JP2017147851A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】通信機器を用いずに、各電源装置の出力電流の不均衡を検出可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】マスタ１０及びスレーブ２０は、それぞれ、スイッチＳ１とスイッチＳ２とメインリアクトルＬ１とを備えるスイッチング回路と、スイッチＳ３と補助リアクトルＬ２とを備える補助共振回路１５０，２５０と、スイッチＳ１又はスイッチＳ２の端子間電圧を検出する電圧検出部５１と、を備える。マスタ１０は、更に、スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａの端子間電圧の立ち下がり波形又は立ち上がり波形に基づいて、スイッチＳ３Ａの制御信号ＧｓＡを生成する制御器１６を備える。スレーブ２０は、更に、スイッチＳ３Ｂの制御信号ＧｓＢを制御信号ＧｓＡと同じにする制御器２６を備える。制御器１６又は制御器２６は、マスタ１０とスレーブ２０における立ち上がり波形の相違又は立ち下がり波形の相違を観測して、出力電流の不均衡を検出する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、互いに並列接続された複数の電源装置を備えた電力変換装置に関する。

互いに並列接続された複数の電源装置を備えた電力変換装置として、特許文献１に記載の電源システムがある。特許文献１に記載の電源システムでは、各電源装置において、電流センサにより出力電流を検出するとともに、通信機器を介して他の電源装置において検出された出力電流を取得し、全電源装置の出力電流の平均値を算出している。そして、上記電源システムでは、各電源装置の出力電流が算出した平均値となるように、各電源装置に出力電圧を指令して、出力電流を均衡させている。

特開２００９−１６５２４７号公報

上記電源システムでは、通信機器を介するため、他の出力電流の取得に遅延が生じる。よって、各電源装置の出力電力に不均衡が生じても、不均衡の検出に遅延が生じる。ひいては、各電源装置の出力電流を均衡させるまでに時間がかかるおそれがある。

本発明は、上記実情に鑑み、通信機器を用いずに、各電源装置の出力電流の不均衡を検出可能な電力変換装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、１台の基準となる第１電源装置と、少なくとも１台の第２電源装置とを備え、前記第１電源装置及び前記第２電源装置が互いに負荷に対して並列に接続され、前記第１電源装置及び前記第２電源装置は、それぞれ、メインスイッチと、同期整流スイッチと、メイン磁気部品と、を備え、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとが相補的にオンオフされることにより、入力電圧を所定電圧に変換して出力するスイッチング回路と、補助スイッチと、補助磁気部品と、を備え、前記メインスイッチがオフ状態のときに前記補助スイッチがオン状態にされることにより、前記メインスイッチの端子間電圧を抑制するエネルギを放出する補助スイッチング回路と、前記メインスイッチ又は同期整流スイッチの端子間電圧を検出する電圧検出部と、を備え、前記第１電源装置は、更に、前記第１電源装置の前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフさせるメイン信号を生成するとともに、検出された前記同期整流スイッチの端子間電圧の立ち上がり波形又は前記メインスイッチの端子間電圧の立ち下がり波形に基づいて、前記第１電源装置の前記補助スイッチを制御する補助信号を生成する第１制御部を備え、前記第２電源装置は、更に、前記第２電源装置の前記メインスイッチと前記整流スイッチとを相補的にオンオフさせるメイン信号を生成するとともに、前記第２電源装置の補助スイッチを制御する補助信号を、前記第１電源装置における前記補助信号と同じ信号にする第２制御部を備えた電力変換装置であって、前記第１制御部又は前記第２制御部は、前記第１電源装置と前記第２電源装置における前記立ち上がり波形の相違又は前記立ち下がり波形の相違を観測して、前記第１電源装置と前記第２電源装置の出力電流の不均衡を検出する。

本発明によれば、各電源装置において、同期整流スイッチがオン状態のときに、補助スイッチをターンオンすることにより、補助磁気部品に補助電流が流れエネルギが蓄積される。そして、補助スイッチをオン状態にしたまま同期整流スイッチをターンオフすると、第２磁気部品に蓄積されたエネルギがメインスイッチ及び同期整流スイッチ側に放出される。その結果、メインスイッチの端子間電圧がゼロとなり、メインスイッチのゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳと言う）が実現される。

ここで、補助スイッチと同期整流スイッチとが同時にオン状態となっている時間が長いほど、補助磁気部品に流れる補助電流は大きくなり、補助磁気部品に蓄積されるエネルギが大きくなる。補助磁気部品に蓄積されるエネルギが大きくなると、補助磁気部品に蓄積されたエネルギの放出時に、同期整流スイッチの端子間電圧が急激に立ち上がり、メインスイッチの端子間電圧が急激に立ち下がる。したがって、同期整流スイッチの端子間電圧の立ち上がり波形、及びメインスイッチの端子間電圧の立ち下がり波形には、補助電流の情報が表れる。第１電源装置は、上記立ち上がり波形又は上記立ち下がり波形に基づいて、補助スイッチに対する補助信号を生成するため、補助電流を調整して最適なＺＶＳを実現することができる。

一方、第２電源装置の補助信号は、第１電源装置の補助信号と同じ信号に生成されるため、第２電源装置の補助電流は第１電源装置の補助電流と同じ大きさとなる。しかしながら、第１電源装置と第２電源装置の素子等のばらつきにより、第１電源装置と第２電源装置の出力電流にばらつきが生じることがある。出力電流はメイン磁気部品を流れる電流の平均電流であるため、出力電流にばらつきがある場合は、メイン磁気部品を流れる電流にもばらつきがある。ＺＶＳを実現するために必要な最小の補助電流は、メイン磁気部品を流れる電流が大きいほど大きくなる。よって、第２電源装置のメイン磁気部品を流れる電流が第１電源装置よりも小さい場合は、第２電源装置における補助電流は最適な場合よりも過大となり、上記立ち上がり波形は急激に立ち上がり、上記立ち下がり波形は急激に立ち下がる。また、第２電源装置のメイン磁気部品を流れる電流が第１電源装置よりも大きい場合は、第２電源装置における補助電流は最適な場合よりも過小となり、上記立ち上がり波形は緩やかに立ち上がり、上記立ち下がり波形は緩やかに立ち下がる。すなわち、第１電源装置と第２電源装置との出力電流のばらつきは、第１電源装置と第２電源装置の上記立ち上がり波形の差及び上記立ち下がり波形の差として表れる。したがって、上記立ち上がり波形の相違又は上記立ち下がり波形の相違を観測することにより、通信機器を用いずに、各電源装置の出力電流の不均衡を直ちに検出することができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示す図。 第１実施形態に係る複数相の降圧コンバータの構成を示す図。 降圧コンバータの（ａ）上アームのゲート電圧、（ｂ）下アームのゲート電圧、（ｃ）補助スイッチのゲート電圧、（ｄ）上アームの端子間電圧、（ｅ）下アームの端子間電圧、（ｆ）リアクトル電流、（ｆ）補助電流のタイムチャート。 図３の期間Ａを拡大したタイムチャート。 降圧コンバータの動作態様を示す回路図。 降圧コンバータの動作態様を示す回路図。 降圧コンバータの動作態様を示す回路図。 降圧コンバータの動作態様を示す回路図。 降圧コンバータの動作態様を示す回路図。 降圧コンバータの動作態様を示す回路図。 降圧コンバータの動作態様を示す回路図。 降圧コンバータの遷移時間検出器の構成を示す図。 スレーブ出力電流が小さい場合における、マスタ及びスレーブの（ａ）リアクトル電流、（ｂ）補助電流、（ｃ）上アームの端子間電圧、（ｄ）補助スイッチのゲート電圧のタイムチャート。 スレーブ出力電流が大きい場合における、マスタ及びスレーブの（ａ）リアクトル電流、（ｂ）補助電流、（ｃ）上アームの端子間電圧、（ｄ）補助スイッチのゲート電圧のタイムチャート。 降圧コンバータの制御器の機能を示すブロック図。 （ａ）マスタＰＷＭ信号、（ｂ）マスタＰＷＭ信号のオン時間のカウント値を示す図。 電力変換装置の起動時における、（ａ）マスタ動作、（ｂ）マスタの上アームのゲート指令、（ｃ）マスタＰＷＭ信号のオンカウント値、（ｄ）スレーブ動作、（ｅ）スレーブの上アームのゲート指令のタイムチャート。 電力変換装置の停止時における、（ａ）マスタ動作、（ｂ）マスタの上アームのゲート指令、（ｃ）マスタＰＷＭ信号のオンカウント値、（ｄ）マスタＰＷＭ信号のオフカウント値、（ｅ）スレーブ動作、（ｆ）スレーブの上アームのゲート指令のタイムチャート。 第２実施形態に係る昇圧コンバータの構成を示す図。 第３実施形態に係る双方向型コンバータの構成を示す図。 第４実施形態に係る降圧コンバータの構成を示す図。 第５実施形態に係る降圧コンバータの構成を示す図。 第６実施形態に係る降圧コンバータの構成を示す図。

以下、電力変換装置を具現化した各実施形態について、図面を参照しつつ説明する。なお、以下の各実施形態において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

（第１実施形態）
まず、本実施形態に係る電力変換装置の概略構成について、図１を参照して説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、互いに並列に接続された複数相の電源装置から構成される。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置は、１台の電力変換の基準となるマスタ１０（第１電源装置）と、１台のスレーブ２０（第２電源装置）とから構成されている。マスタ１０は、電力変換部１５及び制御回路部１８を備え、制御回路部１８が電力変換部１５を制御して電力変換を行う。スレーブ２０は、電力変換部２５、制御回路部２８及び時間観測器２９を備える。時間観測器２９は、マスタ１０の制御回路部１８で生成された制御信号を観測し、制御回路部２８は、時間観測器２９により観測されたマスタ１０の制御信号に基づいて、電力変換部２５を制御して電力変換を行う。以下、本実施形態に係るマスタ１０及びスレーブ２０の構成の詳細について図２を参照して説明する。

＜降圧コンバータの基本構成＞
本実施形態では、マスタ１０及びスレーブ２０を降圧コンバータとして具現化している。マスタ１０の電力変換部１５は、スイッチＳ１Ａ、スイッチＳ２Ａ、メインリアクトルＬ１Ａ、補助共振回路１５０、平滑コンデンサＣｓ１Ａ及び平滑コンデンサＣｓ２Ａを備える。補助共振回路１５０は、スイッチＳ３Ａ、ダイオードＤ３Ａ、補助リアクトルＬ２Ａ、及びダイオードＤｓＡを備える。また、制御回路部１８は、制御器１６（第１制御部）及び遷移時間検出器１７を備える。

スレーブ２０の電力変換部２５は、スイッチＳ１Ｂ、スイッチＳ２Ｂ、メインリアクトルＬ１Ｂ、補助共振回路２５０、平滑コンデンサＣｓ１Ｂ及び平滑コンデンサＣｓ２Ｂを備える。補助共振回路２５０は、スイッチＳ３Ｂ、ダイオードＤ３Ｂ、補助リアクトルＬ２Ｂ、及びダイオードＤｓＢを備える。また、制御回路部２８は、制御器２６（第２制御部）及び遷移時間検出器２７を備える。マスタ１０とスレーブ２０の基本的な構成は同様となっている。

以下では、スイッチＳ１Ａ，Ｓ１Ｂ、スイッチＳ２Ａ，Ｓ２Ｂ、メインリアクトルＬ１Ａ，Ｌ１Ｂ、平滑コンデンサＣｓ１Ａ，Ｃｓ１Ｂ、平滑コンデンサＣｓ２Ａ，Ｃｓ２Ｂのそれぞれをまとめて、スイッチＳ１、スイッチＳ２、メインリアクトルＬ１、平滑コンデンサＣｓ１、平滑コンデンサＣｓ２と称する。また、スイッチＳ３Ａ，Ｓ３Ｂ、ダイオードＤ３Ａ，Ｄ３Ｂ、補助リアクトルＬ２Ａ，Ｌ２Ｂ、ダイオードＤｓＡ，ＤｓＢのそれぞれをまとめて、スイッチＳ３、ダイオードＤ３、補助リアクトルＬ２、ダイオードＤｓと称する。さらに、リアクトル電流ＩＬ１Ａ，ＩＬ１Ｂ、補助電流ＩＬ２Ａ，ＩＬ２Ｂを、それぞれまとめて、リアクトル電流ＩＬ１、補助電流ＩＬ２と称する。また、スイッチＳ１Ａ，Ｓ１Ｂの端子間電圧Ｖｄｓ１Ａ，Ｖｄｓ１Ｂ、スイッチＳ２Ａ，Ｓ２Ｂの端子間電圧Ｖｄｓ２Ａ，Ｖｄｓ２Ｂを、それぞれまとめて、スイッチＳ１の端子間電圧Ｖｄｓ１、スイッチＳ２の端子間電圧Ｖｄｓ２と称する。

スイッチＳ１とスイッチＳ２とは、マスタ１０の端子１１，１２及びスレーブ２０の端子２１，２２の間に、直列に接続されている。本実施形態では、スイッチＳ１，Ｓ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。スイッチＳ１のドレイン端子が、高電位側の端子１１，２１に接続されており、スイッチＳ２のソース端子が、低電位側の端子１２，２２に接続されている。そして、スイッチＳ１のソース端子とスイッチＳ２のドレイン端子とが接続点Ｐｏで接続されている。

メインリアクトルＬ１（メイン磁気部品）の両端のうちの第１端は、接続点Ｐｏに接続されている。メインリアクトルＬ１の両端のうちの第２端は、高電位側の端子１３，２３に接続されている。端子１１，１２間及び端子２１，２２間には、電源７０が接続され、端子１３、１４間及び端子２３，２４間には、負荷８０が接続される。さらに、スイッチＳ１とスイッチＳ２との直列体の高電位側端子であるスイッチＳ１のドレイン端子と、直列体の低電位側端子であるスイッチＳ２のソース端子との間に、電源７０に並列に、平滑コンデンサＣｓ１（第１平滑コンデンサ）が接続されている。また、メインリアクトルＬ１の第２端とスイッチＳ２のソース端子との間に、負荷８０に並列に、平滑コンデンサＣｓ２（第２平滑コンデンサ）が接続されている。平滑コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２は、それぞれ、入力電圧と出力電圧を安定させるものである。

スイッチＳ１，Ｓ２は、それぞれ並列に容量成分であるコンデンサＣ１，Ｃ２が接続されている。コンデンサＣ１，Ｃ２は、トランジスタの浮遊容量であってもよいし、外付けしたスナバコンデンサであってもよい。また、スイッチＳ１，Ｓ２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、トランジスタのボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。

スイッチＳ１，Ｓ２は相補的にオンオフされる。スイッチＳ１がオン状態のときに、電源７０からメインリアクトルＬ１へ電流が供給される。そして、スイッチＳ２がオン状態のときに、メインリアクトルＬ１から負荷８０へ電流が供給される。これにより、電源７０の入力電圧が所定電圧に降圧されて負荷８０に印加される。すなわち、上アームのスイッチＳ１は電力変換を行うメインスイッチであり、下アームのスイッチＳ２は同期整流を行う同期整流スイッチである。なお、スイッチＳ１，Ｓ２及びメインリアクトルＬ１からスイッチング回路が構成される。

補助共振回路１５０，２５０（補助スイッチング回路）は、メインリアクトルＬ１の第１端に、メインリアクトルＬ１に並列に接続された回路である。補助共振回路１５０，２５０は、スイッチＳ３、補助リアクトルＬ２（補助磁気部品）、及びダイオードＤＳ（補助素子）から構成されている。本実施形態では、スイッチＳ３（補助スイッチ）として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。スイッチＳ３には、逆並列にダイオードＤ３が接続されている。ダイオードＤ３は、トランジスタのボディダイオードであってもよし、外付けのダイオードであってもよい。スイッチＳ３のソース端子は、メインリアクトルＬ１の第１端に接続されており、スイッチＳ３のドレイン端子は、補助リアクトルＬ２の第１端に接続されている。また、ダイオードＤｓのカソード端子は、補助リアクトルＬ２の第２端に接続されており、ダイオードＤｓのアノード端子は、メインリアクトルＬ１の第２端に接続されている。

制御器１６，２６（制御部）は、ＣＰＵ、メモリ、Ｉ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータである。制御器１６，６は、スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチングを制御して、入力電圧を所定電圧に変換する。すなわち、制御器１６，２６は、スイッチＳ１，Ｓ２のオンオフを制御するゲート指令信号ＧｐＡ，ＧｎＡ，ＧｐＢ，ＧｎＢ（メイン信号）を生成して、スイッチＳ１，Ｓ２のゲート端子に接続されたドライバへ送信する。また、制御器１６，２６は、スイッチＳ３のスイッチングを制御して、コンデンサＣ１，Ｃ２と補助リアクトルＬ２とで共振動作を起こさせる。すなわち、制御器１６，２６は、スイッチＳ３のオンオフを制御するゲート指令信号ＧｓＡ，ＧｓＢ（補助信号）を生成して、スイッチＳ３のゲート端子に接続されたドライバへ送信する。マスタ１０及びスレーブ２０は、部分共振型回路となっている。

遷移時間検出器１７，２７は、スイッチＳ１又はスイッチＳ２の遷移時間を検出する。また、スレーブ２０のみが備える時間観測器２９は、制御器２６とともにマイクロコンピュータから構成されており、マイクロコンピュータのキャプチャ機能により、マスタ１０のスイッチＳ１Ａ，Ｓ３Ａに対するゲート指令信号ＧｐＡ，ＧｓＡを観測する。なお、制御器１６，２６、遷移時間検出器１７，２７及び時間観測器２９の機能、及び遷移時間の詳細は後述する。

＜降圧コンバータの基本動作＞
次に、マスタ１０及びスレーブ２０の基本動作について、図３〜図１１を参照して説明する。マスタ１０及びスレーブ２０の基本動作は同様である。図３は、マスタ１０及びスレーブ２０の動作態様を示すタイムチャートである。図３（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、スイッチＳ１〜Ｓ３のゲート電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３のタイムチャートを表す。すなわち、図３（ａ）〜（ｃ）は、スイッチＳ１〜Ｓ３のオンオフを表す。図３（ｄ），（ｅ）は、メインスイッチの端子間電圧Ｖｄｓ１及び同期整流スイッチの端子間電圧Ｖｄｓ２を表す。端子間電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２は、スイッチＳ１，Ｓ２のドレイン端子とソース端子との端子間電圧である。

図３（ｆ），（ｇ）は、それぞれ、メインリアクトルＬ１を流れるリアクトル電流ＩＬ１及び補助リアクトルＬ２を流れる補助電流ＩＬ２を表す。図４は、図３の期間Ａを拡大したタイムチャートである。スイッチＳ１とスイッチＳ２は交互にオンオフされるが、オンオフの切替え時には、どちらもオフになるデッドタイムが挟まれる。なお、リアクトル電流ＩＬ１は、接続点Ｐｏ側から平滑コンデンサＣｓ２側へ流れる方向を正とし、補助電流ＩＬ２は、ダイオードＤｓ側からスイッチＳ３側へ流れる方向を正とする。

図５は、時点ｔ０から時点ｔ１の直前までの期間における動作態様を示す回路図である。この期間では、スイッチＳ２のみがオン状態となり、メインリアクトルＬ１のフライバック電流のみが流れている。

次に、図６は、時点ｔ１から時点ｔ２の直前までの期間における動作態様を示す回路図である。時点ｔ１でスイッチＳ３がターンオンされ、この期間では、スイッチＳ１のみがオフ状態となっている。この期間では、補助電流ＩＬ２が流れ、補助リアクトルＬ２に磁気エネルギが蓄積される。スイッチＳ２とスイッチＳ３とが同時にオン状態となっている期間が長いほど、補助リアクトルＬ２に蓄積される磁気エネルギは多くなる。

次に、図７は、共振動作時における動作態様を示す回路図である。時点ｔ２でスイッチＳ２がターンオフされると、スイッチＳ３のみがオン状態となり、コンデンサＣ１，Ｃ２と補助リアクトルＬ２との共振動作が起こる。その結果、補助電流ＩＬ２がコンデンサＣ１，Ｃ２を流れる電流に分配され、接続点Ｐｏの電位が上がる。すなわち、スイッチＳ２の端子間電圧Ｖｄｓ２が大きくなり、スイッチＳ１の端子間電圧Ｖｄｓ１が小さくなる。

ここで、スイッチＳ２をターンオフする時点ｔ２における補助電流ＩＬ２が、次の式（１）の条件を満たしている場合に、共振動作により端子間電圧Ｖｄｓ２が入力電圧Ｖ１まで上昇する。式（１）において、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量であり、Ｌ２は補助リアクトルＬ２のインダクタンスである。また、Ｖ１は入力電圧であり、Ｖ２は出力電圧である。式（１）の導出については、公知であるため省略する（例えば、特開２００４−１２３９３号公報参照）。

次に、図８は、共振動作により端子間電圧Ｖｄｓ２が入力電圧Ｖ１に到達して、端子間電圧Ｖｄｓ１が０になった状態における動作態様を示す回路図である。端子間電圧Ｖｄｓ１が０になると、ダイオードＤ１がオンして、コンデンサＣ１には電流が流れなくなり、共振動作が終了する。

次に、図９は、時点ｔ３から時点ｔ４の直前までの期間における動作態様を示す回路図である。時点ｔ３において、ダイオードＤ１がオン状態で、スイッチＳ１がターンオンされ、スイッチＳ２のみがオフ状態となる。ダイオードＤ１がオン状態のときに、スイッチＳ１がターンオンされることにより、スイッチＳ１のＺＶＳが実現される。スイッチＳ１のＺＶＳを実現されることにより、スイッチＳ１のスイッチングに伴うスイッチＳ１の導通損失が最小となる。なお、時点ｔ２から時点ｔ３の期間は、デッドタイムに相当する。

次に、図１０は、時点ｔ４から時点ｔ５の直前までの期間における動作態様を示す回路図である。時点ｔ４において、スイッチＳ３がターンオフされ、スイッチＳ１のみがオン状態となる。この期間では、電源７０から供給される電気エネルギがメインリアクトルＬ１に蓄えられる。

次に、図１１は、時点ｔ５における動作態様を示す回路図である。時点ｔ５において、スイッチＳ１がターンオフされ、全てのスイッチがオフ状態になる。

＜最適なＺＶＳ制御＞
上述したように、補助電流ＩＬ２が式（１）の条件を満たした時点で、スイッチＳ２をターンオフにすることにより、スイッチＳ１のＺＶＳを実現できる。よって、補助電流ＩＬ２を電流センサで検出し、検出した補助電流ＩＬ２が式（１）の条件を満たした場合に、スイッチＳ２をターンオフすることが考えられる。ただし、電流センサの検出精度、入力電圧Ｖ１及び出力電圧Ｖ２の変動、静電容量Ｃ１，Ｃ２のばらつき、インダクタンスＬ２のばらつき、及び温度特性等の要因を考慮して、ばらつき等が大きい場合でも式（１）を満たすように、補助電流ＩＬ２の大きさを、余裕を見た大きさにしなければならない。

しかしながら、補助電流ＩＬ２が大きくなると、スイッチＳ２，Ｓ３の導通損失が大きくなり、マスタ１０及びスレーブ２０の回路全体の損失が大きくなる。マスタ１０及びスレーブ２０の回路全体の損失を抑制するためには、補助電流ＩＬ２の大きさを、スイッチＳ１のＺＶＳを達成する最小値にすることが望ましい。

ここで、本発明者は、スイッチＳ２をターンオフした後における、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形及び端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり波形に、補助電流ＩＬ２の情報が表れることに着目した（図４参照）。端子間電圧Ｖｄｓ１と端子間電圧Ｖｄｓ２との合計は入力電圧Ｖ１で一定であるため、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形と端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり波形は、相補的な波形となる。

補助リアクトルＬ２に蓄積される磁気エネルギが大きくなるほど、スイッチＳ２をターンオフして共振動作を起こした際に、コンデンサＣ２の端子間電圧が急激に上昇する。すなわち、端子間電圧Ｖｄｓ２が急激に立ち上がり、端子間電圧Ｖｄｓ１が急激に立ち下がる。よって、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形、及び端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり波形には、補助電流ＩＬ２の情報が表れる。また、上記立ち上がり波形及び上記立ち下がり波形は、入出力電圧の変動や、素子のばらつき、温度特性等の要因を全て含んだ過渡現象である。

よって、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり波形、又は端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり波形を観測し、立ち上がり波形又は立ち下がり波形が目標とする波形となるように、スイッチＳ３に対する制御信号を生成すれば、最適な補助電流ＩＬ２でＺＶＳ制御を実現できる。本実施形態では、立ち上がり波形又は立ち下がり波形として、端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち上がり開始から終了までの遷移時間、又は端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち下がり開始から終了までの遷移時間を検出する。以下において、マスタ１０における遷移時間をＴａＡ、スレーブ２０における遷移時間をＴａＢとする。

図１２に、遷移時間を検出するマスタ１０の遷移時間検出器１７の構成を示す。スレーブ２０の遷移時間検出器２７も同様の構成となっている。遷移時間検出器１７（遷移時間検出部）は、電圧検出器１７１とＸＯＲ回路１７３とを備える。電圧検出器１７１（電圧検出部）は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とコンパレータ１７２とを備える。コンパレータ１７２の非反転入力端子には、入力電圧Ｖ１を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された閾値Ｖｔｈが入力される。また、コンパレータ１７２の反転入力端子には、端子間電圧Ｖｄｓ２が入力される。端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈ未満のときは、コンパレータ１７２の出力は「１」となり、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈを超えると、コンパレータ１７２の出力は「０」となる。

ＸＯＲ回路１７３には、コンパレータ１７２の出力と、スイッチＳ２のゲート指令信号ＧｎＡが入力される。ＸＯＲ回路１７３の出力は、スイッチＳ２がターンオフしてから、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈを超えるまでの間「１」となり、端子間電圧Ｖｄｓ２が閾値Ｖｔｈを超えると「０」となる。したがって、ＸＯＲ回路１７３の出力が「１」の期間が遷移時間ＴａＡとなる。よって、制御器１６が、マイクロコンピュータのキャプチャ機能により、ＸＯＲ回路１７３の出力が「１」となる時間を、遷移時間ＴａＡとして検出する。

なお、立ち下がり波形から遷移時間ＴａＡを検出する場合は、閾値Ｖｔｈを例えば入力電圧Ｖ１の１０％とする。そして、コンパレータ１７２の非反転入力端子には、端子間電圧Ｖｄｓ１を入力し、コンパレータ１７２の反転入力端子には、閾値Ｖｔｈを入力する。これにより、コンパレータ１７２の出力は、端子間電圧Ｖｄ１が閾値Ｖｔｈよりも大きい間は「１」となり、端子間電圧Ｖｄｓ１が閾値Ｖｔｈ未満になると「０」となる。

＜電流均衡制御＞
マスタ１０では、制御器１６が、スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａに対するゲート指令信号ＧｐＡ，ＧｎＡのデューティ比を制御して、入力電圧を目標電圧に変換する。さらに、マスタ１０では、制御器１６が、検出した遷移時間ＴａＡが目標遷移時間Ｔｒになるように、スイッチＳ３Ａに対するゲート指令信号ＧｓＡのデューティ比を制御して、スイッチＳ１Ａの最適なＺＶＳを実現する。

目標遷移時間Ｔｒは、補助電流ＩＬ２Ａを最小とし、最適なＺＶＳ制御を実現する遷移時間の目標値である。コンデンサＣ１Ａ，Ｃ２Ａと補助リアクトルＬ２Ａとの共振開始から、共振周期τｒの１／４が経過した時点で、補助リアクトルＬ２Ａに蓄えられたエネルギは全てコンデンサＣ１Ａ，Ｃ２Ａへ移され、接続点Ｐｏの電位はＶ１まで上昇する。よって、理論的には、目標遷移時間Ｔｒを共振周期τｒの１／４とすると、マスタ１０の損失を最小にすることができる。遷移時間検出器１７やスイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａの遅延等を考慮して、目標遷移時間Ｔｒを共振周期τｒの１／４付近の値としてもよい。遷移時間に対するマスタ１０の損失のシミュレーションを実施した結果、目標遷移時間Ｔｒが共振周期τｒの１／８〜４／１３の範囲内にある場合、損失が最も低い場合と比べて、損失の増加を１０％程度に抑制することができることがわかった。よって、目標遷移時間Ｔｒは、共振周期τｒの１／８〜４／１３の範囲内で設定するとよい。マスタ１０とスレーブ２０の目標遷移時間Ｔｒは同じ値とする。

一方、スレーブ２０では、制御器２６が、時間観測器２９により観測したスイッチＳ１Ａに対するゲート指令信号ＧｐＡに基づいて、スイッチＳ１Ｂ，Ｓ２Ｂに対するゲート指令信号ＧｐＢ，ＧｎＢを生成し、入力電圧を目標電圧に変換する。さらに、スレーブ２０では、制御器２６が、時間観測器２９により観測したスイッチＳ３Ａに対するゲート指令信号ＧｓＡから、スイッチＳ３Ｂのゲート指令信号ＧｓＢにして、スイッチＳ３を制御する。

ゲート指令信号ＧｓＡとゲート指令信号ＧｓＢとを同じ信号にするめ、スイッチＳ３ＡとスイッチＳ３Ｂは同じタイミングでターンオンする。補助電流ＩＬ２Ａ，ＩＬ２Ｂの増加傾き及び減少傾きは、補助リアクトルＬ２Ａ，Ｌ２ＢのインダクタンスＬ２で決まる。よって、スイッチＳ３ＡとスイッチＳ３Ｂとを同じタイミングでターンオンすれば、補助電流ＩＬ２Ａと補助電流ＩＬ２Ｂの大きさは同じになる。しかしながら、マスタ１０とスレーブ２０の素子等のばらつきにより、マスタ１０とスレーブ２０とで、出力電流にばらつきが生じることがある。出力電流はリアクトル電流ＩＬ１Ａ，ＩＬ２Ａの平均電流であるため、出力電流にばらつきがある場合は、リアクトル電流ＩＬ１Ａ，ＩＬ２Ａにもばらつきがある。

図１３に、スレーブ２０の出力電流がマスタ１０よりも小さい場合における、（ａ）リアクトル電流ＩＬ１Ａ，ＩＬ１Ｂ、（ｂ）補助電流ＩＬ２Ａ，ＩＬ２ｂ、（ｃ）端子間電圧Ｖｄｓ１Ａ，Ｖｄｓ２Ｂ、（ｄ）ゲート電圧Ｖｇｓ３Ａ，Ｖｇｓ３Ｂのタイムチャートを示す。図１３において、マスタ１０に対応するものを実線で示し、スレーブ２０に対応するものを破線で示す。また、図１４（ａ）〜（ｄ）に、スレーブ２０の出力電流がマスタ１０よりも大きい場合における、図１３（ａ）〜（ｄ）に対応するタイムチャートを示す。

式（１）で示すように、リアクトル電流ＩＬ１が大きいほど、ＺＶＳ制御に必要な最小の補助電流ＩＬ２も大きくなる。マスタ１０で最適なＺＶＳ制御を実現している場合、マスタ１０の補助電流ＩＬ２Ａは最適な大きさになっている。このような条件下で、リアクトル電流ＩＬ１Ｂがリアクトル電流ＩＬ１Ａよりも小さく、補助電流ＩＬ２Ａと補助電流ＩＬ２Ｂが同じ場合、補助電流ＩＬ２Ｂは最適な大きさよりも過大となっている。そのため、図１３に示すように、端子間電圧Ｖｄｓ１Ｂは、端子間電圧Ｖｄｓ１Ａよりも急激に立ち下がっている。その結果、スレーブ２０の遷移時間ＴａＢは、マスタ１０の遷移時間ＴａＡよりも短くなっている。遷移時間ＴａＡは目標遷移時間Ｔｒに制御されているため、遷移時間ＴａＢは目標遷移時間Ｔｒよりも短くなっており、スレーブ２０では最適なＺＶＳ制御が実現できていない。

また、マスタ１０で最適なＺＶＳ制御を実現している状況下で、リアクトル電流ＩＬ１Ｂがリアクトル電流ＩＬ１Ａよりも大きく、補助電流ＩＬ２Ａと補助電流ＩＬ２Ｂが同じ場合、補助電流ＩＬ２Ｂは最適な大きさよりも過小となっている。そのため、図１４に示すように、端子間電圧Ｖｄｓ１Ｂは、端子間電圧Ｖｄｓ１Ａよりも緩やかに立ち下がっている。その結果、スレーブ２０の遷移時間ＴａＢは、マスタ１０の遷移時間ＴａＡよりも長くなっている。よって、遷移時間ＴａＢは目標遷移時間Ｔｒよりも長くなっており、スレーブ２０では最適なＺＶＳ制御が実現できていない。

このように、マスタ１０とスレーブ２０との出力電流のばらつきは、端子間電圧Ｖｄｓ１Ａ，Ｖｄｓ１Ｂの立ち下がり波形の差として表れる。同様に、マスタ１０とスレーブ２０の出力電流のばらつきは、端子間電圧Ｖｄｓ２Ａ，Ｖｄｓ２Ｂの立ち上がり波形の差として表れる。よって、制御器２６は、上記立ち上がり波形の相違又は上記立ち下がり波形の相違を観測することにより、マスタ１０とスレーブ２０の出力電流の不均衡を検出する。詳しくは、制御器２６は、マスタ１０の遷移時間ＴａＡとスレーブ２０の遷移時間ＴａＢとの相違から、出力電流の不均衡を検出する。マスタ１０の遷移時間ＴａＡは目標遷移時間Ｔｒとなっているので、制御器２６は、目標遷移時間Ｔｒと遷移時間ＴａＢとの相違から、出力電流の不均衡を検出すればよい。

さらに、制御器２６は、出力電流の不均衡が検出された場合に、遷移時間ＴａＢが目標遷移時間Ｔｒになるように、観測されたゲート指令信号ＧｐＡのオン時間を補正して、ゲート指令信号ＧｐＢを生成する。ゲート指令信号ＧｐＢのデューティ比を増減することで、スレーブ２０の出力電流が増減する。それに伴い、上記立ち上がり波形及び上記立ち下がり波形が変化して、遷移時間ＴａＢが増減する。

次に、制御器１６及び制御器２６の機能の詳細について、図１５を参照して説明する。制御器１６は、上下デューティ比算出部１６１、電圧偏差算出部１６２、電圧制御器１６３、上補正部１６４、下補正部１６５、デッドタイム補正部１６６、時間偏差算出部１６７、遷移時間制御器１６８、及び補助デューティ比算出部１６９の機能を備える。

上下デューティ比算出部１６１は、入力電圧Ｖ１の検出値、出力電圧Ｖ２の検出値及び出力電圧Ｖ２の目標値から、スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａのデューティ比（時比率）の理論値を算出する。電圧偏差算出部１６２は、検出された出力電圧Ｖ２と目標電圧との電圧偏差を算出する。

電圧制御器１６３は、算出された電圧偏差に基づいて、出力電圧Ｖ２が目標電圧になるように、算出されたスイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａのデューティ比の補正量を算出する。詳しくは、出力電圧Ｖ２の検出値が目標値よりも高い場合は、スイッチＳ１Ａのオン時間の理論値を減らすように補正量を算出とともに、スイッチＳ２Ａのオン時間の理論値を増やすように補正量を算出する。上補正部１６４は、上下デューティ比算出部１６１により算出されたスイッチＳ１Ａのオン時間の理論値に、電圧制御器１６３により算出された補正量を減算して補正する。また、下補正部１６５は、上下デューティ比算出部１６１により算出されたスイッチＳ２Ａのオン時間の理論値に、電圧制御器１６３により算出された補正量を加算して補正する。さらに、デッドタイム補正部１６６は、上補正部１６４及び下補正部１６５により算出されたスイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａのデューティ比に、デッドタイムを設けて、ＰＷＭ信号であるゲート指令信号ＧｐＡ，ＧｎＡを生成する。

時間偏差算出部１６７は、検出された遷移時間ＴａＡと目標遷移時間Ｔｒとの時間偏差を算出する。遷移時間制御器１６８は、算出された時間偏差に基づいて、遷移時間ＴａＡが目標遷移時間Ｔｒになるように、スイッチＳ３Ａのデューティ比の補正量を算出する。具体的には、遷移時間ＴａＡが目標遷移時間Ｔｒよりも長い場合は、補助電流ＩＬ２Ａが過小なので、スイッチＳ３Ａのオンタイミングを早くして、オン時間を長くするように補正量を算出する。また、遷移時間ＴａＡが目標遷移時間Ｔｒよりも短い場合は、補助電流ＩＬ２Ａが過大なので、スイッチＳ３Ａのオンタイミングを遅くして、オン時間を短くするように補正量を算出する。補助デューティ比算出部１６９は、遷移時間制御器１６８により算出された補正量に基づいて、スイッチＳ３Ａのデューティ比を補正し、ＰＷＭ信号であるゲート指令信号ＧｓＡを生成する。スイッチＳ３Ａのオンオフの１周期は、スイッチＳ１Ａ，Ｓ２Ａのオンオフの１周期と同じである。

上下デューティ比算出部１６１からデッドタイム補正部１６６までのループは、入力電圧Ｖ１を目標電圧に変換する電圧変換制御を実施するループである。一方、時間偏差算出部１６７から補助デューティ比算出部１６９までのループは、ＺＶＳ制御を実施するループである。すなわち、電圧変換制御とＺＶＳ制御とは、それぞれ独立に実施される。そのため、ＺＶＳ制御を高速に実施することができる。

一方、制御器２６は、時間偏差算出部２６１、電流バランス制御器２６２、ゲート指令補正部２６３、上オン時間算出部２６４、下オン時間算出部２６５、デッドタイム補正部２６６、補助オン時間算出部２６７、及びデッドタイム補正部２６８の機能を備える。

時間偏差算出部２６１は、検出された遷移時間ＴａＢと目標遷移時間Ｔｒとの時間偏差を算出する。電流バランス制御器２６２は、算出された時間偏差に基づいて、遷移時間ＴａＢが目標遷移時間Ｔｒになるように、観測されたゲート指令信号ＧｐＡのオン時間の補正量を算出する。具体的には、遷移時間ＴａＢが目標遷移時間Ｔｒよりも長い場合は、スレーブ２０の出力電流がマスタ１０よりも大きくなっているので、オン時間を短くするように補正量を算出する。また、遷移時間ＴａＢが目標遷移時間Ｔｒよりも短い場合は、スレーブ２０の出力電流がマスタ１０よりも小さくなっているので、オン時間を長くするように補正量を算出する。

ゲート指令補正部２６３は、観測されたゲート指令信号ＧｐＡのオン時間に、電流バランス制御器２６２により算出された補正量を減算して、ゲート指令信号ＧｐＡを補正する。上オン時間算出部２６４は、補正されたゲート指令信号ＧｐＡからスイッチＳ１Ｂに対するオン時間を算出する。また、下オン時間算出部２６５は、補正されたゲート指令信号ＧｐＡからスイッチＳ２Ｂに対するオン時間を算出する。デッドタイム補正部２６６は、算出されたスイッチＳ１Ｂ，Ｓ２Ｂのオン時間とデッドタイムから、ＰＷＭ信号であるゲート指令信号ＧｐＢ，ＧｎＢを生成する。

補助オン時間算出部２６７は、観測されたゲート指令信号ＧｓＡのオン時間を、ゲート指令信号ＧｓＢのオン時間として算出する。デッドタイム補正部２６８は、スイッチＳ３Ｂのオン時間とデッドタイムから、ＰＷＭ信号であるゲート指令信号ＧｓＢを生成する。

遷移時間ＴａＢと目標遷移時間Ｔｒとの時間偏差に応じて、ゲート指令信号ＧｐＡのオン時間が補正され、補正されたオン時間に基づいてスイッチＳ１Ｂ，Ｓ２Ｂが制御されるため、マスタ１０とスレーブ２０の出力電流を均衡させることができる。さらに、スレーブ２０においても、リアクトル電流ＩＬ１Ｂに対応した補助電流ＩＬ２Ｂとなるため、最適なＺＶＳを実現することができる。

次に、時間観測器２９の詳細について図１６を参照して説明する。時間観測器２９（信号観測部）は、マイクロコンピュータのキャプチャ機能を利用して、マスタ１０のゲート指令信号ＧｐＡ，ＧｓＡのオン時間を観測する。詳しくは、時間観測器２９は、ゲート指令信号ＧｐＡ，ＧｓＡの立ち上がりイベントを検知すると、立ち下がりイベントを検知するまでの間、クロックの都度信号のオン時間をカウントして、オン時間を取得する。また、時間観測器２９は、ゲート指令信号ＧｐＡの立ち下がりイベントを検知すると、立ち上がりイベントを検知するまでの間、クロックの都度信号のオフ時間をカウントして、オフ時間も観測する。なお、制御器１６，２６は、同様に、マイクロコンピュータのキャプチャ機能を利用して、遷移時間検出器１７，２７の出力がオンの時間をカウントして、遷移時間ＴａＡ，ＴａＢを検出する。

次に、スレーブ２０の起動方法について、図１７を参照して説明する。マスタ１０の起動時において、制御器２６は、時間観測器２９により、閾値時間よりも長いゲート指令信号ＧｐＡのオン時間が観測された場合に限って、ゲート指令信号ＧｐＢ，ＧｎＢを生成する。

マスタ１０の停止中に、制御器１６から時間観測器２９への出力に意図しないサージ電圧が印加されることがある。このサージ電圧をゲート指令信号ＧｐＡのオン時間として観測して、スレーブ２０を作動させることは、回避することが望ましい。そこで、一般的なサージ電圧の印加時間よりも長い時間を閾値時間とし、閾値時間よりも長いオン時間が観測された場合に限って、スレーブ２０の電力変換部２５が起動されるようにした。

これにより、図１７に示すように、マスタ１０の停止中の時点ｔ００で、制御器１６の出力にサージ電圧が印加されても、スレーブ２０は停止を続ける。そして、時点ｔ１０でマスタ１０が起動し、時間観測器２９により閾値時間よりも長いオン時間が観測されると、時点ｔ２０でスレーブ２０が起動し、観測されたオン時間に基づいて生成されたゲート指令信号ＧｐＢが出力される。

ここで、時点ｔ１０でマスタ１０の電力変換部１５が起動された後、マスタ１０の制御器１６からスレーブ２０の制御器２６へ、ＣＡＮやＩ２Ｃ等の通信機能を用いて起動指令を送った場合には、スレーブ２０の電力変換部２５が起動する時点は時点ｔ２０よりも遅くなる。これに対して、上述したように、ゲート指令信号ＧｐＡのオン時間をリアルタイムで観測することにより、マスタ１０の電力変換部１５が起動してから、スレーブ２０の電力変換部２５が起動するまでの遅延を抑制できる。

次に、スレーブ２０の停止方法について、図１８を参照して説明する。電力変換部１５の停止時において、制御器２６は、時間観測器２９により、マスタ１０の制御器１６の制御周期の間、ゲート指令信号ＧｐＡのオフ時間が継続していることが観測された場合に限って、ゲート指令信号ＧｐＢ，ＧｎＢの出力を停止する。制御器１６の制御周期は、マイクロコンピュータの制御周期Ｔｍである。

制御周期Ｔｍが、ゲート指令信号ＧｐＡの周期よりも長い場合がある。例えば、制御周期Ｔｍが、ゲート指令信号ＧｐＡの周期の３倍の場合、制御器１６は、ゲート指令信号ＧｐＡのオンパルスを３回に１回しか送信しないことになる。このような場合でも、マスタ１０の電力変換部１５のオフを確実に検出するため、ゲート指令信号ＧｐＡのオフ時間が、制御周期Ｔｍ以上継続している場合に限って、スレーブ２０の電力変換部２５が停止されるようにした。

これにより、図１８に示すように、時点ｔ３０で、マスタ１０の電力変換部１５が停止し、時間観測器２９により制御周期Ｔｍの間継続してオフ時間が観測されると、時点ｔ４０で、スレーブ２０の電力変換部２５が停止される。

ここで、時点ｔ３０でマスタ１０の電力変換部１５が停止された後、マスタ１０の制御器１６からスレーブ２０の制御器２６へ、ＣＡＮやＩ２Ｃ等の通信機能を用い停止指令を送った場合には、スレーブ２０の電力変換部３１が停止する時点は時点ｔ４０よりも遅くなる。これに対して、上述したように、ゲート指令信号ＧｐＡのオフ時間をリアルタイムで観測することにより、マスタ１０の電力変換部１５が停止してから、スレーブ２０の電力変換部２５が停止するまでの遅延を、制御周期Ｔｍに抑制することができる。

以上説明した第１実施形態によれば以下の効果を奏する。

・マスタ１０とスレーブ２０の出力電流のばらつきは、端子間電圧Ｖｄｓ２Ａ，Ｖｄｓ２Ｂの立ち上がり波形の差、及び端子間電圧Ｖｄｓ１Ａ，Ｖｄｓ１Ｂの立ち下がり波形の差として表れる。したがって、端子間電圧Ｖｄｓ２Ａ，Ｖｄｓ２Ｂの立ち上がり波形の相違、又は端子間電圧Ｖｄｓ１Ａ，Ｖｄｓ１Ｂの立ち下がり波形の相違を観測することにより、マスタ１０とスレーブ２０の出力電流の不均衡を直ちに検出することができる。また、電流センサや通信機器を用いないため、コストを低減することが可能となる。

・スイッチＳ１をオン状態且つスイッチＳ２をオフ状態にすると、メインリアクトルＬ１にエネルギが蓄積される。そして、スイッチＳ１をオフ状態且つスイッチＳ２をオン状態にすると、メインリアクトルＬ１から負荷８０に電流が供給され、入力電圧が所定電圧に変換されて出力される。さらに、スイッチＳ３をオン状態にしてスイッチＳ２をターンオフすると、共振動作が起きて補助共振回路１５０，２５０からコンデンサＣ１，Ｃ２へ電流が流れ、スイッチＳ１の端子間電圧がゼロになるため、スイッチＳ１のＺＶＳを実現することができる。

・マスタ１０では、検出された遷移時間ＴａＡが目標遷移時間Ｔｒになるように、ゲート指令信号ＧｓＡが生成される。これにより、マスタ１０では、適切なタイミングでスイッチＳ３Ａをオンして、最適なＺＶＳを実現することができる。

・スレーブ２０では、検出された遷移時間ＴａＢがマスタ１０における目標遷移時間Ｔｒとなるように、ゲート指令信号ＧｐＢが生成される。ゲート指令信号ＧｐＢのデューティ比を変化させることで、スレーブ２０の出力電流が増減し、端子間電圧Ｖｄｓ２Ｂの立ち上がり波形及び端子間電圧Ｖｄｓ１Ｂの立ち下がり波形が変化して、遷移時間ＴａＢが増減する。よって、スレーブ２０において、検出された遷移時間ＴａＢが目標遷移時間Ｔｒとなるようにゲート指令信号ＧｐＢが生成されることにより、マスタ１０とスレーブ２０の出力電流を均衡させることができる。また、スレーブ２０においても、リアクトル電流ＩＬ１Ｂに対応した補助電流ＩＬ２Ｂとなるため、最適なＺＶＳを実現できる。

・マスタ１０では、ゲート指令信号ＧｐＡ，ＧｎＡのデューティ比が制御されて、入力電圧が目標電圧に変換されるとともに、ゲート指令信号ＧｓＡのデューティ比が制御されて、最適なＺＶＳが実現される。電圧変換制御とＺＶＳ制御とを独立して実施するため、ＺＶＳ制御を高速に行うことができる。

・スレーブ２０では、マスタ１０におけるゲート指令信号ＧｐＡ，ＧｓＡが観測される。そして、ゲート指令信号ＧｓＡのオン時間が、ゲート指令信号ＧｓＢのオン時間にされる。さらに、検出された遷移時間ＴａＢの検出値が目標遷移時間Ｔｒになるように、ゲート指令信号ＧｐＡのオン時間が補正され、補正されたオン時間がゲート指令信号ＧｐＢのオン時間にされる。これにより、マスタ１０とスレーブ２０の出力電流を均衡させることができるとともに、スレーブ２０においても最適なＺＶＳを実現することができる。

・スレーブ２０において、閾値時間よりも長いゲート指令信号ＧｐＡのオン時間が観測された場合に限って、ゲート指令信号ＧｐＢが生成されて出力される。よって、ゲート指令信号ＧｐＡに意図しないサージ電圧が入力された場合には、スレーブ２０の電力変換部２５は起動されず、意図しない電力変換部２５の起動を抑制することができる。

一方、マスタ１０における電力変換部１５が起動され、スレーブ２０おいて、閾値時間よりも長いゲート指令信号ＧｐＡのオン時間が観測された場合には、スレーブ２０の電力変換部２５が起動される。このとき、マスタ１０からスレーブ２０へ通信機能を用いて起動指令を送った場合には、マスタ１０の電力変換部１５が起動してからスレーブ２０の電力変換部２５が起動するまでに遅延が生じる。そのため、電力変換装置の起動時にマスタ１０に電流が集中して、マスタ１０の負担が大きくなる。これに対して、ゲート指令信号ＧｐＡのオン時間をリアルタイムで観測することにより、マスタ１０の電力変換部１５の起動からスレーブ２０の電力変換部２５の起動までの遅延を抑制できる。ひいては、起動時のマスタ１０の負担の増大を抑制できる。

・スレーブ２０において、マスタ１０の制御器１６制御周期Ｔｍの間、オフ時間が継続して観測された場合に限って、スレーブ２０におけるゲート指令信号ＧｐＢの出力が停止される。マスタ１０の電力変換部１５が駆動している間は、制御周期内にオン時間が存在するため、スレーブ２０の電力変換部２５は停止されない。

一方、マスタ１０の電力変換部１５が停止され、スレーブ２０において、制御周期Ｔｍの間オフ時間が継続して観測された場合には、スレーブ２０の電力変換部２５が停止される。このとき、マスタ１０からスレーブ２０へ通信機能を用いて停止指令を送った場合には、マスタ１０の電力変換部１５が停止してからスレーブ２０の電力変換部２５が停止するまでに遅延が生じる。そのため、電力変換装置の停止時に、最後に停止するスレーブ２０に電流が集中して負担が大きくなる。これに対して、ゲート指令信号ＧｐＡのオフ時間をリアルタイムで観測することにより、マスタ１０の電力変換部１５の停止からスレーブ２０の電力変換部２５の停止までの遅延を抑制できる。ひいては、停止時におけるスレーブ２０の負担の増大を抑制できる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態に係る電力変換装置について、第１実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、互いに並列接続されたマスタ１０Ａ及びスレーブ２０Ａから構成されている。マスタ１０Ａの構成を図１９に示す。マスタ１０Ａの端子１３，１４間には電源８０ａが接続され、端子１１，１２間には負荷７０ａが接続される。マスタ１０Ａは、電源８０ａの入力電圧Ｖ２を昇圧して負荷７０ａへ出力する昇圧コンバータである。

マスタ１０Ａは、補助共振回路１５０Ａの構成が、マスタ１０の補助共振回路１５０の構成と異なる。スレーブ２０Ａの構成図は省略するが、マスタ１０Ａと同様な昇圧コンバータとなっており、補助共振回路２５０Ａの構成が、スレーブ２０の補助共振回路２５０の構成と異なっている。

補助共振回路１５０Ａ，２５０ＡのダイオードＤｓのアノード端子は、メインリアクトルＬ１の第１端に接続されており、ダイオードＤｓのカソード端子は、補助リアクトルＬ２の第１端に接続されている。補助リアクトルＬ２の第２端には、スイッチＳ３のドレイン端子が接続されている。そして、スイッチＳ３のソース端子は、メインリアクトルＬ１の第２端に接続されている。

マスタ１０Ａ及びスレーブ２０Ａでは、マスタ１０及びスレーブ２０とリアクトル電流ＩＬ１及び補助電流ＩＬ２の向きが逆になり、スイッチＳ１とスイッチＳ２の役割が逆になる。すなわち、スイッチＳ２が電力変換を行うメインスイッチとなり、スイッチＳ１が同期整流を行う同期整流スイッチとなる。スイッチＳ２がオン状態のときに、電源８０ａからメインリアクトルＬ１へ電流が供給される。そして、スイッチＳ１がオン状態のときに、メインリアクトルＬ１から負荷７０ａへ電流が供給される。

本実施形態では、メインスイッチであるスイッチＳ２の端子間電圧Ｖｄｓ２が０のときに、スイッチＳ２をターンオンするＺＶＳ制御を実施する。本実施形態において、ゲート電圧Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２は、図３及び図４の（ａ）と（ｂ）が逆になったものとなり、端子間電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２は、図３及び図４の（ｄ）と（ｅ）が逆になったものとなる。よって、本実施形態では、端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち上がり波形又は端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち下がり波形に基づいて、スイッチＳ３のオンタイミングを制御する。すなわち、端子間電圧Ｖｄｓ１の立ち上がり開始から終了まで、又は端子間電圧Ｖｄｓ２の立ち下がり開始から終了までを、遷移時間ＴａＡ，ＴａＢとして検出する。

以上説明した第２実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏する。

（第３実施形態）
次に、第３実施形態に係る電力変換装置について、第１実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、互いに並列接続されたマスタ１０Ｂ及びスレーブ２０Ｂから構成されている。マスタ１０Ｂの構成を図２０に示す。マスタ１０Ｂの端子１１，１２間には電源７０ｂ又は負荷７０ｂが接続され、端子１３，１４間には負荷８０ｂ又は電源８０ｂが接続される。マスタ１０Ｂは、電源７０ｂの入力電圧Ｖ１を降圧して負荷８０ｂへ出力する降圧動作をするとともに、電源８０ｂの入力電圧Ｖ２を昇圧して負荷７０ｂへ出力する昇圧動作をする双方向型コンバータである。

マスタ１０Ｂは、補助共振回路１５０Ｂの構成が、マスタ１０の補助共振回路１５０の構成と異なる。スレーブ２０Ｂの構成図は省略するが、マスタ１０Ｂと同様な双方向型コンバータとなっており、補助共振回路２５０Ｂの構成が、スレーブ２０の補助共振回路２５０の構成と異なっている。

補助共振回路１５０Ｂ，２５０Ｂは、二つのスイッチＳ３，Ｓ４と補助リアクトルＬ２とから構成されており、ダイオードＤｓの代わりに、スイッチＳ４が接続されている。スイッチＳ４は、ドレイン端子が補助リアクトルＬ２の第２端に接続されており、ソース端子がメインリアクトルＬ１の第２端に接続されている。すなわち、補助共振回路１５０Ｂ，２５０Ｂは、補助素子が補助スイッチであるスイッチＳ３又はスイッチＳ４となる。

マスタ１０Ｂ，スレーブ２０Ｂが降圧動作をする場合には、スイッチＳ１がメインスイッチ、スイッチＳ２が同期整流スイッチ、スイッチＳ３が補助スイッチの役割をする。また、マスタ１０Ｂ，スレーブ２０Ｂが昇圧動作をする場合には、スイッチＳ２がメインスイッチ、スイッチＳ１が同期整流スイッチ、スイッチＳ４が補助スイッチの役割をする。制御器１６，２６は、降圧用の機能と昇圧用の機能とを備え、適宜切替えて降圧制御又は昇圧制御を実施する。

以上説明した第３実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏する。

（第４実施形態）
次に、第４実施形態に係る電力変換装置について、第１実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、互いに並列接続されたマスタ１０Ｃ及びスレーブ２０Ｃから構成されている。マスタ１０Ｃの構成を図２１に示す。マスタ１０Ｃは、マスタ１０と同様な降圧コンバータである。

マスタ１０Ｃは、補助共振回路１５０Ｃの構成が、マスタ１０の補助共振回路１５０の構成と異なる。スレーブ２０Ｃの構成図は省略するが、補助共振回路２５０Ｃの構成が、スレーブ２０の補助共振回路２５０の構成と異なっている。補助共振回路１５０Ｃ，２５０Ｃでは、メインリアクトルＬ１と補助リアクトルＬ２とが互いに磁気結合している。そのため、共通のコアに２つのコイルを巻き付けて、メインリアクトルＬ１と補助リアクトルＬ２とを形成することができる。補助共振回路１５０Ｃ，２５０Ｃの等価回路において、メインリアクトルＬ１側は、巻数Ｎ１の１次巻線と励磁インダクタンス成分との並列回路となり、補助リアクトルＬ２側は、巻数Ｎ２の２次巻線と漏れインダクタンス成分との直列回路となる。１次巻線と２次巻線は理想トランスを構成し、漏れインダクタンス成分は、励磁インダクタンス成分よりも十分に小さい。この場合、漏れインダクタンス成分と、コンデンサＣ１，Ｃ２とで共振動作が起こる。よって、式（１）におけるインダクタンスＬは、漏れインダクタンス値となる。

また、メインリアクトルＬ１の第１端の極性と、補助リアクトルＬ２の第２端の極性とを同極性とする。これにより、漏れインダクタンス成分に印加される電圧を、励磁インダクタンス成分の端子間電圧に対して巻数比Ｎ２／Ｎ１を乗算した値だけ高くすることができる。これにより、漏れインダクタンス成分に磁気エネルギを蓄積する時間を短縮することができる。

以上説明した第４実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏するとともに、以下効果を奏する。また、本実施形態に係るマスタ１０Ｃ及びスレーブ２０Ｃの構成を、第２及び第３実施形態に適用してもよい。

・メインリアクトルＬ１と補助リアクトルＬ２のコアを共通化して、マスタ１０Ｃ及びスレーブ２０Ｃの体格を抑制することができる。

・メインリアクトルＬ１の第１端と補助リアクトルＬ２の第２端とを同極性としたことにより、スイッチＳ３のオン状態時に、漏れインダクタンス成分の印加電圧を高めることができ、漏れインダクタンス成分への磁気エネルギの蓄積時間を短縮することができる。

（第５実施形態）
次に、第５実施形態に係る電力変換装置について、第４実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、互いに並列接続されたマスタ１０Ｄ及びスレーブ２０Ｄから構成されている。マスタ１０Ｄの構成を図２２に示す。マスタ１０Ｄは、マスタ１０Ｃと同様な降圧コンバータである。

マスタ１０Ｄは、補助共振回路１５０Ｄの構成が、マスタ１０Ｃの補助共振回路１５０Ｃと異なる。スレーブ２０Ｄの構成図は省略するが、補助共振回路２５０Ｄの構成が、スレーブ２０Ｃの補助共振回路２５０Ｃの構成と異なっている。補助共振回路１５０Ｄ，２５０ＤのダイオードＤ１のアノード端子は、グラウンド電位に接続されている。グラウンド電位は、低電位側の端子１２，１４、及びスイッチＳ２のソース端子と同電位である。

ここで、第４実施形態の場合、スイッチＳ１がオン状態となっている期間には、スイッチＳ３に逆並列に接続されたダイオードＤ３のアノード電位がカソード電位よりも高くなる。そのため、ダイオードＤ３が導通し、スイッチＳ３の端子間電圧Ｖｄｓ３は０となる。その後、スイッチＳ２がオン状態となっている期間には、スイッチＳ３の端子間電圧Ｖｄｓ３は、出力電圧Ｖ２と２次巻線の端子間電圧との和になる。

これに対して、本実施形態の場合、スイッチＳ１がオン状態となっている期間には、ダイオードＤ３の導通により、スイッチＳ３の端子間電圧Ｖｄｓ３は０となる。その後、スイッチＳ２がオン状態となっている期間には、スイッチＳ３の端子間電圧は、２次巻線の端子間電圧となる。したがって、本実施形態の場合、第４実施形態と比較して、スイッチＳ３の端子間電圧を出力電圧Ｖ２の分だけ低下させることができる。

なお、ダイオードＤ１のアノード端子をグラウンド電位に接続する構成は、メインリアクトルＬ１の第１端と補助リアクトルＬ２の第２端とを、同極性になるように磁気結合することにより実現される。

以上説明した第５実施形態によれば、第４実施形態と同様の効果を奏するとともに、スイッチＳ３を低耐圧化することができる。ひいては、スイッチＳ３を小型化することができる。また、本実施形態に係るマスタ１０Ｄ及びスレーブ２０Ｄの構成を、第２及び第３実施形態に適用してもよい。

（第６実施形態）
次に、第６実施形態に係る電力変換装置について、第４実施形態と異なる点を説明する。本実施形態に係る電力変換装置は、互いに並列接続されたマスタ１０Ｅ及びスレーブ２０Ｅから構成されている。マスタ１０Ｅの構成を図２３に示す。マスタ１０Ｅは、マスタ１０Ｃと同様な降圧コンバータである。

マスタ１０Ｅは、補助共振回路１５０Ｅの構成が、マスタ１０Ｃの補助共振回路１５０Ｃと異なる。スレーブ２０Ｅの構成図は省略するが、補助共振回路２５０Ｅの構成が、スレーブ２０Ｃの補助共振回路２５０Ｃの構成と異なっている。補助共振回路１５ＦのダイオードＤ１のアノード端子は、電源７０の高電位側に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１のアノード端子が、高電位側の端子１１、及びスイッチＳ１のドレイン端子に接続されている。

第６実施形態によれば、第４実施形態と同様の効果を奏するとともに、スイッチＳ１のオン状態の期間に、第４実施形態よりも、ダイオードＤｓの端子間電圧を低くすることができる。よって、ダイオードＤｓを低耐圧化することができる。また、本実施形態に係るマスタ１０Ｅ及びスレーブ２０Ｅの構成を、第２及び第３実施形態に適用してもよい。

（他の実施形態）
・立ち上がり波形又は立ち下がり波形として、立ち上がり波形又は立ち下がり波形の傾きを検出し、傾きに基づいて、スイッチＳ３，Ｓ４のターンオンのタイミングを制御してもよい。また、例えば、立ち上がり波形が閾値Ｖｔｈの１／２まで上昇するまでの時間を検出し、その時間を２倍して遷移時間ＴａＡ，ＴａＢとしてもよい。

・遷移時間検出器１７で検出された遷移時間ＴａＡを時間観測器２９（遷移観測部）へ送り、制御器２６は、時間観測器２９により観測された遷移時間ＴａＡと、遷移時間検出器２７により検出された遷移時間ＴａＢとの相違から、出力電流の不均衡を検出してもよい。この場合、時間偏差算出部２６１は、目標遷移時間Ｔｒの代わりに遷移時間ＴａＡを用いて、時間偏差を算出する。

・マスタ側に時間観測器を設け、スレーブ側で検出された遷移時間ＴａＢをマスタの時間観測器に送るようにしてもよい。そして、制御器１６が、遷移時間ＴａＡと遷移時間ＴａＢとの相違から、出力電流の不均衡を検出してもよい。この場合、制御器１６が、遷移時間ＴａＡと遷移時間ＴａＢとの時間偏差に基づいて、ゲート指令信号ＧｐＡのオン時間を補正し、補正したゲート指令信号ＧｐＡをスレーブ側へ送るようにしてもよい。制御器２６は、補正されたゲート指令信号ＧｐＡのオン時を、そのままゲート指令信号ＧｐＢのオン時間にすることができる。

・電力変換装置は、１台のマスタと複数台のスレーブとが互いに並列に接続されていてもよい。この場合、ゲート指令信号ＧｐＡ，ＧｓＡを、マスタから各スレーブへ並列に送ってもよいし、マスタから１台のスレーブへ送り、そのスレーブから順次他のスレーブへ直列に送ってもよい。

・スイッチＳ１〜Ｓ３は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタ等の他の種類のスイッチング素子を用いてもよい。

・メインリアクトルＬ１，補助リアクトルＬ２は、それぞれトランスでもよい。

１０…マスタ、１６…制御器、２０…スレーブ、２６…制御器、２６…制御器、８０，７０ａ，７０ｂ，８０ｂ…負荷、１５０，２５０…補助共振回路、Ｄｓ…ダイオード、Ｌ１…メインリアクトル、Ｌ２…補助リアクトル、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３…スイッチ。

Claims (8)

1. １台の基準となる第１電源装置と、少なくとも１台の第２電源装置とを備え、前記第１電源装置及び前記第２電源装置が互いに負荷に対して並列に接続され、
   前記第１電源装置及び前記第２電源装置は、それぞれ、
   メインスイッチと、同期整流スイッチと、メイン磁気部品と、を備え、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとが相補的にオンオフされることにより、入力電圧を所定電圧に変換して出力するスイッチング回路と、
   補助スイッチと、補助磁気部品と、を備え、前記メインスイッチと、前記同期整流スイッチのいずれかがオフ状態のときに前記補助スイッチがオン状態にされることにより、前記メインスイッチと、同期整流スイッチの容量成分と前記補助磁気部品とで共振動作させる補助スイッチング回路と、
   前記メインスイッチ又は同期整流スイッチの端子間電圧を検出する電圧検出部と、を備え、
   前記第１電源装置は、更に、
   前記第１電源装置の前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフさせるメイン信号を生成するとともに、検出された前記同期整流スイッチの端子間電圧の立ち上がり波形又は前記メインスイッチの端子間電圧の立ち下がり波形に基づいて、前記第１電源装置の前記補助スイッチを制御する補助信号を生成する第１制御部を備え、
   前記第２電源装置は、更に、
   前記第２電源装置の前記メインスイッチと前記整流スイッチとを相補的にオンオフさせるメイン信号を生成するとともに、前記第２電源装置の補助スイッチを制御する補助信号を、前記第１電源装置における前記補助信号と同じ信号にする第２制御部を備えた電力変換装置であって、
   前記第１制御部又は前記第２制御部は、前記第１電源装置と前記第２電源装置における前記立ち上がり波形の相違又は前記立ち下がり波形の相違を観測して、前記第１電源装置と前記第２電源装置の出力電流の不均衡を検出することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記スイッチング回路は、容量成分を並列に備えたメインスイッチと、容量成分を並列に備え前記メインスイッチに直列接続された同期整流スイッチと、第１端及び第２端を両端とし前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとの接続点に前記第１端が接続されたメイン磁気部品と、を備え、
   前記補助スイッチング回路は、前記メイン磁気部品の前記第１端に前記メイン磁気部品に並列に接続された回路であって、前記補助スイッチと、前記補助磁気部品と、前記補助スイッチとは別の素子の補助スイッチ又はダイオードである補助素子とを備え、
   前記メイン磁気部品はメインリアクトルであり、
   前記補助磁気部品は補助リアクトルであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記メインスイッチがオン状態のときに、電源から前記メインリアクトルに電流が供給され、前記同期整流スイッチがオン状態のときに、前記メインリアクトルから負荷に電流が供給されるものであり、
   前記第１電源装置及び前記第２電源装置は、それぞれ、
   前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとの直列体の高電位側端子と低電位側端子との間に接続された第１平滑コンデンサと、
   前記メインリアクトルの第２端と前記直列体の前記低電位側端子との間に接続された第２平滑コンデンサと、を備え、
   前記補助スイッチがオン状態のときに、前記補助スイッチング回路から前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチに並列に設けられた容量成分へ電流を流してゼロボルトスイッチングを実現する部分共振型回路であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１電源装置及び前記第２電源装置は、それぞれ、
   検出された前記メインスイッチ又は前記同期整流スイッチの端子間電圧に基づいて、前記同期整流スイッチの端子間電圧の立ち上がり又は前記メインスイッチの端子間電圧の立ち下がりの開始から終了までの遷移時間を検出する遷移時間検出部を備え、
   前記第１制御部は、
   前記第１電源装置の前記遷移時間検出部により検出された前記遷移時間の検出値が、前記遷移時間の目標値になるように、前記第１電源装置における前記補助信号を生成し、
   前記第２制御部は、
   前記第２電源装置の前記遷移時間検出部により検出された前記遷移時間の検出値が、前記目標値になるように、前記第２電源装置における前記メイン信号を生成することを特徴とする請求項２又は３に記載の電力変換装置。
5. 前記第１電源装置及び前記第２電源装置は、それぞれ、
   前記電圧検出部により検出された前記メインスイッチ又は前記同期整流スイッチの端子間電圧から、前記同期整流スイッチの端子間電圧の立ち上がり又は前記メインスイッチの端子間電圧の立ち下がりの開始から終了までの遷移時間を検出する遷移時間検出部を備え、
   前記第２電源装置は、更に、
   前記第１電源装置の前記遷移時間検出部により検出された前記遷移時間の検出値を観測する遷移観測部を備え、
   前記第１制御部は、
   前記第１電源装置の前記遷移時間検出部により検出された前記遷移時間の検出値が、前記遷移時間の目標値になるように、前記補助信号を生成し、
   前記第２制御部は、
   前記第２電源装置の前記遷移時間検出部により検出された前記遷移時間の検出値が、前記遷移観測部により観測された前記遷移時間の検出値になるように、前記第２電源装置における前記メイン信号を生成することを特徴とする請求項２又は３に記載の電力変換装置。
6. 前記第２電源装置は、
   前記第１電源装置における前記メイン信号及び前記補助信号を観測する信号観測部を備え、
   前記第１制御部は、
   前記第１電源装置における前記メイン信号の時比率を制御して、入力電圧を目標電圧に変換するとともに、前記第１電源装置における前記補助信号の時比率を制御して、前記メインスイッチのゼロボルトスイッチング制御を実施し、
   前記第２制御部は、
   観測された前記補助信号のオン時間を、前記第２電源装置における前記補助信号のオン時間とするとともに、前記第２電源装置の前記遷移時間検出部により検出された前記遷移時間の検出値が、前記第１電源装置における前記遷移時間の目標値になるように、観測された前記メイン信号のオン時間を補正し、補正した前記オン時間を前記第２電源装置における前記メイン信号のオン時間とすることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記第２制御部は、前記信号観測部により、閾値時間よりも長い前記メイン信号のオン時間が観測されたことを条件として、前記第２電源装置における前記メイン信号を生成して出力することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記第２制御部は、前記信号観測部により、前記第１制御部の制御周期の間、前記メイン信号のオフ時間が継続していることが観測されたことを条件として、前記第２電源装置における前記メイン信号の出力を停止することを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。

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