際の電力幹線１２は３相系統であるので、図５で示した１相分の回路を、３相を構成する各相ｕ，ｖ，ｗの入力電圧に対応するべく３回路設ける。

高調波電流発生器１６は、図５で示すように、コンパレータ５１、バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦ）５２、位相回路５３、可変抵抗５４、合成器５５、及び出力回路５６により構成される。

コンパレータ５１の入力側には、各相（例えばｕ相）からの入力電圧、すなわち、基本電源電圧Ｖ_１が入力される。このコンパレータ５１により、基本電源電圧Ｖ_１と同相の矩形波が得られ、出力される。このコンパレータ５１の出力側には、１１次、１７次、２３次のＢＰＦ５２１，５２２，５２３がそれぞれ接続されている。これらＢＰＦ５２１，５２２，５２３は、上述した矩形波電圧から１１次、１７次、２３次の高調波電圧を得る。

ＢＰＦ５２１，５２２，５２３の出力側には対応する位相回路５３１，５３２，５３３が接続されており、これらにより、１１次、１７次、２３次高調波電圧の位相を基本電源電圧Ｖ_１の位相に対して同相となるように調整する。さらに、可変抵抗５４１，５４２，５４３により電圧成分含有率を調整後、合成器５５に入力する。

合成器５５の出力側には、幹線１２の１相分を構成する線ｕ，ｖ間に設けられた出力回路５６が接続されている。出力回路５６は、ダイオード及び抵抗を介して線ｕ，ｖ間に逆並列に接続された最終段出力素子としての電力トランジスタ又はＭＯＳ型ＦＥＴ（図ではＭＯＳ型ＦＥＴを示している）５６１、５６２を有する。そして、それらのベース又はゲートには、上述した合成器５５の出力側が、それぞれバイアス回路５６３，５６４を介して接続されている。このように電力トランジスタ又はＭＯＳ型ＦＥＴ５６１、５６２のベース又はゲートにそれぞれバイアス回路５６３，５６４を設けたことによりアナログ増幅器として機能する。

高調波電流発生器１６は上述のように構成されているので、幹線１２の線間（図５ではｕ，ｖ間）には、基本電源電圧Ｖ_１に対して同相の１１次、１７次、２３次を含む高調波電流Ｉν(pls)が流れる
なお、高調波電流発生器１６の回路構成としては、図６で示すように構成してもよい。すなわち、図５で示した回路にトランス５６５を加え、このトランス５６５を介して、各最終段出力素子５６１、５６２に直流電源＋Ｖ_ＯＯ，−Ｖ_ＯＯを接続する。このように構成すると、基本電源電圧Ｖ_１が負の半サイクルにおいても、直流電源電圧が印加されることにより高調波電流を流すことが可能となる。

次に、高調波電流発生器１６が流す高調波電流Ｉν(pls)が矩形のパルス波形の場合について説明する。この場合、図８で示すように、基本電源電圧Ｖ_１のピーク位相を基準として、対称、かつ幅τの矩形波パルスを流すように構成する。このとき、含有する各高調波電流成分Ｉν(pls)は、基本電源電圧Ｖ_１と同相である。このようなパルス電流の場合、最大２３次の成分を含有するように、パルスデューティー:τ／Ｔは、１／２３以下、好ましくは１／３０以下とする。なお、Ｔは基本波の周期である。

この場合の高調波電流発生器１６は、図７で示すように、位相進み回路７１、コンパレータ７２、微分回路７３、及び出力回路７４により構成される。

位相進み回路７１は、図示しないが、ＯＰアンプを使用した積分回路により構成され、並列コンデンサと位相調節用の可変抵抗器を有する。この位相進み回路７１の入力点ａには、各相（例えばｕ相）からの入力電圧、すなわち、基本波電源電圧Ｖ_１が入力される（図９の波形ａ）。位相進み回路７１は、上述した抵抗器を調節することにより、出力点ｂには、基本電源電圧Ｖ_１に対して位相が９０°−τ／２進んだ正弦波（図９の波形ｂ）が出力される。

この正弦波はコンパレータ７２に入力され、矩形波に成形される。したがって、その出力端ｃには、基本電源電圧Ｖ_１の零点に対して位相が９０°−τ／２進み点にて立ち上がり立ち下がる矩形波（図９の波形ｃ）が得られる。

この矩形波は微分回路に入力され微分される。微分回路７３は、周知のようにコンデンサ及び時定数調節用の可変抵抗器とで構成されており、上述した矩形波が入力されたことにより、その出力点ｄには微分出力の指数関数波＋Ｖｇ，−Ｖｇ（図９の波形ｄ）が得られる。

この微分出力＋Ｖｇ，−Ｖｇは、出力回路７４に入力される。出力回路７４は、ダイオード及び抵抗を介して線ｕ，ｖ間に逆並列に接続された最終段出力素子としての電力トランジスタ又はＭＯＳ型ＦＥＴ７４１、７４２により構成され、それらのベース又はゲートには、微分回路７３の出力側がそれぞれ接続され、上述した微分出力＋Ｖｇ，−Ｖｇが印加される。

ここで、最終段出力素子７４１、７４２のベース又はゲートにはバイアス回路を設けてはいないので、最終段出力素子７４１、７４２に流れる出力電流（図９の波形ｅ）は矩形パルス＋Ｉｄ，−Ｉｄとなり、図８で説明したように、基本電源電圧Ｖ_１のピーク位相を基準として、対称、かつ幅τの矩形波パルスとなる。この矩形波パルス＋Ｉｄ，−Ｉｄのパルス幅τは、微分回路７３の時定数を調節することにより任意の幅に調節できる。

次に、図１で説明した電動機１４の２次巻線ｗ２における電力について詳細に説明する。先ず、すべりについて説明する。

固定子１４−１と回転子１４−２との隙間に発生する回転磁束のうち、前述したように１１次、１７次、２３次の成分は、基本波回転磁束に対して逆方向に回転する。これに対し、１３次、１９次、２５次の成分は正方向に回転する。ここで、固定子上のν次高調波の回転磁束の速度をＮνとする。回転子は概略基本波の同期速度Ｎ_０で回転する。すべりＳνは次式（３）で求められる。

Ｓν＝（Ｎν−Ｎ_０）／Ｎν ・・・（３）
１１次、１７次、２３次の逆回転磁束の場合、式（３）のＮνに−１/１１,−１/１７，−１/２３を代入すると、Ｓνの値として、＋１２，＋１８，＋２４が得られる。この場合、電動機１４は、高調波成分に対して制動機として運転する。すなわち、２次巻線ｗ２に流入したこの次数の高調波電力は負荷の軸に出力されず、２次巻線ｗ２で消費される。

１３次、１９次、２５次の正回転磁束の場合は、式（３）から、Ｓνは−１２,−１８，−２４と負の値となる。この場合、２次巻線ｗ２に流入したこの次数の高調波電力は、同様に負荷の軸に出力されず、電源側に回生され、主として電動機１４の１次巻線ｗ１、電力幹線１２の抵抗により消費される。

次に、電動機１４の２次巻線ｗ２における基本波による電力についてみる。図１０は、図１で示した電動機１４の回転子１４−２部分について、２次巻線ｗ２に基本波電圧Ｅ_１’が誘起された場合の等価回路である。

図１０から、基本波の２次入力電力Ｐ_１’、すべりをＳ_１とすると、２次入力電力Ｐ_１’は次式（４）で求められる。

ここで、５．５ｋｗの電動機の一例として、ｒ_２＝０．３Ω、ｘ_２＝０．３Ω，Ｓ１＝０．０４とすると、式（４）から、Ｐ_１’は次式（５）となる。

Ｐ_１’＝０．０１７７（Ｅ_１’）^２ｒ_２ ・・・（５）
次に、逆回転磁束を発生する高調波が印加された場合の回転子１４−２における高調波電圧含有率と消費電力についてみる。

図１１は、図１で示した電動機１４の回転子１４−２部分について、高調波電圧Ｖν’(slot)が２次巻線ｗ２に誘起された場合の２次巻線ｗ２の等価回路を示している。２次巻線ｗ２における基本波電圧Ｅ_１’に対するν次の高調波電圧Ｖν’の含有率をＫνとすると、ＫνはＫν＝Ｖν’／Ｅ_１’で示される。２次巻線ｗ２への高調波入力電力をＰν’とすると、図１１により次式（６）が得られる。

ここで、ν＝１７とすると、前述した式（３）からＳν＝＋１８となる。５．５ｋｗの電動機では、前述のようにｒ_２＝０．３Ω、ｘ_２＝０．３Ωなので、これらを式（６）に代入すると１７次の高調波入力電力Ｐ_１７’は次式（７）となる。

Ｐ_１７’＝１１．１Ｋν^２（Ｅ_１’）^２ｒ_２’ ・・・（７）
上記式（７）にＫν＝１，２６％を代入し、前述の式（５）との関係からＰ_１７’を求めると、Ｐ_１７’＝０．１Ｐ_１’となる。すなわち、１７次高調波電圧の含有率が１．２６％であると、基本波の１０％相当が２次巻線ｗ２の抵抗によって消費される。

そこで、この実施の形態では、図４で説明したように、スロットに起因して生じるν次の高調波回転磁束φν(slot)に対して、高調波電流発生器１６からの高調波電流Ｉν（pls）によりリアクタンス回路１５に生じたν次の高周波電圧Ｖν（pls）に基づき逆位相となる高調波回転磁束φν（pls）を発生させる。そして、この逆位相となる高調波回転磁束φν（pls）により、スロットに起因して生じるν次の高調波回転磁束φν(slot)を低減させている。この高調波回転磁束φν(slot)が低減することにより、高調波電圧Ｖν(slot)，及びこれによって２次巻線ｗ２に誘起される高調波電圧Ｖν’ (slot)が減少する。その結果、高調波電圧Ｖν’(slot)により２次巻線ｗ２で無駄に消費されている電力を低減させることができる。

ここで、前述のように、２次巻線に流入する高調波電力のうち、１１次、１７次、２３次の高調波電力は２次巻線ｗ２で消費され、１３次、１９次、２５次の高調波電力は、電源側に回生され、電動機１４の１次巻線ｗ１、電力幹線１２の抵抗により消費されることを説明した。したがって、通常はこの高調波電力分と基本波の機械軸出力電力分とが加算された電力が、電動機１４の入力電力である。

上述した実施の形態では、図１で説明した高調波発生手段１３を、電源変圧器１１から導出された電力幹線１２に設けて省電力設備を構成して、高調波電力分を減少させたので、この電力幹線１２から給電される電動機１４への入力電力が減少する。

図１２は電動機の回転速度又はすべりに対する電動機１４の２次巻線ｗ２への入力電力の関係を示す特性図である。上述した省電力設備を投入する前は曲線ａで示す特性であったが、省電力設備を投入した後は曲線ｂで示す特性に移行する。したがって電動機のすべりはＳａからＳｂに減少し、電動機１４への入力電力は減少する。

表１は２２ｋｗ電動機について省電力設備投入前と投入後について実測した結果を示している。この表１で示すように、投入後約１ヶ月で、電動機への入力電力は約１０％、すべりは約７％それぞれ減少し、電動機の回転速度は滑りの減少分、上昇した。

次に、本発明の他の実施の形態について、図１３以降を参照して詳細に説明する。この実施の形態では、図１で示したリアクタンス回路１５内に、図１３で示すように、コンデンサ１８を追加している。すなわち、電力幹線１２間にコンデンサ１８を接続し、上述した電源変圧器１１の抵抗Ｒｔ及びリアクタンス＋ｊνＸｔと共に、図１４で後述するリアクタンス回路１５を構成する。すなわち、コンデンサ１８は、容量性リアクタンス−ｊＸｃ／νを有し、上述した電源変圧器１１の抵抗Ｒｔ及びリアクタンス＋ｊνＸｔと共に、１５次〜２３次（望ましくは１６次〜２０次）に共振するリアクタンス回路１５を構成する。

また、この電力幹線１２間には、ν次(１１次、１７次、２３次等)の高調波を含むパルス電流Ｉν(pls)の発生源となる高調波電流発生器１６が接続されている。このパルス電流Ｉν(pls)に含まれるν次の高調波は、上述したリアクタンス回路１５により増幅される。

ここで、変圧器１１及びリアクタンス回路１５部分の等価回路は、図１４で示すように書き換えることができる。図１４において、変圧器１１の１次側漏れリアクタンス１１−１は、変圧器１１の励磁回路のリアクタンス１１−ｅに対して著しく小さいので、１次側漏れリアクタンス１１−１はショートされたことと同じとなる。したがって、コンデンサ１８は、図１４で示すように、抵抗Ｒｔ及びリアクタンス＋ｊνＸｔに並列接続されたこととなり、このリアクタンス回路１５は並列共振回路を構成する。また、このリアクタンス回路１５の並列インピーダンスをＺν(pall)とする。このリアクタンス回路１５部分には、高調波電流発生器１６からのパルス電流Ｉν(pls)が図示方向に流れることにより、高調波電源電圧Ｖν(pls)が発生する。すなわち、高調波電流発生器１６は、高調波電源電圧Ｖν(pls)を発生させるためのν次のパルス電流Ｉν(pls)を流す電流源となる。

なお、コンデンサ１８及び高調波電流発生器１６は、図１３で示すように電源変圧器１１の近傍に設けるか、又は低圧幹線１２の末端に接続された誘導電動機１４の入力端子近傍に接続する。

この実施の形態では、電力幹線１２に接続された高調波電流発生器１６から、図１５及び図１６で示すように、電源電圧Ｖ_１のピーク位置に対してθpls度進みの位相で立ち上がり、パルス幅Δθplsの矩形波のパルス電流Ｉν(pls)をリアクタンス回路１５に流す。このことにより、その並列インピーダンスＺν(pall)によって高調波電圧Ｖν(pls)＝（−）Ｚν(pall)・Ｉν(pls)を発生させ、増幅する。この高調波電圧Ｖν(pls)により、前述したスロット２１に起因するν次の高調波磁束のうち、逆回転トルクを発生する１１次、１７次、２３次の高調波回転磁束φν(slot)に対して逆位相となる高調波回転磁束φν(pls)を発生させる。このことにより高調波回転磁束φν(slot)を減少させ、高調波回転磁束φν(slot)により発生する高調波電圧Ｖν(slot)，Ｖν’(slot)を減少させる。その結果、高調波電圧Ｖν’(slot)により無駄に消費されている電力を低減させることができる。

以下、上述した関係を、ベクトル図、図１７Ａ、図１７Ｂ、図１７Ｃを用いて説明する。

上述したように、電力幹線１２に接続された高調波電流発生器１６から、電源電圧Ｖ_１のピーク位置に対してθpls度進みの位相で立ち上がり、パルス幅Δθplsのパルス電流Ｉν(pls)を、コンデンサ１８を並列接続したインピーダンスＺν(pall)を有するリアクタンス回路１５に流している。すなわち、上述した逆回転トルクを発生させる次数νのパルス電流Ｉν(pls)の各成分、Ｉ_１１(pls)， Ｉ_１７(pls)， Ｉ_２３(pls)がリアクタンス回路１５に流れることによって高調波電圧Ｖν(pls)＝（−）Ｚν(pall)・Ｉν(pls)を発生させ、増幅する。

まず、パルス電流Ｉν(pls)の成分Ｉ_１７(pls)により発生する高調波電圧Ｖ_１７(pls)について説明する。この高調波電圧Ｖ_１７(pls)が電動機１４の１次巻線ｗ１に印加されると、図１３で示したように、ν次の励磁電流Ｉ_{(0)(ν，pls)}（Ｉ_{(0)(17，pls)}）が１次巻線ｗ１に流れる。この励磁電流Ｉ_{(0)(17，pls)}は、Ｖ_１７(pls)に対して９０°遅れであるので、励磁電流Ｉ_{(0) (17，pls)}と同相の高周波回転磁束φν(pls)、すなわち、φ_１７(pls)が発生する。パルス発生器１６に基づく高周波回転磁束φ_１７(pls)は、スロットに起因する高周波回転磁束φ_１７(slot)と逆位相となる。したがって、スロットに起因する高周波回転磁束φ_１７(slot)は減少し、この高周波回転磁束φ_１７(slot)によって発生する高調波電圧Ｖν(slot)，及びこれによって２次巻線ｗ２に誘起される高調波電圧Ｖ’ν(slot)が減少する。その結果、高調波電圧Ｖν’(slot)により無駄に消費されている電力を低減させることができる。

次に、リアクタンス回路１５の並列インピーダンスＺνについて説明する。この実施の形態では、共振周波数ν_０を１７次の高調波に共振するように設定している。すなわち、図１３及び図１４で示したコンデンサ１８の容量性リアクタンス−ｊＸｃを、ν_０＝１７で共振条件を満足するように決定する。

ここで、変圧器１１に負荷がかかっている場合の１７次の電圧は、５０_ＫＶＡから５００_ＫＶＡ変圧器の低圧幹線の実負荷に投入した場合、約３倍に増大したので共振回路の尖鋭度をＱ＝３とした。このように尖鋭度をＱ＝３とし、Ｘｃ＝ν_０ ^２Ｘｔ、Ｑ＝ν_０Ｘｔ／Ｒｔを使用すると、並列インピーダンスＺ_１７(pall)は次式（８）で求められる。

上式(８) から、インピーダンスＺ_１７(pall)の位相角は１８．４°遅れとなる。

１１次の高調波ν_１１の場合は、上述したＸｃ＝ν_０ ^２Ｘｔ＝１７^２Ｘｔを代入すると、並列インピーダンスＺ_１１(pall)は次式（９）で求められる。

上式（９）から、共振時に対する位相角は、θ_１１＝４２．４°となる。

２３次の高調波ν_２３の場合は、同様の算出方法により、並列インピーダンスＺ_２３(pall)は次式（１０）で求められる。

Ｚ_２３(pall)＝８．２２−ｊ３１．４ ・・・（１０）
上式（１０）から、共振時に対する位相角は、θ_２３＝７５．３°となる。

次に、高調波電流発生器１６からのパルス電流Ｉν(pls)によって、リアクタンス回路１５において発生する高調波電圧Ｖν(pls)について説明する。

パルス電流Ｉν(pls)は、図１５及び図１６で示すように、基本波である電源電圧Ｖ１のピークのタイミングからθpls前に発生し、幅Δθplsの矩形波である。このパルス電流Ｉν(pls)が矩形波で、その発生位相がθpls、幅がΔθplsである場合について、コンピュータによりフーリエ解析した結果を図１８で示し、その数値を表２に示す。

表２は各Ｉν(pls)の位相角と、各高調波におけるリアクタンス回路１５の位相角とを用いて計算した高調波電圧Ｖν(pls)の位相を示している。そして、この位相が電源電圧Ｖ_１に対して９０°遅れ±３０゜以内であれば、スロットに起因するＶν(slot)に対して逆位相の範囲に入り、これを低減できるものとして「良」と判定している。

図１８は、矩形波の発生位相：θpls＝＋９゜、幅：Δθpls＝６゜、刻み０．０５゜としたもので、１１次については図１９Ａで、１７次は図１９Ｂで、２３次について図１９Ｃでそれぞれベクトル関係を表している。

ここで、１７次について説明すると、図１９Ｂ及び表２の該当欄で示すように、sinの値が０．０５６、cosの値が０．０１２であり、Ｉ_１７(pls)のスペクトル値は表２の該当欄で示すように、０．０５７となり、電源電圧Ｖ_１に対しては１０２．１゜進んでいる。高調波電圧Ｖν(pls)は、Ｖν(pls)＝（−）Ｚν(pall)・Ｉν(pls)であり、インピーダンスＺ_１７(pall)の位相角θ_Ｚ(pall)は１８．４°遅れであるから、高調波電圧Ｖ_１７(pls)の位相角は９６．３゜遅れとなる。

表２は、図１８で示したフーリエ解析結果を、互いに異なる位相及びパルス幅の各矩形波について纏めたものである。この表２において、例えば、パルス位相θplsが９．０°、パルス幅Δθplsが５．０°の場合における、パルス電流Ｉν(pls)に含有される１７次成分の高調波の各ベクトルを図１７Ａに示す。

フーリエ級数分解計算の結果、表２で示すように、矩形波パルスＩ_１７(pls)は、パルス幅Δθplsが５．０°の場合、電源電圧Ｖ_１に対してθ_Ｉ１７pls＝１０８．８°進みである。また、インピーダンスＺ_１７(pall)の位相角θ_Ｚ(pall)は１８．４°であるので、高調波電圧Ｖν(pls)は−Ｉ_１７(pls)に対して１８．４°遅れる。したがって、高調波電圧Ｖ_１７(pls)の位相をθ_Ｖ１７(pls)とすると、
θ_Ｖ１７(pls)＝（−）｛１８０°−θ_１７(pls)＋θ_Ｚ(pall)｝＝−８９．６°となる。すなわち、高調波電圧Ｖ_１７(pls)は、電源電圧Ｖ_１に対して８９．６°遅れており、電源電圧Ｖ_１に対して９０°進みのＶν(slot)に対して概略逆位相となり、高調波電圧Ｖν(slot)を低減させることができる。

パルス位相θplsが９．０°、パルス幅Δθplsが５．０°の場合、１１次の高調波の各ベクトルを図１７Ｂに示す。すなわち、パルス電流Ｉν(pls)の１１次の成分の位相は、電源電圧Ｖ_１に対してθ_Ｉ１１pls＝７２．６°進みである。また、インピーダンスＺ_１１(pall)の位相角θ_Ｚ(pall)は４２．４°進みであるので、高調波電圧Ｖν(pls)は−Ｉ_１１(pls)に対して４２．４°進む。したがって、高調波電圧Ｖ_１１(pls)の位相をθ_Ｖ１１(pls)とすると、
θ_Ｖ１１(pls)＝（−）｛１８０°−θ_１１(pls)−θ_Ｚ(pall)｝＝−６５．１°となる。すなわち、高調波電圧Ｖ_１１(pls)は、電源電圧Ｖ_１に対して６５．１°遅れており、この場合も、電源電圧Ｖ_１に対して９０°進みのＶν(slot)に対して概略逆位相となり、高調波電圧Ｖν(slot)を低減させることができる。

パルス位相θplsが９．０°、パルス幅Δθplsが５．０°の場合、２３次の高調波の各ベクトルを図１７Ｃに示す。すなわち、パルス電流Ｉν(pls)の２３次の成分の位相は、電源電圧Ｖ_１に対してθ_Ｉ２３pls＝１４９．１°進みである。また、インピーダンスＺ_２３(pall)の位相角θ_Ｚ(pall)は７５．３°遅れであるので、高調波電圧Ｖν(pls)は−Ｉ_２３(pls)に対して７５，３°遅れる。したがって、高調波電圧Ｖ_２３(pls)の位相をθ_２３(pls)とすると、
θ_Ｖ２３(pls)＝（−）｛１８０°−θ_２３(pls)＋θ_Ｚ(pall)｝＝−１０６．２°となる。すなわち、高調波電圧Ｖ_２３(pls)は、電源電圧Ｖ_１に対して１０６．２°遅れており、この場合も、電源電圧Ｖ_１に対して９０°進みのＶν(slot)に対して概略逆位相となり、高調波電圧Ｖν(slot)を低減させることができる。

このように、パルス位相θplsが９．０°、パルス幅Δθplsが５．０°の場合、１１次、１７次、２３次の高調波電圧Ｖ_１１(pls)、Ｖ_１７(pls)、Ｖ_２３(pls)は、いずれも電源電圧Ｖ_１に対して９０°遅れ±３０゜以内に収まっている。すなわち、スロットに起因する高調波電圧Ｖν(slot)に対して概略逆位相となり、これを有効に低減させることができ、表２では「良」と評価されている。

すなわち、パルス電流Ｉν(pls)が矩形波であり、パルス位相θplsが９．０°の場合、パルス幅Δθplsが４〜６°まで、パルス位相θplsが１０．０°の場合、パルス幅Δθplsが６〜８°まで、パルス位相θplsが１０．８°の場合、パルス幅Δθplsが６．５〜８．２°までの範囲であれば、いずれも「良」と評価される。

次に、電力幹線１２に接続された高調波電流発生器１６からの高調波電流Ｉν(pls)が、電源電圧Ｖ_１のピーク位置に対してθpls度進みの位相で立ち上がり、幅Δθplsの指数関数波の場合を説明する。この場合も、指数関数波Ｉν(pls)をリアクタンス回路１５に流すことにより、その並列インピーダンスＺν(pall)によって高調波電圧Ｖν(pls)＝（−）Ｚν(pall)・Ｉν(pls)を発生させ、増幅する。

図２０は指数関数波をコンピュータによりフーリエ解析した結果を示し、その数値を表３に示す。

表３は表２と同様に、各Ｉν(pls)の位相角と、各高調波におけるリアクタンス回路１５の位相角とを用いて計算した高調波電圧Ｖν(pls)の位相を示している。そして、この位相が電源電圧Ｖ_１に対して９０°遅れ±３０゜以内であれば、スロットに起因するＶν(slot)に対して逆位相の範囲に入り、これを低減できるものとして「良」と判定している。

図２０は、指数関数波の発生位相：θpls＝＋１０゜、幅：Δθpls＝７゜、刻み０．０５゜としたもので、１１次については図２１Ａで、１７次は図２１Ｂで、２３次について図２１Ｃでそれぞれベクトル関係を表している。

ここで、１７次について説明すると、sinの値が０．０３５、cosの値が０．００９であり、Ｉ_１７(pls)のスペクトル値は表３の該当欄で示すように、０．０３６となり、電源電圧Ｖ_１に対しては１０４．４゜進んでいる。高調波電圧Ｖν(pls)は、Ｖν(pls)＝（−）Ｚν(pall)・Ｉν(pls)であり、インピーダンスＺ_１７(pall)の位相角θ_Ｚ(pall)は１８．４°遅れであるから、高調波電圧Ｖ_１７(pls)の位相角は９４．０゜となる。

表３は、図２０で示したフーリエ解析結果を、互いに異なる位相及び幅の各指数関数波について纏めたものである。

フーリエ級数分解計算の結果、表３で示すように、指数関数波パルスＩ_１７(pls)は、パルス位相θplsが１０．０°、パルス幅Δθplsが７．０°の場合、電源電圧Ｖ_１に対してθ_１７(pls)＝１０４．４°進みである。また、インピーダンスＺ_１７(pall)の位相角θ_Ｚ(pall)は１８．４°であるので、高調波電圧Ｖν(pls)は−Ｉ_１７(pls)に対して１８．４°遅れる。したがって、高調波電圧Ｖ_１７(pls)の位相をθ_Ｖ１７(pls)とすると、
θ_Ｖ１７(pls)＝（−）｛１８０°−θ_１７(pls)＋θ_Ｚ(pall)｝＝−９４．０°となる。すなわち、高調波電圧Ｖ_１７(pls)は、電源電圧Ｖ_１に対して９４．０°遅れ位相となる。

１１次、２３次についても表３の値から同様の計算により、１１次における高調波電圧Ｖ_１１(pls)は−８１．６゜、２３次における高調波電圧Ｖ_２３(pls)は−９７．１゜となる。これらの値は、いずれの次数においても−９０゜±３０゜以内に収まっており、スロットに起因する高調波電圧Ｖν(slot)を低減できるものとして「良」と判定している。

したがって、高調波電流Ｉν(pls)が指数関数波であり、位相θplsが７．０°の場合は幅Δθplsが１°、位相θplsが８°の場合は幅Δθplsが２°、位相θplsが９°の場合は幅Δθplsが４〜６°、位相θplsが１０°の場合は幅Δθplsが４〜２０°、位相θplsが１０．８°の場合は幅Δθplsが４〜１５°の範囲であれば、いずれも「良」と評価される。

次に、電力幹線１２に接続された高調波電流発生器１６からの高調波電流Ｉν(pls)が、電源電圧Ｖ_１のピーク位置に対してθpls度進みの位相で立ち上がり、幅Δθplsの三角波の場合を説明する。この場合も、指数関数波Ｉν(pls)をリアクタンス回路１５に流すことにより、その並列インピーダンスＺν(pall)によって高調波電圧Ｖν(pls)＝（−）Ｚν(pall)・Ｉν(pls)を発生させ、増幅する。

図２２は三角波をコンピュータによりフーリエ解析した結果を示し、その数値を表４に示す。

表４は表２と同様に、各Ｉν(pls)の位相角と、各高調波におけるリアクタンス回路１５の位相角とを用いて計算した高調波電圧Ｖν(pls)の位相を示している。そして、この位相が電源電圧Ｖ_１に対して９０°遅れ±３０゜以内であれば、スロットに起因するＶν(slot)に対して逆位相の範囲に入り、これを低減できるものとして「良」と判定している。

図２２は、三角波の発生位相：θpls＝＋１０゜、幅：Δθpls＝１６゜、刻み０．０５゜としたもので、１１次については図２３Ａで、１７次は図２３Ｂで、２３次について図２３Ｃでそれぞれベクトル関係を表している。

ここで、１７次について説明すると、sinの値が０．０４３、cosの値が０．０１７５であり、Ｉ_１７(pls)のスペクトル値は表４の該当欄で示すように、０．０４６となり、電源電圧Ｖ_１に対しては１１２．１゜進んでいる。インピーダンスＺ_１７(pall)の位相角θ_Ｚ(pall)は１８．４°遅れであるから、高調波電圧Ｖ_１７(pls)の位相角は８６．３゜となる。

表４は、図２２で示したフーリエ解析結果を、互いに異なる位相及び幅の各三角波について纏めたものである。この表４において、上述したθpls＝＋１０゜、幅：Δθpls＝１６゜の場合、１７次では、高調波電圧Ｖ_１７(pls)の位相角は８６．３゜、２３次では９９．７゜で、いずれも９０°遅れ±３０゜の範囲内に入るが、１１次では５３．１゜となるので、１１次、１７次、２３次を通した全体としての評価は「良」にはならない。

１１次、１７次、２３次を通した全体としての評価が「良」になるのは、表４から、位相θplsが８．０°の場合は幅Δθplsが５〜６°、位相θplsが９°の場合は幅Δθplsが９°、位相θplsが１０°の場合は幅Δθplsが１１°以上２２゜まで、位相θplsが１０．８°の場合は幅Δθplsが１０．８°以上３０゜まで、位相θplsが１２．６°の場合は幅Δθplsが２５〜２８°が有効な組み合わせであり、「良」と評価される。

このように、スロットに起因して生じ、逆回転トルクを発生するν次（１１，１７，２３次）の高調波回転磁束φν(slot)に対して、これと同じ次数で逆位相の高調波回転磁束φν(pls)を、高調波電流Ｉν(pls)に基づいて発生させて高調波回転磁束φν(slot)を減少させることにより、電動機の効率を向上させることができる。

このようなパルス電流を、電源電圧のピーク前の位相において得る方式の一つとして図２４で示す構成が用いられる。図２４はＣＲ整流回路によって擬似矩形パルス電流を得える方式である。この方式では、電源電圧Ｅを有する電源２４１を全波整流回路２４２の交流入力側に接続し、出力側には、コンデンサ２４３及び抵抗２４４からなる並列回路を接続する。すなわち、この回路は、電源電圧Ｅの半波により充放電されるコンデンサ２４３及びこのコンデンサ２４３に並列接続された放電抵抗２４４を有し、コンデンサ２４３の静電容量Ｃと放電抵抗２４４の抵抗値Ｒからなる時定数ＣＲにより、前記半波のピーク位相より前の位相で所定パルス幅τの擬似矩形パルス電流を発生する構成である。この関係を、図２５を用いて説明する。

図２４で示したコンデンサ２４３には、整流された電源電圧Ｅが加わっており、ｔ_０のタイミングで電圧Ｅのピーク値Ｅｐ１まで充電される。ｔ０以降の半周期では、コンデンサ２４３に充電された電荷が抵抗２４４によって時定数ＣＲで放電し、コンデンサの端子電圧Ｃｖは徐々に低下する。そして、タイミングｔ_１’においてＥｐ２まで低下する。このとき電源電圧Ｅは上昇中であり、ｔ_１’以降ｔ_０’までの間はコンデンサ２３に充電電流が流れ、これがパルス電流Ｉν（pls）、−Ｉν（pls）として生じる。これを図１３の高調波電流発生器１６として置き換えると、電源２４１が、電源電圧Ｖ１の電力幹線であり、図１５、図１６で示したように電源電圧Ｖ_１のピーク前のパルス電流Ｉν（pls）を出力する。

この回路による波形は図２５(b)で示すように、立ち上がり時間が短く、立ち下がり時間は比較的長い。そこで、図１７で示したように、立ち上がりタイミングをパルス発生位相θplsとし、ピーク電流値Ａの３３％低下点までの幅をパルス幅Δθplsとする。５０Ｈｚにおいて、Ｒ＝１６．４ｋΩ，Ｃ＝２７μＦ、時定数＝４４０ｍｓにおいて０．２Ａ、θpls＝１０．８°、Δθpls＝７〜８°が得られた。また、５０Ｈｚにおいて、Ｒ＝２０ｋΩ，Ｃ＝２２μＦ、時定数＝４４０ｍｓにおいて０．１５Ａ、θpls＝１０．８°、Δθpls＝７〜８°が得られた。

このほか、電源電圧Ｖ_１のピーク前のパルス電流Ｉν（pls）を出力する回路として、図２６で示す電子回路を用いてもよい。この場合の高調波電流発生器１６は、図２６で示すように、位相進み回路２６１、コンパレータ２６２、微分回路２６３、バイアス回路２６４、及び出力回路２６５により構成される。また、これら各部の電圧、電流のタイミングを図２７に示す。

位相進み回路２６１は、図示しないが、ＯＰアンプを使用する積分回路より構成され、並列コンデンサと位相調節用の可変抵抗器を有する。この位相進み回路２６１の入力点ａには、各相（例えばｕ相）からの入力電圧、すなわち、基本波である電源電圧Ｖ_１が入力される（図２７の波形ａ）。位相進み回路２６１は、上述した抵抗器を調節することにより、出力点ｂには、基本電源電圧Ｖ_１に対して位相が９０°−θpls進んだ正弦波電圧（図２７の波形ｂ）が出力される。なお、この位相進み回路２６１は、ディジタル計算方式のものとしてもよい。

この正弦波はコンパレータ２６２に入力され、矩形波に成形される。したがって、その出力端ｃには、基本電源電圧Ｖ_１の零点に対して位相が９０°−θpls進み点にて立ち上がり立ち下がる矩形波（図２７の波形ｃ）が得られる。

この矩形波は微分回路２６３に入力され微分される。微分回路２６３は、周知のようにコンデンサ及び時定数調節用の可変抵抗器とで構成されており、上述した矩形波が入力されたことにより、その出力点ｄには微分出力の指数関数波＋Ｖｇ，−Ｖｇ（図２７の波形ｄ）がそれぞれ得られる。

微分回路２６３の出力側には、幹線１２の１相分を構成する線ｕ，ｖ間に設けられた出力回路２６５が接続されている。出力回路２６５は、ダイオード及び抵抗を介して線ｕ，ｖ間に逆並列に接続された最終段出力素子としての電力トランジスタ又はＭＯＳ型ＦＥＴ（図ではＭＯＳ型ＦＥＴを示している）２６５１、２６５２を有する。そして、それらのベース又はゲートには、上述した微分回路２６３の出力側が、それぞれバイアス回路２６４を介して接続されている。このように電力トランジスタ又はＭＯＳ型ＦＥＴ２６５１、２６５２のベース又はゲートにそれぞれバイアス回路２６４を設けたことによりアナログ増幅器として機能する。

上記構成により微分出力＋Ｖｇ，−Ｖｇは、それぞれ出力回路２６５に入力され、最終段出力素子としての電力トランジスタ又はＭＯＳ型ＦＥＴ２６５１、２６５２のベース又はゲートに印加される。このため、最終段出力素子２６５１、２６５２には出力電流＋Ｉｄ，−Ｉｄ（図２７の波形ｅ）が流れ、パルス電流Ｉν（pls）として出力される。

ここで、パルス電流Ｉν（pls）は、位相進み回路２６１の可変抵抗値を調節することにより、電源電圧Ｖ_１のピーク位相よりθpls進みの位相でパルスを発生させることができる。また、パルス幅Δθplsは、微分回路２６３の可変抵抗値を変化させることにより任意の幅に調節できる。

表５は７５ｋｗ負荷（冷凍機モータ）に対し、本発明装置を投入し、１７次の連続波電流Ｉ_１７（pls)＝０．０５Ａを印加した場合の入力電力を、未投入の場合と比較して、その変化を測定した場合を示している。効果として、表に示すように約１１％の電力低下が生じた。

表６は同上の負荷（冷凍機モータ）に対し、１１次の連続波電流Ｉ_１１（pls)＝０．０５Ａを印加した場合の入力電力を測定した場合を示している。約５％の電力低下が生じた。この結果から、負荷であるモータの（Ｚ１／Ｐ）は１８個である可能性がある。

表７は同上の負荷（冷凍機モータ）に対し、２３次の連続波電流Ｉ_２３（pls)＝０．０５Ａを印加した場合の入力電力を測定した場合を示している。約４％の電力低下が生じた。

表８は同上の負荷（冷凍機モータ）に対し、上述した１１次、１７次、２３次の高調波電流各０．０５Ａを加算した連続波電流を印加した場合の入力電力を測定した場合を示している。約１４％の電力低下が生じた。

表９は同上の負荷（冷凍機モータ）に対し、電源電圧Ｖ_１のピーク値に対称で、幅Δθpls＝７．２゜(５０Ｈｚにてτ＝０．４ｍｓ)、１．０Ａの矩形波パルス電流を印加した場合の入力電力を測定した場合を示している。約１１．２％の電力低下が生じた。

表１０は、１７次に共振した並列コンデンサを接続し、電源電圧Ｖ_１のピークのタイミングに対してθpls＝１０゜(５０Ｈｚにてτ＝０．５５ｍｓ)進みで、幅Δθpls＝７゜(５０Ｈｚにてτ＝０．４ｍｓ)の矩形波パルス電流Ｉν(pls)を０．５Ａ流した場合の、負荷（２２ｋｗ送風機用モータ）の入力電力を測定した場合を示している。約１２．６％の電力低下が生じた。

表１１は、１７次に共振した並列コンデンサを接続し、電源電圧Ｖ_１のピークのタイミングに対してθpls＝９゜（０．５ｍｓ）進みで、幅Δθpls＝５゜（０．２８ｍｓ）の矩形波パルス電流Ｉν(pls)を０．５Ａ流した場合の、負荷（２２ｋｗ送風機用モータ）の入力電力を測定した場合を示している。約１１．６％の電力低下が生じた。

表１２は、１７次に共振した並列コンデンサを接続し、電源電圧Ｖ_１のピークのタイミングに対してθpls＝８．１゜(０．４５ｍｓ)進みで、幅Δθpls＝５．４゜（０．３ｍｓ）の矩形波パルス電流Ｉν(pls)を０．５Ａ流した場合の、負荷（２２ｋｗ送風機用モータ）の入力電力を測定した場合を示している。この場合は、効果(電力低下)が３％と少なかった。これは表２で示したように、１７次、２３次の高調波電圧Ｖ_１７(pls)、Ｖ_２３(pls)が、スロットに起因する高調波電圧Ｖν(slot)に対して逆位相でないためと考えられる。

表１３は、１７次に共振した並列コンデンサを接続し、θpls＝７゜（０．４ｍｓ）進みで、幅Δθpls＝６゜（０．３３ｍｓ）の指数関数パルス電流Ｉν(pls)を０．５Ａ流した場合の、負荷（２２ｋｗ送風機用モータ）の入力電力を測定した場合を示している。この場合も、効果(電力低下)が２．４％と少なかった。これは表３で示したように、１７次、２３次の高調波電圧Ｖ_１７(pls)、Ｖ_２３(pls)が、スロットに起因する高調波電圧Ｖν(slot)に対して逆位相でないためと考えられる。

表１４は、１７次に共振した並列コンデンサを接続し、θpls＝９゜（０．５ｍｓ）進みで、幅Δθpls＝５゜（０．２８ｍｓ）の指数関数パルス電流Ｉν(pls)を０．５Ａ流した場合の、負荷（２２ｋｗ送風機用モータ）の入力電力を測定した場合を示している。１２．５％効果(電力低下)が得られた。

表１５は、１７次に共振した並列コンデンサを接続し、θpls＝１０．８゜（０．６ｍｓ）進みで、幅Δθpls＝７゜（０．４ｍｓ）の指数関数パルス電流Ｉν(pls)を０．５Ａ流した場合の、負荷（２２ｋｗ送風機用モータ）の入力電力を測定した場合を示している。１１．７％効果(電力低下)が得られた。

表１６は、ＣＲ回路方式(Ｒ＝１６ｋΩ、Ｃ＝２７μＦ、時定数＝４４０ｍｓ、Ｉν(pls)＝０．１５Ａ)と、１７次に共振した並列コンデンサとを装備した場合の、負荷（２２ｋｗ送風機用モータ）の入力電力を測定した。その結果、１２．６％効果(電力低下)が得られた。これは、表２のθpls＝１０．８゜、幅Δθpls＝７．２゜の矩形波に相当する。

表１７は、ＣＲ回路方式(Ｒ＝２２ｋΩ、Ｃ＝３３μＦ、時定数＝７２６ｍｓ、Ｉν(pls)＝０．１５Ａ)と、１７次に共振した並列コンデンサとを装備した場合の、負荷（２２ｋｗ送風機用モータ）の入力電力を測定した。その結果、３．３％を効果(電力低下)が少なかった。これは、表２のθpls＝７．２゜、幅Δθpls＝５．４゜の矩形波に相当し、１７次、２３次の高調波電圧Ｖ_１７(pls)、Ｖ_２３(pls)が、スロットに起因する高調波電圧Ｖν(slot)に対して逆位相でないためと考えられる。

表１８は、一般家屋の負荷（電灯負荷の他、エアコン１台、扇風機４台等）を、時刻２:１０から４:２０まで連続運転し、所定時間毎に使用電力を測定した場合を示している。この例では、途中の３:４０のタイミングで、本発明の省電力装置（セイバー)をオンにして、電源電圧Ｖ_１と同相又は逆相の１７次の高調波連側電流０．０３Ａを流した場合の使用電力の推移を示している。この例では、セイバーオンへの切り換えにより平均電力が約７％低下した。

表１９は、同じく一般家屋の負荷を、時刻２:１０から４:２０まで連続運転し、所定時間毎に使用電力を測定した場合を示している。この例では、途中の３:３０のタイミングで、セイバーをオンにして、電源電圧Ｖ_１と同相又は逆相の１１次の高調波連側電流０．０３Ａを流した場合の使用電力の推移を示している。この例では、セイバーオンへの切り換えにより平均電力が約１１％低下した。このことから一般モータの１極当りのスロット数（Ｚ１／Ｐ）は１２個が多い可能性がある

表２０はＡ事業所のある特定時刻（ＰＭ３:００）に省電力設備を投入する実験を行い、その前後について、「高圧受電用積算電力計」「冷凍機専用の積算電力計」「補機専用の積算電力計」の各平均値を比較したものである。表２から、省電力設備投入後は、投入前に比べ、各積算電力計の平均値が低減している。

表２１は、Ｂ事業所において同様の実験を行った結果を表している。表３から、省電力設備を投入した１５時１５分以降とそれ以前とでは平均電力の低減率が１４．３％であることがわかる。

表２２はＡ事業所における各種モータについて、省電力設備投入後１ヶ月の「入力電流」「入力電力」「温度変化」を計測する実験を行い、これらの値を投入前と比較して示している。表から、省電力設備投入後１ヶ月における各値が投入前よりそれぞれ低減されていることがわかる。

表２３は７５ＫＷ大形冷凍機を有する事業所Ｃにおける高圧受電用積算電力計の平均電力量を平成１８年から平成２４年７月まで計測した値である。この中で、平成２３年１０月から平成２４年１月までは、半波整流方式によるパルス発生器を用いた省電力装置を投入し、それ以降は、全波整流方式によるパルス発生器を用いた省電力装置を投入して、実証実験を行った結果のデータである。表から、省電力装置を投入した平成２３年１０月からのデータが、それまでの同月のデータより低く省電力降下が生じていることがわかる。特に、全波整流方式によるパルス発生器を用いた省電力装置を投入した平成２４年２月以降の省電力効果が顕著であることがわかる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。例えば、電源電圧を商用周波数（基本周波数）の１周期内で細かくサンプリングし、電源電圧の最大値のタイミングをディジタル計算することにより発生することも可能である。これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１１・・・電源変圧器
１２・・・電力幹線
１３・・・高調波発生手段
１４・・・電動機
１４−１・・・固定子
１４−２・・・回転子
１５・・・リアクタンス回路
１６・・・高調波電流発生器
１８・・・コンデンサ
２１・・・スロット

Claims (11)

1. 電源変圧器に接続された電力幹線から給電される電動機を有する電力設備であって、
   前記電動機の運転時に、その固定子のコイル収容の総スロット数（Ｚ１）と極対数（Ｐ）の比（Ｚ１／Ｐ）に基づいて、前記固定子と回転子との間に発生する高調波回転磁束により生じる高調波電圧のうち、前記回転子に対して制動力となる次数の高調波電圧に対して、この制動力となる高調波電圧と同じ次数で逆位相となる高調波電圧を発生させる高調波発生部を前記電力幹線に設け、
   前記高調波発生部は、
   前記電力幹線から供給される電源電圧と同相で、前記比（Ｚ１／Ｐ）のマイナス１である（（Ｚ１／Ｐ）−１）次数の、１１次、１７次、２３次の少なくとも１つの高調波電流を含む高調波電流を発生する高調波電流発生器と、
   前記電力幹線に設けられ、前記電源変圧器の漏れリアクタンスを含むインピーダンスを有し、前記高調波電流が流れることにより前記回転子に対して制動力となる高調波電圧と同じ（（Ｚ１／Ｐ）−１）次数で前記電源電圧より９０°遅れ±３０゜以内の高調波電圧を発生させるリアクタンス回路とを有する、
   ことを特徴とする電力設備。
2. 前記高調波電流発生器は、前記１１次、１７次、２３次の少なくとも１つの高調波電流の各々に対して、コンパレータと、バンドパスフィルタと、位相回路と、可変抵抗と、合成器及び出力回路を有することを特徴とする請求項１に記載の電力設備。
3. 前記出力回路は、その出力段にトランスを有することを特徴とする請求項２記載の電力設備。
4. 前記高調波電流発生器は、連続波の高調波電流を発生することを特徴とする請求項３に記載の電力設備。
5. 前記高調波電流発生器は、前記１１次、１７次、２３次の少なくとも１つの高調波電流の各々に対して、位相進み回路と、コンパレータと、微分回路及び出力回路を有することを特徴とする請求項１記載の電力設備。
6. 前記高調波電流発生器は、パルス幅の中心が電源電圧のピーク点と一致するパルス波の高調波電流を発生することを特徴とする請求項１に記載の電力設備。
7. 電源変圧器に接続された電力幹線から給電される電動機を有する電力設備であって、
   前記電動機の運転時に、その固定子のコイル収容の総スロット数（Ｚ１）と極対数（Ｐ）の比（Ｚ１／Ｐ）に基づいて、前記固定子と回転子との間に発生する高調波回転磁束により生じる高調波電圧のうち、前記回転子に対して制動力となる次数の高調波電圧に対して、この制動力となる高調波電圧と同じ次数で逆位相となる高調波電圧を発生させる高調波発生部を前記電力幹線に設け、
   前記高調波発生部は、
   前記電力幹線から供給される電源電圧と同相で、前記比（Ｚ１／Ｐ）のマイナス１である（（Ｚ１／Ｐ）−１）次数の、１１次、１７次、２３次の少なくとも１つの高調波電流を含む高調波電流を発生する高調波電流発生器と、
   前記電力幹線に設けられ、前記電源変圧器の漏れリアクタンスを含むインピーダンスを有し、前記高調波電流が流れることにより前記回転子に対して制動力となる高調波電圧と同じ（（Ｚ１／Ｐ）−１）次数で前記電源電圧よりほぼ９０°遅れた高調波電圧を発生させるリアクタンス回路とを有する、
   ことを特徴とする電力設備。
8. 前記高調波電流発生器は、前記電力幹線から供給される電源電圧の正負の半波により充放電されるコンデンサ及びこのコンデンサに並列接続された放電抵抗を有し、前記コンデンサの静電容量と前記放電抵抗の抵抗値により、出力されるパルスの立ち上がり点を前記正負の半波のピーク点より進んだ位相に設定し、かつ、そのパルス幅を決定することを特徴とする請求項７に記載の電力設備。
9. 前記高調波電流発生器は、前記電力幹線から供給される電源電圧の位相を進ませる位相進み回路、この位相が進んだ波形を矩形波とするコンパレータ、この矩形波を微分する微分回路を有し、前記位相進み回路により、出力されるパルスの立ち上がり点の位相を調節でき、前記微分回路により前記出力されるパルスの幅を調節可能であることを特徴とする請求項７に記載の電力設備。
10. 前記高調波電流発生器は、前記１１次、１７次、２３次の少なくとも１つの高調波電流の各々に対して、位相進み回路と、コンパレータと、微分回路と、バイアス回路及び出力回路を有することを特徴とする請求項７記載の電力設備。
11. 電源変圧器に接続された電力幹線から給電される電動機を有する電力設備における高調波抑圧方法であって、
    前記電力幹線に設けられた高調波発生部により、
    前記電動機の運転時に、その固定子のコイル収容の総スロット数（Ｚ１）と極対数（Ｐ）の比（Ｚ１／Ｐ）に基づいて、前記固定子と回転子との間に発生する高調波回転磁束により生じる高調波電圧のうち、前記回転子に対して制動力となる次数の高調波電圧に対して、この制動力となる高調波電圧と同じ次数で逆位相となる高調波電圧を発生させ、
    前記高調波発生部は、高調波電流発生器により、
    前記電力幹線から供給される電源電圧と同相で、前記比（Ｚ１／Ｐ）のマイナス１である（（Ｚ１／Ｐ）−１）次数の、１１次、１７次、２３次の少なくとも１つの高調波電流を含む高調波電流を発生させ、
    前記電力幹線に設けられ、前記電源変圧器の漏れリアクタンスを含むインピーダンスを有するリアクタンス回路により、
    前記高調波電流が流れることにより前記回転子に対して制動力となる高調波電圧と同じ（（Ｚ１／Ｐ）−１）次数で前記電源電圧より９０°遅れ±３０゜以内の高調波電圧を発生させる、
    ことを特徴とする電力設備における高調波抑圧方法。

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