JP5844631B2 - 受電装置、及び受電方法 - Google Patents

Description

本発明は、共振回路を用いて１次コイルから電力を受電する技術に関する。

以下の特許文献１に記載された高周波受電回路の一例を図５を参照して説明する。この高周波受電回路は、高周波の交流電流を流す１次側誘導線路１０１（１次コイル）に対向した２次コイル１０２と、この２次コイル１０２に並列接続された共振コンデンサ１０３と、このコンデンサ１０３に接続され２次側コイルに発生する誘導電圧を整流する整流回路１０４と、整流回路１０４に接続され、出力電圧Ｖ_OUTが予め設定された一定の基準電圧Ｖ_Eとなるように出力電圧Ｖ_OUTを制御する定電圧制御回路１０５とを備える。

定電圧制御回路１０５は、電流制限用のコイル１０７と、基準電圧Ｖ_Eを発生する電圧発生器１０８と、出力電圧Ｖ_OUTと電圧発生器１０８の基準電圧Ｖ_Eとを比較するコンパレータ１０９と、出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧Ｖ_Eを越えた場合にコンパレータ１０９によりオンされる出力調整用トランジスタ１１０と、フィルタを形成するダイオード１１１およびコンデンサ１１２から構成されている。基準電圧Ｖ_Eは、負荷１０６に給電しているときに負荷１０６の両端間に発生すべき電圧（負荷電圧）と同じ電圧に設定されている。

出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧Ｖ_Eを下回ると出力調整用トランジスタ１１０がオフするので出力電圧Ｖ_OUTが上昇し、出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧Ｖ_Eを越えると、コンパレータ１０９からの出力によりトランジスタ１１０がオンされ、出力電圧Ｖ_OUTを減少させる。定電圧制御回路１０５がこのように動作することによって、出力電圧Ｖ_OUTが基準電圧Ｖ_Eに維持される。

特開平１０−１０８３９０号公報

上述の高周波受電回路では、１次コイル１０１から高い効率で受電するために、１次コイル１０１を流れる交流電流の周波数にて、互いに並列接続された２次コイル１０２と共振コンデンサ１０３とが共振するように、２次コイル１０２のインダクタンスの値と、共振コンデンサ１０３の容量の値とが設定される。

しかしながら、２次コイル１０２のインダクタンスの値や、共振コンデンサ１０３の容量の値は、素子によってばらつきがある。このため、上述の高周波受電回路は、１次コイル１０１を流れる交流電流の周波数にて、２次コイル１０２と共振コンデンサ１０３とが共振するように構成することが容易ではなかった。

また、２次コイル１０２のインダクタンスの値は、２次コイル１０２の温度、または２次コイル１０２の経年変化によって変化する。この変化によって共振周波数が別の周波数にシフトするため、上述の高周波受電回路では、１次コイルに流れる交流の周波数を共振周波数として維持するための調整作業が適宜必要であった。

そこで、本発明は、１次コイルに流れる交流電流の周波数にて共振を発生させることが従来よりも容易な受電技術を提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた、本発明の第１局面における受電装置は、第１の交流電圧を印加され、第１の交流電流が流れる１次コイルから電力を受電する受電装置である。この受電装置は、受電部と、低減電圧生成部とを備える。受電部は、１次コイルと電磁結合される２次コイルと、該２次コイルに接続されたコンデンサとを備え、第１の交流電流に基づく第２の交流電圧を生成する。低減電圧生成部は、第２の交流電圧に起因して受電部に発生する第２の交流電流によって該受電部に発生するリアクタンス電圧を低減可能な低減電圧であって、該第２の交流電圧と略同一の周波数を有する低減電圧を生成し、該低減電圧を受電部に印加する。

このように構成された受電装置では、受電部に上述のような低減電圧を印加することで、受電部におけるリアクタンス電圧が受電部における共振の発生を阻害することを抑制できる。したがって、受電部の２次コイルのインダクタンスやコンデンサの容量を調整することなく、受電部において、第２の交流電圧の周波数にて共振を発生させることができる。つまり、この受電装置では、１次コイルに流れる第１の交流電流の周波数にて共振を発生させることが従来よりも容易である。

低減電圧の周波数は、第２の交流電圧の周波数と完全に同一であってもよいし、第２の交流電圧の周波数と同一と見なせる範囲内で許容される誤差を有してもよい。
低減電圧生成部は、低減電圧を発生するためにどのように構成されていてもよい。

低減電圧生成部は、例えば、振幅位相検出部と、パラメータ算出部とを備え、パラメータ算出部によって算出された複数のパラメータに基づいて、低減電圧を生成するように構成されてもよい。振幅位相検出部は、第２の交流電流の振幅及び位相を検出する。パラメータ算出部は、振幅位相検出部によって検出された第２の交流電流の振幅及び位相、並びに、予め設定された前記受電部のインピーダンスに基づいて低減電圧を決定づける複数のパラメータを算出する。

このように低減電圧生成部が構成されていれば、上述のような低減電圧を生成することができる。
低減電圧は、どのような波形の電圧であってもよく、例えば、方形波電圧であってもよい。

この場合、低減電圧は、どのような方形波電圧であってもよく、例えば、パルス状の交流電圧であってもよい。
低減電圧生成部は、このようなパルス状の交流電圧をどのように生成してもよい。

例えば、低減電圧生成部は、直流電圧を用いて、低減電圧を構成する正のパルスと、負のパルスとを交互に発生するように構成されてもよい。
このように構成された低減電圧生成部によれば、直流電圧を用いて、低減電圧を生成することができる。

この場合、低減電圧生成部は、例えば、パラメータ算出部によって算出された複数のパラメータに基づいて、正のパルスと負のパルスとを交互に発生するパルス制御部を備えてもよい。

振幅位相検出部は、どのように構成されていてもよい。
振幅位相検出部は、例えば、第１の乗算器と、第２の乗算器と、第１のフィルタ部と、第２のフィルタ部と、第１のアナログ／ディジタル変換部と、第２のアナログ／ディジタル変換部と、電流位相振幅計算部とを備えてもよい。第１の乗算器は、第２の交流電流に該第２の交流電流の周波数と同じ周波数の基準信号を乗じてなる第１の信号を生成する。第２の乗算器は、第２の交流電流に該第２の交流電流の周波数と同じ周波数で上記基準信号と９０度位相の異なる交流信号を乗じてなる第２の信号を生成する。第１のフィルタ部は、第１の信号に含まれている第２の交流電流の周波数より高い周波数成分が除去された第１の分離信号を出力する。第２のフィルタ部は、第２の信号に含まれている第２の交流電流の周波数より高い周波数成分が除去された第２の分離信号を出力する。第１のアナログ／ディジタル変換部は、第１の分離信号を受けて所定のサンプリング周期で第１のディジタル信号に変換する。第２のアナログ／ディジタル変換部は、第２の分離信号を受けて所定のサンプリング周期で第２のディジタル信号に変換する。電流位相振幅計算部は、第１及び第２のディジタル信号に基づいて、第２の交流電流の前記振幅および位相を算出する。

このように構成された振幅位相検出部は、低減電圧生成部が直流電圧を用いて、低減電圧を構成する正のパルスと負のパルスとを交互に発生するのに好適である。
パラメータ算出部によって算出される複数のパラメータは、低減電圧を決定づけるどのようなパラメータを含んでもよい。

例えば、パラメータ算出部によって算出される複数のパラメータは、低減電圧の振幅Ｅと、低減電圧の基準信号に対する位相Φと、受電部のインピーダンス振幅Ｚと、受電部のインピーダンス位相φとを含んでもよい。

この場合、パラメータ算出部は、以下の数式（１）〜（４）に基づいて、複数のパラメータを算出するように構成されていてもよい。
Ｅ＝ＺＩ ・・・（１）
Φ＝φ＋θ ・・・（２）
Ｚ＝（Ｒ_c ²＋（Ｘ_c）²）^1/2 ・・・（３）
φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｒ_c/Ｘ_c） ・・・（４）
ただし、Ｉは、第２の交流電流の振幅を表し、θは、第２の交流電流の位相を表し、Ｒ_cは、前記受電部における抵抗成分以上の値を表し、Ｘ_cは、前記２次コイルの誘導性リアクタンスと前記コンデンサの容量性リアクタンスとの合成リアクタンスを表す。

このようにパラメータ算出部が構成されている場合、低減電圧は、抵抗成分以上の値と、２次コイルの誘導性リアクタンスと、コンデンサの容量性リアクタンスとに基づいて決定される。このため、低減電圧生成部は、誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスとに対応するリアクタンス電圧を低減可能な低減電圧を発生させることができ、ひいては、受電部におけるリアクタンス電圧が受電部における共振の発生を阻害することを抑制できる。

パルス制御部は、パラメータ算出部によって算出された複数のパラメータに基づいて、正のパルスと負のパルスとを交互に発生するためにどのように構成されてもよい。
パルス制御部は、例えば、正のパルス及び負のパルスのパルス幅θ_aを以下の数式（５）に基づいて算出し、正のパルスと負のパルスとの間隔βを以下の数式（６）に基づいて算出し、最初の正のパルスの発生タイミングである開始角αを以下の数式（７）に基づいて算出し、さらに、パルス幅θ_aと開始角αと間隔βとに基づいて、正のパルスと負のパルスとを交互に発生するように構成されてもよい。

θ_a＝２ａｒｃｓｉｎ（Ｅπ/４Ｅｄ） ・・・・・・・・・・・・（５）
β＝π−θ_a ・・・・・・・・・・・・（６）
α＝−Φ＋β/２ ・・・・・・・・・・・・（７）
ただし、Ｅｄは、直流電圧の値を表す。

このようにパルス制御部が構成されていれば、上述のような低減電圧を形成する正のパルスと負のパルスとを交互に発生することができる。
コンデンサの容量は、２次コイルとの共振周波数が第２の交流電流の周波数より小さくなるように設定されてもよい。

この場合、２次コイルに流れる第２の交流電流が低減電圧に対して遅れ位相（０＜θ＜π）となり、低減電圧の立ち上がり時にサージ電圧（オーバーシュート）が発生することを抑制でき、正のパルスと負のパルスを発生させるスイッチ素子において大きなスイッチングロスが生じることも抑制できる。

受電装置は、第２の交流電圧を直流電圧に変換する電圧変換部を備えてもよい。
このように受電装置が構成されていれば、１次コイルから受電した電力を用いて直流電圧を生成することができる。

また、上記目的を達成するためになされた、本発明の第２局面における方法は、第１の交流電圧を印加され、第１の交流電流が流れる１次コイルから電力を受電する方法であり、交流電圧生成工程と、低減電圧生成工程と、低減電圧印加工程とを備える。交流電圧生成工程では、１次コイルと電磁結合される２次コイルと、該２次コイルに接続されたコンデンサとを備える受電部にて、第１の交流電流に基づく第２の交流電圧を生成する。低減電圧生成工程では、第２の交流電圧に起因して受電部に発生する第２の交流電流によって該受電部に発生するリアクタンス電圧を低減可能な低減電圧であって、該第２の交流電圧と略同一の周波数を有する低減電圧を生成する。低減電圧印加工程では、低減電圧を受電部に印加する。

このような受電方法では、受電部に上述のような低減電圧を印加することで、２次コイルとコンデンサとによって発生するリアクタンス電圧が共振の発生を阻害することを抑制できる。したがって、２次コイルのインダクタンスやコンデンサの容量を調整することなく、第２の交流電圧の周波数にて共振を発生させることができる。つまり、この受電方法によれば、１次コイルに流れる第１の交流電流の周波数にて共振を発生させることが従来よりも容易である。

本発明が適用された実施形態の受電装置の電気的構成を表す回路図である。 実施形態の振幅位相検出部の構成を表すブロック図である。 （ａ）は受電部と、第１〜第４のスイッチ部と、直流電源とで形成される回路の概略的な等価回路図であり、（ｂ）は第１〜第４のスイッチ部のスイッチング動作を示すタイミングチャートである。 （ａ）は、受電部から方形波コンバータに入力される入力電圧及び交流電流の波形を示した図であり、（ｂ）は、方形波コンバータにおいて生成されるコンバータ電圧の波形を示した図である。 従来の高周波受電回路の構成を表す回路図である。

以下の本発明の実施形態を図面と共に説明する。
[受電装置の概要]
図１に示すように、受電装置１は、受電部２０と方形波コンバータ２とを備える。受電部２０は、受電装置１の外部の１次コイル５１に対向して配置され、１次コイル５１と電磁結合される２次コイル２０１と、２次コイル２０１の誘導性リアクタンス電圧（ωＬｉ：ωは角周波数、Ｌは２次コイル２０１のインダクタンス、ｉは２次コイル２０１に流れる交流電流の瞬時値を表す）を補償する容量性リアクタンス電圧（ｉ/ωＣ：Ｃは静電容量を表す）を発生させる共振コンデンサ２０２とを備える。２次コイル２０１と共振コンデンサ２０２とは、各々の一端が接続されて、直列共振回路を形成している。尚、図１中に示されたＡ/Ｃは２次コイル２０１で発生する誘導電圧ｅ₀を表し、２次コイル２０１と共振コンデンサ２０２との間に図示された抵抗Ｒは、２次コイル２０１に含まれる抵抗成分を表している。

方形波コンバータ２は、第１〜第４のスイッチ部Ｓ１〜Ｓ４と、第１〜第４のダイオードＤ１〜Ｄ４と、直流電源４と、平滑コンデンサ５と、電流センサ６と、制御部７とを備える。

各スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４は自己消孤機能を有するスイッチ素子であり、例えば、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられているが、ＭＯＳＦＥＴなどの他のスイッチ素子を用いてもよい。

より具体的には、スイッチ部Ｓ１のエミッタとスイッチ部Ｓ４のコレクタとが互いに接続され、スイッチ部Ｓ３のエミッタとスイッチ部Ｓ２のコレクタとが互いに接続されている。このように直列接続された、一組のスイッチ部Ｓ１，Ｓ４と、別の一組のスイッチ部Ｓ３，Ｓ２とは、負荷３の両端間で互いに並列接続されている。そして、受電部２０の共振コンデンサ２０２の他端が、スイッチ部Ｓ１のエミッタとスイッチ部Ｓ４のコレクタとの間にあるノードＮ１に接続され、受電部２０の２次コイル２０１の他端が、スイッチ部Ｓ３のエミッタとスイッチ部Ｓ２のコレクタとの間にあるノードＮ２に接続されている。

第１〜第４のダイオードＤ１〜Ｄ４はそれぞれ、スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４の各々のエミッタ−コレクタ間に接続され、スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４がオンからオフへ移行した際に発生する逆起電力を吸収する。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、ディスクリート素子であってもよいし、スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４のエミッタ−コレクタ間に形成される寄生ダイオードであってもよい。

直流電源４と平滑コンデンサ５とは、負荷３に並列接続されている。平滑コンデンサ５は、スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４によって交流電流から変換された、脈流を含む直流電流を平滑化する。

電流センサ６は、本実施形態では、非接触式電流センサである。非接触式電流センサは、絶縁処理されたリングコアに巻線を施された電流トランスを含んでおり、リングコアに挿通された配線上を流れる交流電流を当該センサ内の負荷抵抗に流すことにより交流電流の瞬時値を検出している。電流センサ６のリングコアには、受電部２０の２次コイル２０１の他端からノードＮ２に至る配線が挿通されており、電流センサ６は、この配線上を流れる交流電流の瞬時値ｉを検出する。

制御部７は、電流センサ６に接続された振幅位相検出器８、該振幅位相検出器８に接続されたコンバータ電圧制御器９、及び該コンバータ電圧制御器９及び各スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４のゲートに接続されたパルス制御部１０を備える。

制御部７は、後述するように、スイッチ部Ｓ１とスイッチ部Ｓ２とで構成される第１の対と、スイッチ部Ｓ３とスイッチ部Ｓ４とで構成される第２の対とを交互にオンオフするように、これらスイッチ部Ｓ１〜Ｓ４をスイッチングする。方形波コンバータ２は、このようなスイッチングによって、受電部２０からの交流を直流に変換すると共に、受電部２０におけるリアクタンス（誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスとの合成リアクタンス）に起因するリアクタンス電圧をキャンセルし、リアクタンス電圧が受電部２０における共振の発生を阻害するのを抑制するためのコンバータ電圧（キャンセル電圧）を発生させる。

図２に示すように、振幅位相検出器８は、電流センサ６で検出された交流電流の瞬時値ｉを入力する入力端子２１と、第１の基準信号としての基準交流信号（以下、「基準信号」と呼ぶ。例えば、ｓｉｎ波信号）を生成する第１の発信器２２と、第２の基準信号としての前記基準信号と９０度位相が異なる信号（例えばｃｏｓ波信号）を生成する第２の発信器２３と、生成された前記ｓｉｎ波信号及び前記ｃｏｓ波信号をそれぞれ交流電流の瞬時値ｉに乗算して第１の信号及び第２の信号を出力する乗算器２４，２５と、前記第１の信号及び前記第２の信号に含まれる交流電流の周波数よりも高い周波数成分（高調波成分）を除去するローパスフィルタ２６と、該ローパスフィルタ２６から出力される１対のアナログ信号をそれぞれＡＤ（アナログ−ディジタル）変換して、対応する１対のディジタル信号を出力するＡＤコンバータ２７，２８と、ＡＤコンバータ２７，２８から出力される１対のディジタル信号の各々を演算処理をする電流位相振幅計算部２９とを備える。電流位相振幅計算部２９は、例えば、アークタンジェント（Ａｒｃｔａｎ）演算を実行して電流位相θを算出するとともに、ＡＤコンバータ２７，２８からの各出力信号の二乗和の平方根を演算して電流振幅Ｉを算出する。

以下に、受電装置１の動作について図１，図２，及び図３（ａ），（ｂ）を参照して説明する。
１次コイル５１に高周波交流電圧（例えば、５〜３０ｋＨｚ）を印加して、１次コイル５１に高周波交流電流を通電し、２次コイル２０１に誘導電圧ｅ₀が発生すると交流電流が受電部２０に流れ、その交流電流の瞬時値ｉは電流センサ６によって検出され、その検出された交流電流の瞬時値ｉは振幅位相検出器８に送出される。

ここで、電流センサ６で検出された交流電流の瞬時値ｉは、以下の数式（１）に示すとおりである。
ｉ＝Ｉexp[j(ωt+θ)] ・・・（１）
なお、Iは電流振幅を表し、ｔは時間を表し、θは電流位相を表し、expはexponential（指数関数）の略である。

振幅位相検出器８は、受電部２０において発生し、後述のコンバータ電圧ｅ_cの電圧振幅Ｅを算出するのに必要なパラメータである交流電流の瞬時値ｉの電流振幅Ｉ及び電流位相θを算出する。
[振幅位相検出器８の動作]
第１の乗算器２４から出力される第１の信号はＩｃｏｓ（ωｔ＋θ）ｓｉｎ（ωｔ）となり、第２の乗算器２５から出力される第２の信号はＩｃｏｓ（ωｔ＋θ）ｃｏｓ（ωｔ）となる。

なお、交流電流の瞬時値ｉは、上記数式（１）よりｉ＝Ｉexp[j(ωt+φ+θ)]で与えられるが、オイラーの公式によりＩexp[j(ωt+φ+θ)]はＩｃｏｓ（ωｔ＋θ）と表すことができる。

ここで、Ｉｃｏｓ（ωｔ＋θ）ｓｉｎ（ωｔ）は、三角関数の積和の公式ｃｏｓαｓｉｎβ＝｛ｓｉｎ（α＋β）−ｓｉｎ（α−β）｝／２により、Ｉ｛−ｓｉｎθ＋ｓｉｎ（２ωｔ＋θ）｝と表すことができる。

Ｉｃｏｓ（ωｔ＋θ）ｃｏｓ（ωｔ）は、上記同様に積和の公式ｃｏｓαｃｏｓβ＝｛ｃｏｓ（α＋β）＋ｃｏｓ（α−β）｝／２）によりＩ｛ｃｏｓθ＋ｃｏｓ（２ωｔ＋θ）｝と表すことができる。

次に、ローパスフィルタ２６は、第１の乗算器２４からの前記第１の信号の高調波成分を除去して第１の分離信号を出力すると共に第２の乗算器２５からの前記第２の信号の高調波成分を除去して第２の分離信号を出力する。

具体的には、前記第１の信号については、Ｉ｛−ｓｉｎθ＋ｓｉｎ（２ωｔ＋θ）｝の高調波成分であるＩｓｉｎ（２ωｔ＋θ）が除去され、定常成分（直流成分）であるＩ｛−ｓｉｎθ｝のみが抽出され該定常成分が第１の分離信号として出力される。

また、前記第２の信号については、Ｉ｛ｃｏｓθ＋ｃｏｓ（２ωｔ＋θ）｝の高調波成分であるＩｃｏｓ（２ωｔ＋θ）が除去され、定常成分（直流成分）であるＩｃｏｓθのみが抽出され該定常成分が第２の分離信号として出力される。

次に、ＡＤコンバータ２７，２８は、それぞれローパスフィルタ２６からの１対のアナログ信号である前記第１の分離信号及び前記第２の分離信号を、それぞれ所定のサンプリング周波数で第１のディジタル信号及び第２のディジタル信号に変換する。

電流位相振幅計算部２９は、前記第１のディジタル信号（Ｉｓｉｎθ／２）及び前記第２のディジタル信号（Ｉｃｏｓθ／２）に基づいて以下の数式（２）、すなわちアークタンジェント演算を行って電流位相θを算出する。

θ＝ａｒｃｔａｎ｛（Ｉｓｉｎθ／２）／（Ｉｃｏｓθ／２）｝ ・・・（２）
また、電流位相振幅計算部２９は、前記第１のディジタル信号の二乗と前記第２のディジタル信号の二乗の和の平方根（以下の数式（３）参照）を算出することで、電流振幅Ｉを算出する。

Ｉ＝２｛（Ｉｓｉｎθ／２）²＋（Ｉｃｏｓθ／２）²｝^1/2 ・・・（３）
なお上記動作は三角関数を用いて説明したが、２つの矩形信号であって、各矩形信号の周波数が一次コイルに接続される電源電圧と同じであり、各矩形信号の位相が互いに９０度ずれた矩形信号でも同様の効果が得られる。

また９０度位相のずれた信号が無くとも、別途、専用の電流振幅センサによって電流振幅のみを検知して、ディジタル信号に変換し、変換されたディジタル信号の値を上記センサによって得られた電流振幅にて除算して２倍した後、アークサイン演算を行えば、電流位相θが算出できる。

[コンバータ電圧制御器９の動作]
コンバータ電圧制御器９は、方形波コンバータ２の入力側に印加するコンバータ電圧ｅ_cを算出する。ここで、コンバータ電圧ｅ_cは方形波コンバータ２の入力端子間（ノードＮ１とノードＮ２との間）に印加する電圧である。

より具体的には、コンバータ電圧制御器９は、受電部２０におけるリアクタンス電圧が受電部２０における共振の発生を阻害するのを抑制するためのコンバータ電圧ｅ_cを方形波コンバータ２の入力端子に発生させて受電部２０における共振を達成するのに必要である。

以下に、そのコンバータ電圧ｅ_cの算出方法を具体的に説明する。
まず、入力電圧ｅ_inが以下の数式（４）によって算出される。
ｅ_in＝Ｚexp(jφ)・Ｉexp(jωt+jθ)＝ＺＩexp[j(ωt+φ+θ)] ・・・（４）
ただし、Ｚは、受電部２０における等価インピーダンス振幅（以下、「インピーダンス振幅」と呼ぶ。）を表し、φは、受電部２０における等価インピーダンス位相（以下、「インピーダンス位相」と呼ぶ。）を表す。電流位相θ及び電流振幅Ｉはそれぞれ、上記した数式（２）及び数式（３）によって算出される。

インピーダンス振幅Ｚは、以下の数式（５）によって算出され、インピーダンス位相φは、以下の数式（６）によって算出される。
Ｚ＝（Ｒ_c ²＋（Ｘ_c）²）^1/2 ・・・（５）
φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｒ_c/Ｘ_c） ・・・（６）
ただし、Ｒ_cは、上述の抵抗Ｒ以上の値であり、Ｘ_cは、２次コイル２０１の誘導性リアクタンス（ωＬ）と共振コンデンサ２０２の容量性リアクタンス（１／ωＣ）との合成リアクタンス（ωＬ−１／ωＣ）である。

コンバータ電圧ｅ_cの電圧振幅Ｅ及び基準信号に対する位相Φは、以下の数式（７）及び数式（８）によって算出される。
Ｅ＝ＺＩ ・・・（７）
Φ＝φ＋θ ・・・（８）
したがって、方形波コンバータ２の入力端子間（ノードＮ１―Ｎ２）から２次コイル２０１側を見た場合に、上記数式（４）〜（８）に基づいて算出され、入力電圧ｅ_inと略同一の振幅と位相とを有し、入力電圧ｅ_inと略等価なコンバータ電圧ｅ_cを発生させることにより、受電部２０からノードＮ１及びノードＮ２までのリアクタンス（誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスとの合成リアクタンス）に起因するリアクタンス電圧を零とすることができる（受電部２０におけるリアクタンスを打ち消すことができる）。これにより、受電部２０におけるリアクタンス電圧が共振の発生を阻害することを抑制でき、受電部２０において共振を発生させることができる。

[パルス制御部１０の動作]
パルス制御部１０は、コンバータ電圧制御器９にて決定され、入力電圧ｅ_inと略等価なコンバータ電圧ｅ_cをノード間Ｎ１―Ｎ２に発生するようにスイッチ部Ｓ１〜Ｓ４をスイッチングするためのパルス信号を生成して各スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４のゲートに出力している。

以下に、各スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４をどのようにスイッチングしているのかについて図３（ａ），（ｂ）を参照して説明する。
パルス制御部１０では、まず、以下の数式（９）によって重なり角βを算出する。

β＝π−θ_a ・・・（９）
ただし、θ_aは、コンバータ電圧ｅ_cの１パルスのオン時間（デューティ）を表し（図３（ｂ）参照）、コンバータ電圧制御器９によって算出されたコンバータ電圧ｅ_cの電圧振幅Ｅ、別途検出される直流電源の電圧Ｅｄ等に基づいて以下の数式（１０）を計算することにより求められる。

θ_a＝２ａｒｃｓｉｎ（Ｅπ/４Ｅｄ） ・・・（１０）
また、第１の発信器２２にて生成される基準信号と同期をとるために必要な初期位相αを以下の数式（１１）によって算出する。

α＝−Φ＋β/２ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）
次に、スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４をオン又はオフするタイミングについて図３（ａ），（ｂ）を参照して説明する。なお、図３（ｂ）に示すタイミングチャートでは、上から順に、スイッチ部Ｓ１〜スイッチ部Ｓ４に出力されるパルス波を表しており、最下段にはコンバータ電圧ｅ_cの電圧パルスが表されている。

（ｉ）スイッチ部Ｓ１とスイッチ部Ｓ３のスイッチング
まず、初期位相αだけ位相をずらしてスイッチ部Ｓ１を所定時間（一周期に対して約π）だけオンし、該オン時間と同じ時間だけオフするようにスイッチ部Ｓ１をスイッチングする。その後はこの動作が繰り返される。

次に、スイッチ部Ｓ１とスイッチ部Ｓ３のオン時間の重複した部分が角度βとなるようなタイミングでスイッチ部Ｓ３をオンし、その後スイッチ部Ｓ３はスイッチ部Ｓ１のオン時間と同じ時間だけオンし、その後、スイッチ部Ｓ１のオフ時間と同じ時間だけオフするようにスイッチ部Ｓ３がスイッチングされる。その後はこの動作が繰り返される。

上記スイッチングによって、コンバータ電圧ｅ_cの正のパルスはスイッチ部Ｓ１のオンと同時に発生し、（π−β）の時間経過後に消失する。
（ｉｉ）スイッチ部Ｓ２とスイッチ部Ｓ４のスイッチング
スイッチ部Ｓ２は、スイッチ部Ｓ３のオン時間と重ならないように、スイッチ部Ｓ１のオン時間と同じ時間だけオンし、スイッチ部Ｓ１のオフ時間と同じ時間だけオフするようにスイッチングされる。その後はこの動作が繰り返される。

次に、スイッチ部Ｓ２とスイッチ部Ｓ４のオン時間の重複した部分が角度βとなるようなタイミングでスイッチ部Ｓ４をオンし、その後スイッチ部Ｓ４はスイッチ部Ｓ２のオン時間と同じ時間だけオンし、その後、スイッチ部Ｓ２のオフ時間と同じ時間だけオフするようにスイッチ部Ｓ４がスイッチングされる。その後はこの動作が繰り返される。言い換えるとスイッチ部Ｓ４については、スイッチ部Ｓ１のオン時間と重ならないように、スイッチ部Ｓ１のオン時間と同じ時間だけオフし、スイッチ部Ｓ１のオフ時間と同じ時間だけオンするようにスイッチ部Ｓ４をスイッチングする。その後はこの動作が繰り返される。

上記スイッチングによって、コンバータ電圧ｅ_cの負のパルスはスイッチ部Ｓ４のオンと同時に発生し、（π−β）の時間経過後に消失する。
上記したようにスイッチ部Ｓ１〜スイッチ部Ｓ４をスイッチングすることにより、図３（ｂ）の最下段に示されるようなコンバータ電圧ｅ_cの電圧パルスが生成され、該コンバータ電圧ｅ_cをノードＮ１―Ｎ２に発生させることができる。

図４（ａ）に示す受電部２０における入力電圧及び交流電流の波形から明らかなように、入力電圧及び交流電流の位相は一致しており、共振状態となっていることがわかる。
また、交流電流のひずみは少なく、交流電流に高調波がほとんど含まれていないことがわかる。

このような交流電流は、スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作によって脈流を含む直流電流に変換されたのち、平滑コンデンサ５によって、平滑化された直流電流に変換される。

以上説明したように、本実施形態の受電装置１では、受電部の２次コイル２０１のインダクタンスやコンデンサ２０２の容量を調整することなく、受電部２０において、交流電圧の周波数にて共振を発生させることができる。つまり、この受電装置１では、１次コイル５１に流れる第１の交流電流の周波数にて共振を発生させることが従来よりも容易である。

また、本実施形態の受電装置１では、重量のあるコイルを含むチョッパー回路を用いずに半導体スイッチを含む簡易な構成の方形波コンバータ２を用いて共振を達成することができるため受電回路の重量及びコストの軽減を図ることができる。

なお、共振コンデンサ２０２は、２次コイル２０１との共振周波数ｆｒ（１/２π√（ＬＣ））が２次コイル２０１に流れる交流電流の周波数（スイッチング周波数）ｆｓ以下（２πｆｓＬ＞１/２πｆｓＣ）となる容量とする必要がある。

この理由は、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆｓより大きくなると（２πｆｓＬ＜１/２πｆｓＣ）、２次コイル２０１に流れる交流電流がコンバータ電圧ｅ_cに対して進み位相（π＜θ＜２π）となり、コンバータ電圧ｅ_cの電圧パルスの立ち上がり時にサージ電圧（オーバーシュート）が発生しやすくなり、大きなスイッチングロスが生じるからである。

ここで、本実施形態においては、２次コイル２０１が本発明の２次コイルの一例に相当し、共振コンデンサ２０２が本発明のコンデンサの一例に相当し、受電部２０が本発明の受電部の一例に相当する。

また、本実施形態においては、方形波コンバータ２が本発明の低減電圧生成部の一例と、電圧変換部の一例に相当する。
また、本実施形態においては、振幅位相検出器８が本発明の振幅位相検出部の一例に相当し、コンバータ電圧制御器９が本発明のパラメータ算出部の一例に相当し、パルス制御部１０が本発明のパルス制御部の一例に相当する。

また、本実施形態においては、乗算器２４及び乗算器２５がそれぞれ本発明の第１の乗算器の一例及び第２の乗算器の一例に相当し、ローパスフィルタ２６が本発明の第１のフィルタ部の一例及び第２のフィルタ部の一例に相当し、ＡＤコンバータ２７及びＡＤコンバータ２８がそれぞれ本発明の第１のアナログ／ディジタル変換部の一例及び第２のアナログ／ディジタル変換部の一例に相当し、電流位相振幅計算部２９が本発明の電流位相振幅計算部の一例に相当する。

以上本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて種々の態様をとることができる。

例えば、上記実施形態では、１次コイル５１に高周波電流が通電されていたが、高周波電流よりも周波数の低い電流が通電されてもよい。
また、上記実施形態では、コンバータ電圧ｅ_cは、リアクタンス電圧を打ち消す電圧であったが、リアクタンス電圧を低減する電圧であってもよい。

１…受電装置、２…方形波コンバータ、３，１０６…負荷、４…直流電源、５…平滑コンデンサ、６…電流センサ、７…制御部、８…振幅位相検出器、９…コンバータ電圧制御器、１０…パルス制御部、２０…受電部、２１…入力端子、２２，２３…発振器、２４，２５…乗算器、２６…ローパスフィルタ、２７，２８…ＡＤコンバータ、２９…電流位相振幅計算部、３０，３１…出力端子、５１，１０１…１次コイル、１０２，２０１…２次コイル、１０３，２０２…共振コンデンサ、１０４…整流回路、１０５…定電圧制御回路、１０７…コイル、１０８…電圧発生器、１０９…コンパレータ、１１０…トランジスタ、１１１…ダイオード、１１２…コンデンサ、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４…スイッチ部、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード。

Claims (9)

1. 第１の交流電圧を印加され、第１の交流電流が流れる１次コイルから電力を受電する受電装置であって、
   前記受電装置は、
   前記１次コイルと電磁結合される２次コイル及び前記２次コイルに直列に接続されたコンデンサを有し、前記第１の交流電流に基づく第２の交流電圧を生成する直列共振回路と、
   前記第２の交流電圧に起因して前記直列共振回路に発生する第２の交流電流によって前記直列共振回路に発生する、前記２次コイルの誘導性リアクタンスと前記コンデンサの容量性リアクタンスとの合成リアクタンスに起因する電圧であるリアクタンス電圧を、低減可能な低減電圧であって、前記第２の交流電圧と同一の周波数を有する低減電圧を生成し、前記低減電圧を前記直列共振回路に印加する低減電圧生成部と
   を備える受電装置。
2. 請求項１に記載の受電装置であって、
   前記低減電圧生成部は、
   前記第２の交流電流の振幅及び位相を検出する振幅位相検出部と、
   前記振幅位相検出部によって検出された前記第２の交流電流の振幅及び位相、並びに、予め設定された前記直列共振回路のインピーダンスに基づいて前記低減電圧を決定づける複数のパラメータを算出するパラメータ算出部と
   を備え、
   前記低減電圧生成部は、
   前記パラメータ算出部によって算出された前記複数のパラメータに基づいて、前記低減電圧を生成するように構成されている、受電装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の受電装置であって、
   前記低減電圧は、方形波電圧である、受電装置。
4. 請求項３に記載の受電装置であって、
   前記低減電圧は、パルス状の交流電圧である、受電装置。
5. 請求項４に記載の受電装置であって、
   前記低減電圧生成部は、
   直流電圧を用いて、前記低減電圧を構成する正のパルスと、負のパルスとを交互に発生するように構成されている、受電装置。
6. 請求項２に記載の受電装置であって、
   前記低減電圧はパルス状の交流電圧であり、
   前記低減電圧生成部は、さらに、
   前記パラメータ算出部によって算出された前記複数のパラメータに基づいて、前記低減電圧を構成する正のパルスと負のパルスとを交互に発生するパルス制御部を備える、受電装置。
7. 請求項６に記載の受電装置であって、
   前記振幅位相検出部は、
   前記第２の交流電流に前記第２の交流電流の周波数と同じ周波数の基準信号を乗じてなる第１の信号を生成する第１の乗算器と、
   前記第２の交流電流に前記第２の交流電流の周波数と同じ周波数で上記基準信号と９０度位相の異なる交流信号を乗じてなる第２の信号を生成する第２の乗算器と、
   前記第１の信号に含まれている前記第２の交流電流の周波数より高い周波数成分が除去された第１の分離信号を出力する第１のフィルタ部と、
   前記第２の信号に含まれている前記第２の交流電流の周波数より高い周波数成分が除去された第２の分離信号を出力する第２のフィルタ部と、
   前記第１の分離信号を受けて所定のサンプリング周期で第１のディジタル信号に変換する第１のアナログ／ディジタル変換部と、
   前記第２の分離信号を受けて所定のサンプリング周期で第２のディジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタル変換部と、
   第１及び第２のディジタル信号に基づいて、前記第２の交流電流の前記振幅および前記位相を算出する電流位相振幅計算部と
   を備える、受電装置。
8. 請求項７に記載の受電装置であって、
   前記パラメータ算出部は、前記複数のパラメータとして、下記式（１）、（２）によって前記低減電圧の振幅Ｅ、及び前記低減電圧の前記基準信号に対する位相Φを算出するように構成され、
   前記低減電圧生成部は、前記Ｅ及びΦを用いて下記式（３）で表される低減電圧ｅ _c を生成するように構成されている、受電装置。
   Ｅ＝ＺＩ ・・・（１）
   Φ＝φ＋θ ・・・（２）
   ｅ _c ＝Ｅexp［ｊ（ωｔ＋Φ）］ ・・・（３）
   ただし、Ｚ及びφは下記式（４）、（５）で表され、Ｉは、前記第２の交流電流の前記振幅を表し、θは、前記第２の交流電流の前記位相を表し、Ｒ_cは、前記２次コイルの抵抗成分以上の値を表し、Ｘ_cは、前記２次コイルの誘導性リアクタンスと前記コンデンサの容量性リアクタンスとの合成リアクタンスを表す。
   Ｚ＝（Ｒ _c ² ＋（Ｘ _c ） ² ） ^1/2 ・・・（４）
   φ＝ａｒｃｔａｎ（Ｒ _c /Ｘ _c ） ・・・（５）
9. 第１の交流電圧を印加され、第１の交流電流が流れる１次コイルから電力を受電する方法であって、
   前記１次コイルと電磁結合される２次コイル及び前記２次コイルに直列に接続されたコンデンサを有する直列共振回路にて、前記第１の交流電流に基づく第２の交流電圧を生成する交流電圧生成工程と、
   前記第２の交流電圧に起因して前記直列共振回路に発生する第２の交流電流によって前記直列共振回路に発生する、前記２次コイルの誘導性リアクタンスと前記コンデンサの容量性リアクタンスとの合成リアクタンスに起因する電圧であるリアクタンス電圧を、低減可能な低減電圧であって、前記第２の交流電圧と同一の周波数を有する低減電圧を生成する低減電圧生成工程と、
   前記低減電圧を前記直列共振回路に印加する低減電圧印加工程と
   を備える方法。

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