JP6021009B2 - Ｍｃｓの決定方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線ＬＡＮシステム等、シングルキャリア伝送方式を用いる無線通信システムにおいて用いられる変調誤り訂正方式（Modulation and Coding Scheme：ＭＣＳ）の決定方法に関するものである。

近年注目されているミリ波を用いたＷＬＡＮシステムIEEE802.11adやＷＰＡＮシステムIEEE802.15.3cは、世界的に免許不要な６０ＧＨｚ帯を利用して２Ｇｂｐｓ以上のマルチギガビットの無線伝送を可能とする超広帯域無線通信システムであり、ＨＤＭＩ映像収録システム等の非圧縮伝送や、ＰＣ周辺機器間の接続等のアプリケーションへの適用が期待されている。

こうした無線通信システムでは、アクセスポイントやピコネットコーディネータとなるデバイスがビーコン信号等の制御信号を周期的に送信すると共に、受信側のデバイスがこれを受信、認識することで、通信を開始する手続きが行われている。

これらの無線通信システムにおいてシングルキャリア伝送方式が採用される場合、マルチパスフェージングに起因する信号歪みへの対策として、例えば周波数領域等化（Frequency Domain Equalization：ＦＤＥ）が行われている。

ＦＤＥは、受信側が受信した信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、この周波数領域のチャネル応答値と信号・雑音比（ＳＮＲ）（または信号・雑音電力比（ＳＩＮＲ））とを用いたゼロフォーシング（ＺＦ）法や平均２乗誤差最小化（ＭＭＳＥ）規範等により信号歪みを補正した後、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い時間領域の信号に戻す処理である。この処理により、マルチパスフェージングにより歪んだ信号を補正することができる。

また、無線通信システムにおいては、変調誤り訂正も行われている。この変調誤り訂正の方式（Modulation and Coding Scheme：ＭＣＳ、特許文献１参照）の決定は、ＳＮＲ、インパルス応答から求められる二乗平均平方根（ＲＭＳ）遅延広がり（非特許文献１参照）、高周波（ＲＦ）部から得られる受信信号強度（ＲＳＳＩ）等の他、これらを組み合わせて得られる情報に基づいて行われている。

特開２０１０−１０９６９号公報

IEEE802.15-07-0761-10

従来の無線通信システムでは、ＦＤＥと変調誤り訂正とを併用する場合、ＳＮＲ、ＲＭＳ遅延広がりやＲＳＳＩのみでは、ＦＤＥ後の受信特性を規定することはできず、通信環境毎に最適なＭＣＳを決定することは難しかった。

例えば、ＳＮＲが同じ２つの通信環境がある場合であって、ＦＤＥを行う場合には、ＲＭＳ遅延広がりの小さい通信環境の方が、ＲＭＳ遅延広がりの大きな通信環境よりも受信特性が劣化することがあった。

このように、ＳＮＲやＲＭＳ遅延広がりとＦＤＥ後の受信特性とが解離している場合があるため、ＳＮＲやＲＭＳ遅延広がりに基づきＭＣＳを決定しても、これがＦＤＥ後の当該通信環境においては最適なものではないことがあった。

そこで、本発明は、上述した問題点に鑑みて案出されたものであり、ＦＤＥを用いる場合であっても、実際の受信特性に対応する最適なＭＣＳを得ることのできるＭＣＳの決定方法を提供することを目的とする。

本発明者は、上述した課題を解決するために、ディップの数に基づきＭＣＳを決定することで、ＦＤＥを用いる場合であっても、実際の受信特性に対応する最適なＭＣＳを得ることのできるＭＣＳの決定方法を発明した。

第１発明に係るＭＣＳの決定方法は、周波数領域等化後に最適なＭＣＳを決定するＭＣＳの決定方法であって、チャネル応答値の閾値を設定する閾値設定工程と、周波数毎にチャネル応答値を測定する応答値測定工程と、前記チャネル応答値が前記閾値を下回るディップの数を計測するディップ計測工程と、前記ディップの数に応じて前記ＭＣＳを決定するＭＣＳ決定工程と、を備えることを特徴とする。

第２発明に係るＭＣＳの決定方法は、第１発明において、前記閾値が複数存在し、最も低い前記チャネル応答値となる一の前記閾値については、ＳＮＲに基づき可変であることを特徴とする。

第３発明に係るＭＣＳの決定方法は、第２発明において、前記一の閾値と異なる他の前記閾値についても、前記ＳＮＲに基づき可変であることを特徴とする。

第４発明に係るＭＣＳの決定方法は、第１乃至第３発明の何れか一つにおいて、前記閾値設定工程、前記応答値測定工程および前記ディップ計測工程が所定の回数繰り返され、前記所定の回数毎に得られた前記ディップの数に応じて前記ＭＣＳを決定することを特徴とする。

上述した構成からなる本発明によれば、ＦＤＥを用いる場合であっても、実際の受信特性に対応する最適なＭＣＳを得ることが可能となる。

本実施形態に係る無線送受信機の構成ブロック図である。 無線送受信機により生成される送信データのフレーム構成図である。 送信機のアンテナ半値角を３０度，受信機のアンテナ半値角を３０度（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（３０，３０）としたときの電力遅延プロファイルを示すグラフである。 送信機のアンテナ半値角を３０度，受信機のアンテナ半値角を８０度（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（３０，８０）としたときの電力遅延プロファイルを示すグラフである。 送信機のアンテナ半値角を８０度，受信機のアンテナ半値角を６０度（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（８０，６０）としたときの電力遅延プロファイルを示すグラフである。 送信機のアンテナ半値角を３０度，受信機のアンテナ半値角を３０度（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（３０，３０）としたときの周波数特性を示すグラフである。 送信機のアンテナ半値角を３０度，受信機のアンテナ半値角を８０度（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（３０，８０）としたときの周波数特性を示すグラフである。 送信機のアンテナ半値角を８０度，受信機のアンテナ半値角を６０度（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（８０，６０）としたときの周波数特性を示すグラフである。 本実施形態に係るＭＣＳの決定方法においてディップを計測するための閾値を示す図である。 本発明のＭＣＳ決定方法の流れを示すフローチャートである。

本発明に係るＭＣＳ決定方法では、ＦＤＥを行う通信環境において、ＳＮＲと、実際の受信特性に影響を及ぼす、周波数領域におけるチャネル応答値の落ち込みの数（ディップ）に基づくＭＣＳの決定が行われる。以下、図面を用いて本発明を実施するための最良の形態を説明する。

まず、本発明に係るＭＣＳ決定方法が行われる無線送受信機について説明する。図１は、本実施形態に係る無線送受信機の構成ブロック図である。図１に示すように、無線送受信機１は、無線送信機としての機能２と、無線受信機としての機能３の両方を備えたものである。この無線送受信機１は、IEEE802.11adのシングルキャリアに準拠した信号の送受信を行う。

送信機能２は、プリアンブル・パイロットデータ生成部２０、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ）コンバータ２１、マッパ２２、π／２回転器２３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２４、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）２５、直交変調器２６、アップコンバータ２７、局部発振器２８、アンプ２９およびアンテナ２９１により実現されている。

プリアンブル・パイロットデータ生成部２０は、送信データに含まれ、フレーム同期、周波数等化、チャネル推定等を行うためのプリアンブルとパイロットデータの生成を行う。

ＬＤＰＣエンコーダ２１は、ＬＰＤＣを畳み込み符号を置き換える誤り訂正符号として用いるＬＤＰＣ符号のエンコードを行う。

マッパ２２は、プリアンブル・パイロットデータ生成部２０で生成されたプリアンブルおよびパイロットデータと、ＬＤＰＣエンコーダ２１でエンコードされたＬＤＰＣ符号を関連付け、マッピングを行う。そして、マッパ２２からは、同相成分（Ｉｃｈ）および直交成分（Ｑｃｈ）が出力され、π／２回転器２３に入力される。

π／２回転器２３は、送信側シンボル毎にπ／２の回転を行うことでπ／２−ＢＰＳＫ、π／２−ＱＰＳＫ信号の生成を行う。受信機側は、シンボル毎に送信側と逆回転を行うことで、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ信号として受信することができ、復調が簡略化される。

ＬＰＦ２４は、π／２回転器２３から出力されたデータについて、高周波成分を除去するとともに、低周波成分のみを通過させる。

ＤＡＣ２５は、デジタル信号を伝送用のアナログ信号へと変換し、直交変調器２６への出力を行う。

直交変調器２６は、同相成分と直交成分について直交変調を行い、得られたデータをアップコンバータ２７に出力する。

アップコンバータ２７は、直交変調器２６により直交変調が行われたデータを中間周波数（ＩＦ）から無線周波数（ＲＦ）へアップコンバートする。

そして、アップコンバータ２７からの出力は、アンプ２７により増幅され、アンテナ２９１から送信される。

また、局部発振器２８は、直交変調器２６およびアップコンバータ２７で用いられる、変調用の基準信号を生成する。この局部発振器２８によって生成される基準信号の局部発振周波数は、この局部発信器２８内において可変となるように構成されていてもよい。また、この局部発信器２８は、発生すべき局部発振周波数につき、図示しないＰＬＬ回路等に基づいて増強され、減衰されるように制御可能とされていてもよい。

一方、受信機能３は、アンテナ３９３、アンプ３９２、ダウンコンバータ３９、直交復調器３８、局部発振器３９１、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）３７、ＬＰＦ３６、クロック再生回路３５、フレーム同期回路３４、チャネル推定回路３３、周波数領域等化器３２、判定回路３１およびＬＤＰＣデコーダ３０により実現されている。

他の無線送受信機１から送信されたデータは、アンテナ３９３を介して受信される。

アンテナ３９３を介して受信されたデータは、アンプ３９２により増幅された後、ダウンコンバータ３９へと出力される。

ダウンコンバータ３９は、データをＲＦからＩＦへダウンコンバートする。ダウンコンバートされたデータは、直交復調器３８へと出力される。

直交復調器３８は、ダウンコンバータ３９からの出力データを同相成分と直交成分とに直交復調し、これらをＡＤＣ３７に出力する。

局部発振器３９１は、ダウンコンバータ３９および直交復調器３８で用いられる、変調用の基準信号を生成する。この基準信号の生成は、上述した局部発振器２８と同様に行われる。

ＡＤＣ３７は、受信したアナログ信号をデジタル信号へと変換し、ＬＰＦ３６に出力する。

ＬＰＦ３６は、ＡＤＣ３７から出力されたデータについて、高周波成分を除去するとともに、低周波成分のみを通過させ、クロック再生回路３５、フレーム同期回路３４および周波数領域等化器３２へと出力する。

クロック再生回路３５は、入力信号に含まれるプリアンブルからクロックを抽出する。抽出されたクロックは、フレーム同期回路３４やチャネル推定回路３３に供給される。

フレーム同期回路３４は、クロック再生回路３５から供給されたクロックに基づき、送信側である無線送受信機１との間でフレーム同期の確立を行う。

チャネル推定回路３３は、プリアンブルやパイロットデータに含まれる既知信号に基づきチャネル推定を行う。チャネル推定は、既知信号の構成に応じて適切な方法で行われる。

周波数領域等化器３２は、時間領域の受信信号について高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行い周波数領域に変換し、周波数領域での等化処理を行った後、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い再び時間領域に戻し、判定回路３１へと出力する。

判定回路３１は、ＰＳＫ信号やＱＡＭ信号の中に含まれるビットの正負判定をするもので、硬判定（１，０）と軟判定(対数尤度比相当のものを計算）を行う。この判定結果は、ＬＤＰＣデコーダ３０による復号処理に用いられる。

ＬＤＰＣデコーダ３０は、送信側のＬＤＰＣ符号処理で用いられた検査行列に基づいて生成される変換検査行列を用いて、入力信号に対してＬＤＰＣ復号処理を行い、得られたデータをＬＤＰＣ対象データの復号結果として出力する。

図２は、無線送受信機１により生成される送信データのフレーム構成図である。フレームはブロック化されていて、パイロット信号とデータでサブブロックが形成され、６４サブブロックで１ブロックとなっている。

次に、こうした無線送受信機１によるＦＤＥを伴う無線送受信を行う際の、ＲＭＳ遅延広がり、ディップ数および受信特性との関係について説明する。なお、以下の説明において、Ｔｘは送信ビーム幅、Ｒｘは受信ビーム幅を表す。

図３〜図５は、それぞれ（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（３０，３０）、（３０，８０）、（８０，６０）としたときの各アンテナの組合せ（パス）の電力遅延プロファイルを示すグラフであり、図６〜図８は、それぞれ（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（３０，３０）、（３０，８０）、（８０，６０）としたときのパスの周波数特性を示すグラフである。

次に、これらの値に基づき、受信電力、ＲＭＳ遅延広がり、周波数落ち込み（ディップ）数および受信特性の関係を検討する。表１は、各パスに対する受信電力、ＲＭＳ遅延広がり、周波数落ち込み（ディップ）数およびＢＥＲ特性（受信特性）の関係を示す表である。

表１に示すデータでは、例えば（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（３０，８０）の組合せのＲＭＳ遅延広がりは４．７ｎｓであり、（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（８０，６０）の組合せの遅延広がりである１１．０よりも大幅に少なくなっている。

しかし、受信特性の劣化については、（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（３０，８０）の組合せでは４．２ｄＢである一方、（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（８０，６０）の組合せでは３．６ｄＢと、後者の方が少なくなっていて、これはすなわち、後者の方が良好な受信特性であることを示している。

次に、ディップと受信特性との関係について説明する。上述した表１では、各パスについて、チャネル応答値の平均値よりも１０ｄＢ以下、１５ｄＢ以下、および２０ｄＢ以下という、３つの閾値のそれぞれを下回る落ち込み（ディップ）の数が計測されている。

ここで、上述した（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（３０，８０）の組合せと、（Ｔｘ，Ｒｘ）＝（８０，６０）の組合せのディップの数を比較すると、各閾値のそれぞれについて、前者の方が、より多くのディップが存在することが分かる。

これはすなわち、ＦＤＥを伴う無線送受信を行う場合には、ディップの数が受信特性に大きな影響を与え、ディップの数が多いほど受信特性が悪化することを示している。

そこで、本発明においては、無線送信機から送信される制御信号に含まれる既知信号に基づきＳＮＲとディップの数の計測が行われるとともに、得られたＳＮＲとディップの数に基づき、最適なＭＣＳの決定が行われる。また、ディップの数の計測に際しては、チャネル応答値の異なる複数の閾値が設けられ、それぞれの閾値を下回るディップの数が計測されている。以下、こうした本発明に係るＭＣＳの決定方法について具体的に説明する。

図９は、本実施形態に係るＭＣＳの決定方法においてディップを計測するための閾値を示す図である。図９に示すように、本実施形態において、閾値は３つ設けられていて、最も低いチャネル応答値となる閾値Ｔ１について初期設定値ＴＳ１を１０ｄＢ、２番目に低い閾値Ｔ２について２０ｄＢ、３番目に低い閾値Ｔ３について２５ｄＢとなっている。

また、ＳＮＲが低い場合、電力の低い部分においてディップの測定精度が低下するため、本発明においては、ＳＮＲに応じて閾値を変更することを可能としている。本実施形態においては、閾値Ｔ１について、初期設定値ＴＳ１である１０ｄＢから１５ｄＢまでの範囲で可変となっている。なお、以下の説明において、閾値Ｔ１と初期設定値ＴＳ１との差をマージンという。

次に、本発明に係るＭＣＳの決定方法の具体的手順について説明する。図１０は、本発明のＭＣＳ決定方法の流れを示すフローチャートである。図１０の処理は、無線通信システムを構成する無線送信機として機能する無線送受信機１と、無線受信機として機能する無線送受信機１との間でデータの送受信（無線通信）を行う際に、無線受信機側において行われる。

まず、図１０のステップＳ１において、無線受信機は、無線送信機（アクセスポイントやピコネットコーディネータとなるデバイス）から制御信号を受信するとともに、当該制御信号に含まれる既知信号基づき、周波数応答の計算とＳＮＲの推定が行われる。そして、得られた周波数応答とＳＮＲは、無線受信機の記憶手段に記憶される。

次に、ステップＳ２において、無線受信機は、ステップＳ１で得られたＳＮＲに基づきマージンを決定し、閾値Ｔ１を初期設定値ＴＳ１から必要量調整した後、チャネル応答値を測定する。そして、閾値Ｔ１〜Ｔ３（図９参照）のそれぞれについて、それぞれを下回るディップ、すなわち周波数の急激な落ち込みの数を計測する。計測されたディップ数のデータは、無線受信機の記憶手段に記憶される。

なお、閾値Ｔ１については初期設定値ＴＳ１として、閾値Ｔ２およびＴ３とともに記憶手段に記憶されていて、ディップ数の計測時には記憶手段からこれらの閾値が読み出されて用いられる。

次に、ステップＳ３において、無線受信機は、ステップＳ１およびステップＳ２を所定の回数繰り返したか否かの判断を行う。

所定の回数繰り返していない場合（ステップＳ３：Ｎｏ）、ステップＳ１に戻ることで、ステップＳ１とＳ２の処理が所定の回数繰り返される。

一方、所定の回数繰り返されている場合（ステップＳ３：Ｙｅｓ）、ステップＳ４に進み、無線受信機は、データ通信に用いられるＭＣＳの決定を行う。ＭＣＳの決定は、具体的には、以下の手順に従い行われる。

まず、無線受信機が、ステップＳ１とＳ２を所定の回数繰り返すことで得たＮ回分のディップの計測データを記憶手段から読み出すと共に、この計測データに基づきディップの数の平均値を算出する。この平均値は、当該通信環境におけるディップの状態を精度良く表すものである。

次に、無線受信機は、このディップの平均値に基づき、無線受信機に設けられた記憶手段に予め記憶されているデータテーブルを参照する。

データテーブルには、閾値Ｔ１〜Ｔ３ごとに、ディップの数の平均値と、当該平均値に対応するＭＣＳとが関連付けられて保存されていて、ディップの数に基づきそのディップが生じる通信環境における最適なＭＣＳを選択できるようになっている。なお、データテーブルに保存されている設定可能なＭＣＳとしては、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等が挙げられる。

こうして無線受信機はデータテーブルを参照して、ディップの数の平均値に対応するＭＣＳを選択した後、ステップＳ５に進み、当該ＭＣＳを無線送信機に送信する。

こうして無線受信機が選択したＭＣＳを無線送信機に送信することで、互いに当該ＭＣＳを用いた無線通信を行うことが可能となり、一連の手順が終了する。

上述した実施形態に係るＭＣＳの決定方法によると、周波数領域等化を用いる場合であっても、実際の受信特性に対応し、所望の通信品質を得ることのできる、最適なＭＣＳを選択することができる。

なお、上述した実施形態においては、閾値Ｔ１のみが可変となっていたが、本発明においてはこれに限らず、閾値Ｔ２及びＴ３等についても可変、すなわち、複数の閾値について可変としても良い。

また、閾値の数も、上述した実施形態における３つのものに限られず、１または２、あるいは３より多い閾値を設けても良い。

また、上述した実施形態においては少なくとも１つの閾値について可変としていたが、本発明においてはこれに限らず、全ての閾値を固定値としてもよい。

本発明は、無線通信を行う分野で好適に利用することができ、特に、６０ＧＨｚ帯を用いた超広帯域無線通信システムに適用することができる。

１ 無線送受信機
２ 無線送信側機能ブロック
３ 無線受信側機能ブロック
２０ プリアンブル・パイロットデータ生成部
２１ ＬＤＰＣエンコーダ
２２ マッパ
２３ π／２回転器
２４ ＬＰＦ
２５ ＤＡＣ
２６ 直交変調器
２７ アップコンバータ
２８ 局部発振器
２９ アンプ
２９１ アンテナ
３０ ＬＤＰＣデコーダ
３１ 判定回路
３２ 周波数領域等化器
３３ チャネル推定回路
３４ フレーム同期回路
３５ クロック再生回路
３６ ＬＰＦ
３７ ＡＤＣ
３８ 直交復調器
３９ ダウンコンバータ
３９１ 局部発振器
３９２ アンプ
３９３ アンテナ
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３ 閾値
ＴＳ１ 閾値Ｔ１の初期設定値

Claims (4)

1. 周波数領域等化後に最適なＭＣＳを決定するＭＣＳの決定方法であって、
   チャネル応答値の閾値を設定する閾値設定工程と、
   周波数毎にチャネル応答値を測定する応答値測定工程と、
   前記チャネル応答値が前記閾値を下回るディップの数を計測するディップ計測工程と、
   前記ディップの数に応じて前記ＭＣＳを決定するＭＣＳ決定工程と、
   を備えることを特徴とするＭＣＳの決定方法。
2. 前記閾値が複数存在し、最も低い前記チャネル応答値となる一の前記閾値については、ＳＮＲに基づき可変であることを特徴とする請求項１記載のＭＣＳの決定方法。
3. 前記一の閾値と異なる他の前記閾値についても、前記ＳＮＲに基づき可変であることを特徴とする請求項２記載のＭＣＳの決定方法。
4. 前記閾値設定工程、前記応答値測定工程および前記ディップ計測工程が所定の回数繰り返され、前記所定の回数毎に得られた前記ディップの数に応じて前記ＭＣＳを決定することを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項記載のＭＣＳの決定方法。