JP6017804B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびシステム - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

従来、太陽光発電システムなどを含む各種分野において、太陽電池などの直流電力を所定電圧の直流電力へ変換するＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。

従来のＤＣ／ＤＣコンバータの一構成例を図９に示す。図９に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、ＬＬＣ共振方式を用いた所謂ハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータは、図９に示すように、スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２と、入力コンデンサＣ０、電圧共振コンデンサＣｖ及び電流共振コンデンサＣｒと、トランスＴｒ０とを備えている。なお、トランスＴｒ０の２次側にはダイオード及びコンデンサから成る整流回路（図示せず）が接続される。また、トランスＴｒ０は図示しない漏れインダクタンスと励磁インダクタンスを含み、前記漏れインダクタンスは共振インダクタンスに相当する。上記ＬＬＣ共振方式とは、電流共振コンデンサＣｒと、トランスＴｒ０の図示しない漏れインダクタンスと励磁インダクタンスによる直列共振を利用した方式である。

図９に示すＤＣ／ＤＣコンバータの入力側には直流電源Ｖｄｃが接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータを太陽光発電システムに適用する場合は、直流電源Ｖｄｃは太陽電池に相当する。スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２をＰＦＭ（パルス周波数変調）制御により相補的にスイッチングさせることで、直流電源Ｖｄｃから入力される直流電力を所定電圧の直流電力に変換して出力し、後段に接続される図示しない直交変換器で商用電力系統へ電力供給する。

図９に示すＬＬＣ共振方式を用いたＤＣ／ＤＣコンバータは、ソフトスイッチングが可能なため比較的高効率であり、ＰＦＭ制御によって出力制御が容易であるため、広い分野で使用されている。このようなＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、入力側に接続する直流電源を例えば太陽電池とした場合、太陽電池モジュールの直列枚数や日射量に応じた電力変換制御を行うために、図１０に示すように、入力電圧と入力電力の動作範囲を拡大することが望ましい。しかしながら、例えば低い入力電圧の領域で大きな電流を確保しようとすると、トランスＴｒ０や電流共振コンデンサＣｒ等の回路定数パラメータ調整により電流確保はある程度可能であるが、変換効率は低下する傾向にある。

ここで、特許文献１には、入力電圧を閾値電圧と比較し、入力電圧が閾値電圧より小さい場合はフルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させ、入力電圧が閾値電圧以上の場合はハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させるといったフルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えを行う技術が開示されている。原理的には、フルブリッジ型はハーフブリッジ型に比べてスイッチング周期１サイクルで取り出せる電力が２倍であるため、比較的低い入力電圧領域でフルブリッジ構成にして動作させればハーフブリッジ構成による動作よりも大きな電流を確保することが可能となり、また変換効率を向上させることができる。即ち、入力電圧と入力電力の動作範囲を拡大しつつ、高効率化を実現できる。

特許第４５８２３１８号公報

ここで、太陽光発電システムにおけるＭＰＰＴ制御（最大電力点追従制御）などのように入力電圧を変化させる制御を行う場合は、閾値電圧近傍でのフルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えのときに、入力電力が急激に低下する等の入力電力が不連続となることを抑制することが重要な課題となる。

しかしながら、上記特許文献１では、１００Ｖ系の交流電源か２４０Ｖ系の交流電源のいずれかがＤＣ／ＤＣコンバータの入力側に接続されることが前提であり、つまり、交流電源の接続後は入力電圧が固定であり変化しないことが前提となっているため、上記のような課題は考慮されていない。

そこで、本発明は、フルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えのときに入力電力が不連続となることを抑制できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、ＬＬＣ共振方式を用いたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
スイッチング素子と、
ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子の駆動形式をフルブリッジ型とハーフブリッジ型とで切り替える制御を行う制御部と、を備え、
前記制御部は、前記切り替えを行うときに、入力電力に応じたパルス幅の駆動信号により切り替え後の駆動を行う構成としている。

このような構成によれば、フルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えのときに入力電力が不連続となることを抑制できる。

また、上記構成において、入力電圧の変化する方向に応じて前記閾値電圧を可変としていてもよい。

このような構成によれば、ヒステリシスを設けることにより頻繁な切り替えを抑制することができる。

また、上記いずれかの構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電力を検出する入力電力検出部を備え、前記閾値電圧は、少なくとも一つの閾値入力電力に応じて複数設定されており、
前記入力電力検出部によって検出された入力電力と前記閾値入力電力との比較に基づき、使用する前記閾値電圧が決定される構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電力を検出する入力電力検出部を備え、入力電力の範囲とパルス幅の関係が規定されたテーブルを記憶された記憶部を備え、
前記制御部は、前記切り替えを行うときに、前記入力電力検出部によって検出された入力電力に応じたパルス幅を前記テーブルから読み出す構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電力を検出する入力電力検出部と、入力電力の範囲に応じて、切り替え後のパルス幅を記憶する記憶部と、を備え、
前記制御部は、前記切り替えを行うときに、前記入力電力検出部によって検出された入力電力に応じたパルス幅を、前記制御部に備えられるＣＰＵの分岐処理で前記記憶部から読み出す構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、前記制御部は、切り替えを行うときに、入力電圧と入力電力に応じた切り替え処理後のパルス幅は、切り替え前のパルス幅との関係式による演算を行うことにより取得する構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、前記制御部は切り替え信号出力手段と、フリップフロップとを備え、
前記切り替え信号出力手段による切り替え信号出力を前記フリップフロップへの入力信号、前記制御部から出力されるパルス幅の駆動信号をクロック入力とすることにより、ハーフブリッジ型からフルブリッジ型、或いはフルブリッジ型からハーフブリッジ型に切り替えを行う際、これら駆動形式の変更と駆動パルス幅の出力が同期する構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、ハーフブリッジ型からフルブリッジ型への駆動形式の切り替えは、切り替え前のハーフブリッジ型駆動時の前記スイッチング素子に逆並列で接続されるダイオードへの電流転流期間よりも長いパルス幅へ切り替えてソフトスイッチングを実現する構成としてもよい。

また、上記構成において、ハーフブリッジ型からフルブリッジ型への切り替えの際に、入力電力が不連続とならないような、入力電圧と入力電力を閾値としたパルス幅の駆動信号を用いて切り替え後の駆動を行う構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側に太陽電池を接続可能であって、
ＭＰＰＴ（最大電力点追従）制御を行うＭＰＰＴ制御部を備える構成としてもよい。

このような構成によれば、フルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えのときに入力電力が不連続となることを抑制することにより、ＭＰＰＴ制御に支障を来さない。

また、上記いずれかの構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側に燃料電池あるいは蓄電池を接続可能であって、入力電流追従制御あるいは入力電力追従制御を行う制御部を備える構成としてもよい。

このような構成によれば、フルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えのときに入力
電力が不連続となることを抑制することにより、入力追従制御に支障を来さない。
上記目的を達成するために本発明は、太陽電池、燃料電池、または蓄電池のうちの少なくとも１つと、前記太陽電池、前記燃料電池、または前記蓄電池のいずれかが入力側に接続されたＬＬＣ共振方式を用いたＤＣ／ＤＣコンバータを備えるシステムであって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
スイッチング素子と、
ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子の駆動形式をフルブリッジ型とハーフブリッジ型とで切り替える制御を行う制御部と、を備え、
前記制御部は、前記切り替えを行うときに、入力電力に応じたパルス幅の駆動信号により切り替え後の駆動を行う構成としている。

本発明によると、フルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えのときに入力電力が不連続となることを抑制できる。

本発明の一実施形態に係る太陽光発電システムの構成を示す図である。 本発明の一実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。 ハーフブリッジ型からフルブリッジ型へ切り替えるための切替閾値電圧の一例を示す図である。 フルブリッジ型からハーフブリッジ型へ切り替えるための切替閾値電圧の一例を示す図である。 比較的重負荷の場合のハーフブリッジ型からフルブリッジ型への駆動切替えにおける波形例を示す図である。 比較的軽負荷の場合のハーフブリッジ型からフルブリッジ型への駆動切替えにおける波形例を示す図である。 フルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えを示すタイミングチャートの一例である。 駆動形式切り替え前後の駆動パルス幅間の関係式を得るための入力電力対パルス幅特性の一例である。 ハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータの従来例である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの入力動作範囲の拡大を説明する図である。

（第１実施形態）
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。ここでは、太陽光発電システムに適用する場合を一例に挙げて説明する。

本発明の一実施形態に係る太陽光発電システムの構成を図１に示す。図１に示す太陽光発電システムは、複数の太陽電池ストリング５と、それらの太陽電池ストリング５に各々入力側が接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、各ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力側が入力側に接続されるインバータ２０とを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０及びインバータ２０からパワーコンディショナ３０が構成される。また、インバータ２０の出力側は商用系統４０に接続される。

太陽電池ストリング５は、太陽光を受けて直流電力を発電してＤＣ／ＤＣコンバータ１０へ出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、太陽電池ストリング５から入力された直流電力を所定電圧の直流電力へ変換してインバータ２０へ出力する。インバータ２０は、直流電力を交流電力へ変換して商用系統４０へ出力する。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の具体的な回路構成を図２に示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、ＬＬＣ共振型のスイッチング電源装置である。図２に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力端子Ｔ１と、グランド端子Ｔ２と、入力検出部１０１と、入力コンデンサＣ１と、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で構成されるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４と、トランスＴｒ１と、電流共振コンデンサＣｒ１と、マイコン１０２と、ＤフリップフロップＦ１と、バッファＢ１及びＢ２と、プルアップ抵抗Ｒ１と、プルダウン抵抗Ｒ２と、ドライバＤ１及びＤ２と、を備えている。また、上記トランスＴｒ１は疎結合トランスであり、図示しない漏れインダクタンスと励磁インダクタンスを含み、漏れインダクタンスは電流直列共振に寄与する共振インダクタに相当する。

入力端子Ｔ１及びグランド端子Ｔ２には太陽電池ストリング５（図１）が接続され、入力端子Ｔ１に直流の入力電圧Ｖｉｎが印加される。入力端子Ｔ１には入力検出部１０１が接続され、入力検出部１０１は入力電圧及び入力電流を検出し、検出信号をマイコン１０２へ送る。

入力検出部１０１の出力側とグランド電位との間には、入力コンデンサＣ１が接続されており、スイッチング素子Ｑ１及びＱ３の直列接続された組と、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４の直列接続された組とがそれぞれ入力コンデンサＣ１と並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１とＱ３の接続点は電流共振コンデンサＣｒ１を介してトランスＴｒ１の１次巻線の一端に接続され、トランスＴｒ１の１次巻線の他端はスイッチング素子Ｑ２とＱ４の接続点に接続される。トランスＴｒ１の２次側は、ダイオード及びコンデンサから成る整流回路（図示せず）に接続される。

本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４の組と、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３の組を相補的にスイッチングするフルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータとしての動作と、スイッチング素子Ｑ２とＱ４のみを相補的にスイッチングする（スイッチング素子Ｑ１はオフ、Ｑ３はオンを維持）ハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータとしての動作を切り替えることを可能としている。

マイコン１０２は、切り替え信号ＳＷ１を出力する出力端子と、切り替え信号ＳＷ０が入力される入力端子と、駆動信号Ｐｏ２を出力する出力端子と、駆動信号Ｐｏ１を出力する出力端子を有している。

切り替え信号ＳＷ１を出力する出力端子は、ＤフリップフロップＦ１のＤ入力端子に接続される。ＤフリップフロップＦ１のＱ出力端子は、マイコン１０２の切り替え信号ＳＷ０が入力される入力端子と、バッファＢ１及びＢ２の制御用端子に共通接続される。

バッファＢ１の出力端子は、プルダウン抵抗Ｒ２に接続されると共に、ドライバＤ１を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続される。バッファＢ２の出力端子は、プルアップ抵抗Ｒ１に接続されると共に、ドライバＤ１を介してスイッチング素子Ｑ３のゲート端子に接続される。

マイコン１０２の駆動信号Ｐｏ２を出力する出力端子は、バッファＢ１の入力端子に接続されると共に、ドライバＤ２を介してスイッチング素子Ｑ４のゲート端子に接続される。マイコン１０２の駆動信号Ｐｏ１を出力する出力端子は、ＤフリップフロップＦ１のクロック端子、及びバッファＢ２の入力端子に接続されると共に、ドライバＤ２を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に接続される。

次に、以上のような構成であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の制御動作について説明する。

まず、マイコン１０２は、太陽電池ストリング５（図１）からの入力電力を最大とすべく動作電圧（動作点）を制御するＭＰＰＴ制御（最大電力点追従制御）を行う。ＭＰＰＴ制御の手法としては、例えば所謂、山登り法を採用できる。山登り法では、入力電力が大きくなる方向へ入力電圧を逐次変化させてゆき入力電力が最大となる入力電圧を探索する。

この場合、マイコン１０２は、入力検出部１０１から入力される入力電圧及び入力電流の各検出信号に基づいて入力電力を算出し、算出された入力電力に基づいて目標入力電圧を設定し、設定された目標入力電圧に応じたパルス幅のＰＦＭ制御信号である駆動信号Ｐｏ２及びＰｏ１を出力することで、ＭＰＰＴ制御を行う。なお、フルブリッジ型として動作する場合は、駆動信号Ｐｏ１及びＰｏ２に基づいてスイッチング素子Ｑ１及びＱ４の組と、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３の組を相補的にスイッチングさせ、ハーフブリッジ型として動作する場合は、駆動信号Ｐｏ１及びＰｏ２に基づいてスイッチング素子Ｑ２及びＱ４のみを相補的にスイッチングさせる（スイッチング素子Ｑ１はオフ、Ｑ３はオンを維持する）。ただし、上記の相補的にスイッチングさせる際に、フルブリッジ型の場合は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなり、ハーフブリッジ型の場合は、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４がオフとなるデッドタイムを設けている。

マイコン１０２は、上記のようなＭＰＰＴ制御を行うと共に、以下説明するようなフルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替え制御も行う。

まず、マイコン１０２は、入力検出部１０１から入力される入力電圧及び入力電流の各検出信号に基づいて入力電圧及び入力電力を検出し、検出された入力電圧と前回検出された入力電圧との比較により入力電圧が低下する方向であるか上昇する方向であるかを判定する。そして、入力電圧の変化する方向に応じて使用する入力電圧の切替閾値電圧を変化させる。例えば、入力電圧が低下する方向の場合は、図３で示す第１切替閾値電圧（１９０Ｖ）及び第２切替閾値電圧（２４０Ｖ）を使用し、入力電圧が上昇する方向の場合は、図４で示す第３切替閾値電圧（３２０Ｖ）を使用する（なお、図３及び図４に示す具体的な数値は一例に過ぎない）。このように切り替える閾値電圧を変化させる理由は、ヒステリシスを設けて頻繁な切り替えを抑制するためである。

もし入力電圧が低下する方向で図３に示す切替閾値電圧を使用する場合は、検出された入力電力と閾値入力電力（６５０Ｗ）の比較により第１切替閾値電圧と第２切替閾値電圧のいずれを使用するかを変化させる。このように第１切替閾値電圧と第２切替閾値電圧の異なる２つの閾値電圧を設定することにより、入力電力が不連続になることを抑制し、且つ切り替え直後のソフトスイッチング動作を実現している。

これは即ち、次の理由に依る。ハーフブリッジ型からフルブリッジ型へ切り替える際は、切り替え後のフルブリッジ型動作における周波数が高いため、駆動パルス幅が短くなる。また、ハーフブリッジ型動作において入力電力が軽負荷になるにつれて、スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードへの電流転流期間が長くなる。この特性について図５、図６を参照して説明する。図５は比較的負荷率の高い条件におけるハーフブリッジ型からフルブリッジ型への駆動切り替えにおけるスイッチング素子Ｑ４のドレイン電流波形Ｉｄの様子である（なお、Ｑ１〜Ｑ３であっても同一の波形、挙動となる）。ハーフブリッジ型で駆動している時のドレイン電流Ｉｄのダイオード転流期間Ｔａと、フルブリッジ型への切り替え後の駆動パルス幅Ｔｂを比べ、Ｔｂ＞Ｔａの条件であれば、ダイオード転流が完了した後にＰｏ２をオンするため、切り替え時点ｔ０後にソフトスイッチングが達成可能となる。

次に図６はＤＣ／ＤＣコンバータが比較的軽負荷時に動作しているときのハーフブリッジ型からフルブリッジ型への駆動切り替えにおけるスイッチング素子Ｑ４のドレイン電流Ｉｄの様子である（同じく、Ｑ１〜Ｑ３であっても同一の波形、挙動となる）。軽負荷領域では、負荷電流が小さいためスイッチング素子Ｑ４のダイオード転流期間Ｔｃが長くなる。これにより、フルブリッジ型への切り替え後の駆動パルス幅Ｔｄとの関係がＴｄ＜Ｔｃとなり、ダイオード転流が完了しないままＰｏ２をオンとするため、切り替え時点ｔ０後にリカバリ電流が発生し、スイッチング素子への負担となる。

これらの特性から、切り替え直後のソフトスイッチング動作達成と、切り替え前後の入力電力が不連続とならない２点を両立する入力電圧と入力電力の閾値を設けている。

検出された入力電力が閾値入力電力より小さい場合は、検出された入力電圧と第１切替閾値電圧（１９０Ｖ）を比較する。検出された入力電圧が第１切替閾値電圧より高い場合は、ハーフブリッジ型の動作を維持させる。

一方、検出された入力電圧が第１切替閾値電圧以下である場合、現在フルブリッジ型で動作している場合はそのままフルブリッジ型の動作を維持させるが、現在ハーフブリッジ型で動作している場合はフルブリッジ型の動作へ切り替える。この際、マイコン１０２は、自己のメモリに記憶されている例えば表１に示すような入力電力の範囲とパルス幅の関係を規定したテーブルより、検出された入力電力に対応するパルス幅を読み出し、読み出したパルス幅の駆動信号Ｐｏ２及びＰｏ１によりスイッチング素子Ｑ１及びＱ４の組と、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３の組を相補的にスイッチングさせる。これにより、ハーフブリッジ型よりフルブリッジ型への切り替えのときに入力電力が不連続となることを抑制し、切り替え直後のソフトスイッチング動作を実現できる。なお、パルス幅を読み出す処理は、マイコン１０２に備えられるＣＰＵによるテーブル参照の他、ｉｆ文等による入力電圧や入力電力を閾値条件とした分岐処理によるパルス幅データの取得であっても構わない。以下のパルス幅取得のための処理も同様である。

また、検出された入力電力が閾値入力電力（６５０Ｗ）以上である場合は、検出された入力電圧と第２切替閾値電圧（２４０Ｖ）を比較する。検出された入力電圧が第２切替閾値電圧より高い場合は、ハーフブリッジ型の動作を維持させる。

一方、検出された入力電圧が第２切替閾値電圧以下である場合、現在フルブリッジ型で動作している場合はそのままフルブリッジ型の動作を維持させるが、現在ハーフブリッジ型で動作している場合はフルブリッジ型の動作へ切り替える。この際、マイコン１０２は、自己のメモリに記憶されている例えば表２に示すような入力電力の範囲とパルス幅の関係を規定したテーブルより、検出された入力電力に対応するパルス幅を読み出し、読み出したパルス幅の駆動信号Ｐｏ２及びＰｏ１によりスイッチング素子Ｑ１及びＱ４の組と、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３の組を相補的にスイッチングさせる。これにより、ハーフブリッジ型よりフルブリッジ型への切り替えのときに入力電力が不連続となることを抑制し、切り替え直後のソフトスイッチングを実現できる。

もし入力電圧が上昇する方向で図４に示す切替閾値電圧を使用する場合は、入力電力に関わらず、検出された入力電圧と第３切替閾値電圧（３２０Ｖ）を比較する。検出された入力電圧が第３切替閾値電圧より低い場合は、フルブリッジ型の動作を維持させる。

一方、検出された入力電圧が第３切替閾値電圧以上である場合、現在ハーフブリッジ型で動作している場合はそのままハーフブリッジ型の動作を維持させるが、現在フルブリッジ型で動作している場合はハーフブリッジ型の動作へ切り替える。この際、マイコン１０２は、自己のメモリに記憶されている例えば表３に示すような入力電力の範囲とパルス幅の関係を規定したテーブルより、検出された入力電力に対応するパルス幅を読み出し、読み出したパルス幅の駆動信号Ｐｏ２及びＰｏ１によりスイッチング素子Ｑ２及びＱ４を相補的にスイッチングさせる。これにより、フルブリッジ型よりハーフブリッジ型への切り替えのときに入力電力が不連続となることを抑制し、ソフトスイッチングを実現できる。

なお、フルブリッジ型からハーフブリッジ型への切り替えの際は、切り替え後の駆動パルス幅が長くなる方向への切り替えとなるため、前述のハーフブリッジ型からフルブリッジ型への切り替えの際に発生したダイオード転流期間の制約がないため、任意の入力電圧と入力電力の閾値で切り替えることが可能である。本実施例では、ハーフブリッジ型駆動とフルブリッジ型駆動それぞれのＤＣ／ＤＣコンバータ電力変換効率を比較して、効率の高い駆動方式を入力電圧のみの閾値で定めている。

或いは、全入力電圧・電力の範囲でＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換効率を予め測定し、変換効率の高い駆動方法を入力電圧と入力電力の閾値で定めても良い。

以上のように本実施形態では、フルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えの時に入力電力が不連続となることを抑制できるので、ＭＰＰＴ制御に支障を来さないという効果を奏することができる。

ここで、フルブリッジ型とハーフブリッジ型の切り替えを示すタイミングチャートの一例を図７に示す。

図７では、最初、ＤＣ／ＤＣコンバータはフルブリッジ型で動作しており、その動作中に入力電圧Ｖｉｎが３２０Ｖ（図４の第３切替閾値電圧）へ向かって上昇し、タイミングｔ０において入力電圧が上昇する方向であって入力電圧が第３切替閾値電圧以上であることが検出される。切り替え条件が発生した場合、フルブリッジ構成とハーフブリッジ構成の切り替えとスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４駆動信号を同期させるため、以下の処理を行う。切り替え条件が発生すれば、マイコン１０２内部のソフトウェアにて駆動信号Ｐｏ２のスイッチング終了割込みＥＮＤＩＮＴを許可する（当該割込みフラグを許可し、割込み待ちの状態とする）。次に、Ｐｏ２の駆動終了と共に割込みＥＮＤＩＮＴが発生し、切り替え信号ＳＷ１をＨｉｇｈ（ハーフブリッジ型への指令）とし、切り替え後の駆動パルス幅を設定する。なお、割込みＥＮＤＩＮＴは切り替え条件発生時のみ許可し、割込み処理中にてこれ以降の割込みの発生は禁止される。その後、遅れて駆動信号Ｐｏ１の立ち上がりエッジによってＤフリップフロップＦ１のＱ出力が反映されることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータはフルブリッジ型からハーフブリッジ型への切り替えと駆動パルス幅の切り替えを同時に行う。ＤフリップフロップＦ１のＱ出力がＨｉｇｈに反映された時点で、バッファＢ１及びＢ２の出力はいずれもＨｉｇｈインピーダンスとなるので、駆動信号Ｐｏ２及びＰｏ１によりスイッチング素子Ｑ２及びＱ４のみが駆動され、スイッチング素子Ｑ１はプルダウンによりオフが維持され、スイッチング素子Ｑ３はプルアップによりオンが維持される。即ち、フルブリッジ型からハーフブリッジ型へ切り替わる。

ハーフブリッジ型へ切り替え後、入力電圧Ｖｉｎが２４０Ｖ（図３の第２切替閾値電圧）へ向かって低下し、タイミングｔ２において入力電圧が低下する方向であって検出された入力電力が閾値入力電力（図３の６５０Ｗ）以上であると判定された時、ハーフブリッジ型からフルブリッジ型への切り替え条件が発生する。同じくＤＣ／ＤＣコンバータの構成切り替えと駆動パルス幅の変更を同期させるため、マイコン１０２内部のソフトウェアにて駆動信号Ｐｏ２のスイッチング終了割込みＥＮＤＩＮＴを許可する。次に、Ｐｏ２の駆動終了と共に割込みＥＮＤＩＮＴが発生し、切り替え信号ＳＷ１をＬｏｗ（フルブリッジ型への指令）とし、切り替え後の駆動パルス幅を設定し、割込み処理を終了する。その後、遅れて駆動信号Ｐｏ１の立ち上がりエッジによってＤフリップフロップＦ１のＱ出力が反映されることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータはハーフブリッジ型からフルブリッジ型への切り替えと駆動パルス幅の切り替えを同時に行う。ＤフリップフロップＦ１のＱ出力がＬｏｗに反映された時点で、駆動信号Ｐｏ２及びＰｏ１がバッファＢ１及びＢ２を通過することが可能となるので、駆動信号Ｐｏ２及びＰｏ１によりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動される。即ち、ハーフブリッジ型からフルブリッジ型へ切り替わる。

（第２実施形態）
次に第２実施形態として、図１を参照し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０への入力電源５として燃料電池、あるいは蓄電池を用いる分散電源システムへの適用例を説明する。図１、図２に示すシステムの構成ならびに図３〜図７に示す制御方法などは第１実施形態で説明した内容と同一である。

このような直流電源を用いた場合、入力の制御としては第１実施形態で説明した太陽電池用のＭＰＰＴ制御ではなく、入力電流あるいは、入力電力を目標追従する入力追従制御となる。

即ち、図２のマイコン１０２による制御によって、入力電流値、あるいは入力電力値を追従しながら電力変換を行う。図３を参照し、現在ハーフブリッジ型で駆動しているＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が、入力電圧閾値を下回り、所定の電力条件に応じた切り替え条件にてハーフブリッジ型の駆動からフルブリッジ型駆動へ切り替わる。また、図４を参照し、現在フルブリッジ型で駆動しているＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が閾値となる入力電圧を上回った場合にハーフブリッジ型駆動へ切り替える。これら切り替え条件と制御動作については第１実施形態で説明した内容と同一である。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々変形が可能である。

例えば、図３に示すように入力電力に応じて切替閾値電圧を複数設けることは必須ではなく、入力電力には依らない図４の切替閾値電圧より低い１つの切替閾値電圧（例えば２５０Ｖ）を設けるようにしてもよい。また、閾値入力電力を図３のように１つにするのではなく、複数設けるようにし、それに応じて切替閾値電圧を３つ以上設けるようにしてもよい。

また、図３及び図４のようにヒステリシスを持たせることも必須ではない。即ち、入力電圧の変化方向に依らずに図３または図４のいずれかのみで切り替え制御してもよい。

また、これらの実施例においては、表１〜表３のように、ハーフブリッジ型とフルブリッジ型の切り替え時の切り替え後駆動パルス幅をＲＯＭテーブル上にマッピングしたものではなく、特定の関係式によって表現したものでも良い。即ち、切り替え前の駆動パルス幅と切り替え条件時において切り替え後の駆動パルス幅との関係を示す特性を事前に得ておいて、マイコン１０２の演算にて切り替え後のパルス幅を取得するものである。

これについて、図８を用いて一例を説明する。図４のように入力電圧閾値３２０Ｖ以上を検出した場合、フルブリッジ型からハーフブリッジ型へ駆動切り替えを行う。この際、予め図８のように入力電圧３２０Ｖにおいて、各々の入力電力（図８では１００Ｗ〜１５００Ｗまでの範囲）を電力変換可能なフルブリッジ駆動時のパルス幅とハーフブリッジ駆動時のパルス幅を測定して、パルス幅間の関係式を求めておき、マイコン１０２に備えるＣＰＵにて、切り替え前の任意のフルブリッジ駆動時パルス幅を入力とする前記関係式の演算により、ハーフブリッジ駆動へ切り替え後のパルス幅を取得して採用する。

同じくハーフブリッジ駆動時からフルブリッジ駆動への切り替え（図３）においても、事前に閾値となる入力電圧における入力電力対パルス幅特性の測定によりパルス幅間の関係式を得ておけば、任意の切り替え前のハーフブリッジ駆動時パルス幅から切り替え後のフルブリッジ駆動時パルス幅を取得することが可能である。

また、フリップフロップの実施例についてＤフリップフロップを使用したが、ＪＫフリップフロップ等でクロック入力可能なものであっても適用可能である。

さらに、これらの実施例においては、ＬＬＣ共振方式によるＤＣ／ＤＣコンバータのため、図２に示した主回路構成そのままに縛られない。例えば、Ｑ１〜Ｑ４に各々電圧共振コンデンサを接続しても良いし、疎結合トランスを用いる必要は無く、密結合トランスに外付けで直列共振を構成する共振インダクタを接続しても良い。

５ 太陽電池ストリング
１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０ インバータ
３０ パワーコンディショナ
４０ 商用系統
１０１ 入力検出部
１０２ マイコン
Ｃ１ 入力コンデンサ
Ｃｒ１ 電流共振コンデンサ
Ｔｒ１ トランス
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２ ドライバ
Ｆ１ Ｄフリップフロップ
Ｂ１、Ｂ２ バッファ
Ｒ１ プルアップ抵抗
Ｒ２ プルダウン抵抗
Ｔ１ 入力端子
Ｔ２ グランド端子

Claims (8)

1. ＬＬＣ共振方式を用いたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   スイッチング素子と、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子の駆動形式をフルブリッジ型とハーフブリッジ型とで切り替える制御を行う制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記切り替えを行うときに、入力電力に応じたパルス幅の駆動信号により切り替え後の駆動を行い、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電力を検出する入力電力検出部を更に備え、
   前記閾値電圧は、少なくとも一つの閾値入力電力に応じて複数設定されており、
   前記入力電力検出部によって検出された入力電力と前記閾値入力電力との比較に基づき、使用する前記閾値電圧が決定されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記制御部は、切り替えを行うときに、入力電圧と入力電力に応じた切り替え処理後のパルス幅は、切り替え前のパルス幅との関係式による演算を行うことにより取得することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. ＬＬＣ共振方式を用いたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   スイッチング素子と、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子の駆動形式をフルブリッジ型とハーフブリッジ型とで切り替える制御を行う制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記切り替えを行うときに、入力電力に応じたパルス幅の駆動信号により切り替え後の駆動を行い、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電力を検出する入力電力検出部と、
   入力電力の範囲とパルス幅の関係が規定されたテーブルを記憶された記憶部と、を更に備え、
   前記制御部は、前記切り替えを行うときに、前記入力電力検出部によって検出された入力電力に応じたパルス幅を前記テーブルから読み出すことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. ＬＬＣ共振方式を用いたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   スイッチング素子と、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子の駆動形式をフルブリッジ型とハーフブリッジ型とで切り替える制御を行う制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記切り替えを行うときに、入力電力に応じたパルス幅の駆動信号により切り替え後の駆動を行い、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電力を検出する入力電力検出部と、
   入力電力の範囲に応じて、切り替え後のパルス幅を記憶する記憶部と、を更に備え、
   前記制御部は、前記切り替えを行うときに、前記入力電力検出部によって検出された入力電力に応じたパルス幅を、前記制御部に備えられるＣＰＵの分岐処理で前記記憶部から読み出すことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. ＬＬＣ共振方式を用いたＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   スイッチング素子と、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記入力電圧検出部によって検出された入力電圧と閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子の駆動形式をフルブリッジ型とハーフブリッジ型とで切り替える制御を行う制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記切り替えを行うときに、入力電力に応じたパルス幅の駆動信号により切り替え後の駆動を行い、
   ハーフブリッジ型からフルブリッジ型への駆動形式の切り替えは、切り替え前のハーフブリッジ型駆動時の前記スイッチング素子に逆並列で接続されるダイオードへの電流転流期間よりも長いパルス幅へ切り替えてソフトスイッチングを実現することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 入力電圧の変化する方向に応じて前記閾値電圧を可変としていることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 請求項１〜請求項６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記制御部は切り替え信号出力手段と、フリップフロップとを備え、
   前記切り替え信号出力手段による切り替え信号出力を前記フリップフロップへの入力信号、前記制御部から出力されるパルス幅の駆動信号をクロック入力とすることにより、ハーフブリッジ型からフルブリッジ型、或いはフルブリッジ型からハーフブリッジ型に切り替えを行う際、これら駆動形式の変更と駆動パルス幅の出力が同期することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 太陽電池、燃料電池、または蓄電池のうちの少なくとも１つと、
   前記太陽電池、前記燃料電池、または前記蓄電池のいずれかが入力側に接続された請求項１〜請求項７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えるシステム。

Images