JP6059589B2 - 光変調器およびそれを用いた光変調装置 - Google Patents

Description

本発明は、光信号を生成するための光変調器およびそれを用いた光変調装置に関し、より詳細には、複数サブキャリアを生成し変調する光変調器およびそれを用いた光変調装置に関する。

旺盛な通信需要を背景として、基幹網の大容量化に向けた検討が精力的に行われている。伝送容量の大容量化においては、１波長あたりのシンボルレート（変調符号創出速度）を高めるとともに、波長分割多重（ＷＤＭ：Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いて波長軸上に多重化する技術が用いられる。使用できる波長域はエルビウムドープ光増幅器の帯域などにより制限されるため、限られた波長資源を有効活用する技術が必要となる。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、限られた波長資源を有効活用するために用いられる技術であり、無線の分野では汎用の技術である。

光信号をＯＦＤＭ変調する技術としては、無線と同様に電気的にＯＦＤＭ信号を生成して光変調器を駆動する方法がある(特許文献１および非特許文献１を参照)。この手法を用いると光学系はシンプルであるが、変調器および変調器駆動部にはシンボルレートのＮ倍程度の帯域が要求されるため、これらの帯域が制限要因になる問題がある。

一方、サブキャリア光を光変調器で変調して合波する全光ＯＦＤＭが提案されている(特許文献２および３を参照)。図１３に、従来のＯＦＤＭ変調器の構成を示す。まずマルチキャリア発生回路１０１で複数のサブキャリア光を生成し、次にそれらサブキャリア光を光分波部１０２で各サブキャリア光に弁別し、それぞれ光直交変調器１０３ａおよび１０３ｂでデータ変調したのちに合波部１０４により合波して変調出力を得る。特許文献３に開示しているように、光分波部１０２は遅延干渉計１０５、１０６ａおよび１０６ｂにより構成すると良い。このようにするとＷＤＭ信号の光周波数グリッド(ＷＤＭ光信号間の光周波数間隔)とサブキャリア間隔がある程度異なる場合にも高い消光比を得ることができる。図１に示したのはサブキャリア数が２の場合であるが、この場合には送信側の光学回路も比較的シンプルであるために次世代の高速伝送技術として有望である。

特開２００５−３１１７２２号公報 特開２００９−０１７３２０号公報 特開２００９−１９８９１４号公報

Sander L. Jansen, et al, "Coherent Optical 25.8-Gb/s OFDM Transmission Over 4160-km SSMF," JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, 2008, VOL. 26, NO. 1, pp. 6-15

しかしながら、この従来の全光ＯＦＤＭ変調器の構成では、サブキャリア弁別のための光分波部１０２に遅延干渉計１０５、１０６ａおよび１０６ｂを用いる必要があり、このため回路サイズが大きくなるという課題があった。ＷＤＭの光周波数グリッドを１００ＧＨｚとするためには、遅延干渉計の自由スペクトルレンジ（ＦＳＲ：Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｒａｎｇｅ）を５０ＧＨｚ程度にする必要がある(特許文献３を参照)。この遅延干渉計を石英系光導波路（Ｎ＝１．４９程度）で作製すれば遅延干渉計の光路長差は約４ｍｍとなる。波長チャネルの周波数間隔を、最近適用が進んでいる５０ＧＨｚ間隔にするためには、光路長差は倍の約８ｍｍとなり、回路サイズの大きな光分岐部が必要となる。

また一般に、遅延干渉計を構成するニオブ酸リチウム導波路あるいは石英系光導波路は屈折率の温度依存性を有するために、環境温度で遅延干渉計の中心波長が変化するという課題があった。これを解決するためには、遅延干渉計を温度調整する、あるいは温度無依存化する必要があるが、温度調整は変調器モジュールの実装を複雑にし、また消費電力が大きくなる（一般に数Ｗ）課題があり、温度無依存化は損失増加(一般に〜１ｄＢ)を引き起こす問題がある。

さらに、遅延干渉計のＦＳＲは光周波数グリッドおよびサブキャリア間隔にあわせて設定する必要があるために、異なる光周波数グリッドに対しては遅延干渉計の設計を変える必要があり、異なる光分岐部が必要になるという課題があった。

本発明は、上述のような従来技術に鑑みてなされたもので、その目的は、サブキャリア生成と変調を同時に行うことが可能な小型な光変調器およびそれを用いた光変調装置を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明は、光変調器であって、入力用光ポートと、出力用光ポートと、前記入力用光ポートと前記出力用光ポートの間に配設された、光学的に縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部と、を備え、前記光振幅変調部は第１の電気信号で位相変調された電気周期変調信号により駆動されて２つのサブキャリアを生成して前記２つのサブキャリアの位相の逆相分を変調し、前記光位相変調部は前記第１の電気信号と対をなす第２の電気信号によって駆動されて前記２つのサブキャリアの位相の同相分を変調することを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光変調器において、前記縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部をＮ組（Ｎ：２以上の整数）と、前記入力用光ポートと、前記Ｎ組の縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部との間に、光学的に接続された１入力Ｎ出力のマルチキャリア発生部と、前記Ｎ組の縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部と、前記出力用光ポートとの間に、光学的に接続されたＮ入力１出力の光ＭＵＸと、をさらに備えたことを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の光変調器において、前記光振幅変調部が前記光位相変調部より前段に配置されていることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調器において、前記光振幅変調部がマッハツェンダ干渉計であることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の光変調器において、前記光振幅変調部の変調度が１．５ｒａｄから２．５ｒａｄの間であることを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項４又は５に記載の光変調器において、前記光振幅変調部のマッハツェンダ干渉計の合波部は２ｘ２光カプラであり、前記２ｘ２光カプラの一方の出力ポートがモニタＰＤに光学的に接続されていることを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項４乃至６のいずれかに記載の光変調器において、前記マッハツェンダ干渉計が、低速制御電極と高速制御電極をそれぞれ備えたことを特徴とする。

請求項８に記載の発明は、請求項１乃至７のいずれかに記載の光変調器において、前記光位相変調部が、ネスト型マッハツェンダ干渉計であることを特徴とする。

請求項９に記載の発明は、光変調装置であって、前記請求項１乃至８のいずれかに記載の光変調器と、電気周期信号を発生する電気信号発生部と、前記電気信号発生部から出力された前記電気周期信号を前記第１の電気信号で変調し、前記電気周期変調信号を前記光振幅変調部に出力する電気位相変調部と、を備えたことを特徴とする。

本発明は、サブキャリア生成と変調を同時に行うことで小型化させる効果を奏する。

本発明の第１実施形態に係る光変調装置の構成を表す図である。 変調度と規格化振幅を表す図である。 光位相と電気位相の関係を表す図である。 送信信号と復調信号の一致を示す図である。 電気位相変調部の構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る光変調装置の実現例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る光変調装置による出力光スペクトルを示す図である。 本発明の第１実施形態の第１の変形に係る光変調装置を示す図である。 本発明の第１実施形態の第２の変形に係る光変調装置を示す図である。 本発明の第１実施形態の第３の変形に係る光変調装置を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る光変調装置を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る光変調装置による出力光スペクトルを示す図である。 従来のＯＦＤＭ変調器の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。第１の実施形態の光変調装置は、入力用光ポート１１が光振幅変調部１２に光学的に接続され、光振幅変調部１２が光位相変調部１３に光学的に接続され、光位相変調部１３が出力用光ポート１４に光学的に接続されている。また、電気信号発生部１５は電気位相変調部１６電気的に接続されており、電気位相変調部１６の出力は光振幅変調部１２に電気的に接続されている。

光変調器に相当する部分は、入力用光ポート１１、光振幅変調部１２、光位相変調部１３、出力用光ポート１４となる。

入力用光ポート１１に入力された光は、光振幅変調部１２で２つのサブキャリアが生成され、同時に位相の逆相分が変調される。この２つのサブキャリアは続いて光位相変調部１３で、位相の同相分が変調されて、出力用光ポート１４より出力される。

以下、数式を用いて上記動作原理の詳細を説明する。

位相推移変調（ＰＳＫ）された２つの光信号により構成された光ＯＦＤＭ信号の光電界Ｅは、第１の光信号の位相推移量をφ_１（ｔ）、第２の光信号の位相推移量をφ_２（ｔ）、第１の光信号の光角周波数をω_０＋Ω、第２の光信号の光角周波数をω_０−Ωとして次式で表すことができる。

数式１は次式のように変形される。

ここでθ_１およびθ_２は次式で定義される量である。

数式２は、光ＯＦＤＭ信号が、ｅｘｐの項で表される光位相変調（θ_１）と、ｃｏｓの項で表される電気位相変調（θ_２）された角周波数Ωの電気信号による光振幅変調で実現されることを示している。

一方、図１に示す本発明の第１の実施形態に係る光変調装置では、電気信号発生部１５の出力をＭｃｏｓ（Ωｔ）として、光振幅変調部１２の電気入力に対する出力関数を正弦波とすると

となる。数式４はさらにベッセル関数により展開できて次式を得る。

数式５について基本波（ｎ＝０）の項をみると、数式２と係数を除いて一致することが分かる。したがって、図１に示す構成の光変調装置によって、２サブキャリアＯＦＤＭのＰＳＫ信号が生成できることが分かる。図１に示す構成の光変調装置では、図１３に示す従来の光変調器と比較して光回路が大幅に簡略化されているため、小型で低コストな光変調装置を提供することができる。

数式５より明らかなように、得られる変調信号は変調度Ｍに依存する。図２は変調度Ｍと、理想的なＯＦＤＭ変調器の出力振幅を１としたときの規格化出力振幅の関係を示している。図２より、数式５の基本波（ｎ＝０）を大きくとるためには、Ｍを１．５から２．５の間に設定することが望ましいことが分かる。

図３に、図１に示した構成の光変調装置によって２サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＫＳを生成するときの、数式３に基づく各サブキャリアのＱＰＳＫの位相推移量φ_１、φ_２と、本発明における光および電気での位相変調量θ_１、θ_２の関係を示す。位相推移量φ_１、φ_２の組み合わせ、すなわち位相変調量θ_１、θ_２は、それぞれ７レベルの変調になっている。

図４に、図１に示した構成の光変調装置によって２キャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫの光信号を生成し、これを復調したときの、送信データと復調データを示す。変調度Ｍは図２よりＭ＝１．８８とした。ＱＰＳＫ変調としたので、サブキャリア＃１について２ビットのデータ（ＤＡＴＡ＃１−１、ＤＡＴＡ＃１−２）、サブキャリア＃２について２ビットのデータ（ＤＡＴＡ＃２−１、ＤＡＴＡ＃２−２）が示されている。図４より、全てのデータについて、送信信号と復調信号は一致していることが分かる。

なお、図４では簡単のために各サブキャリアはＱＰＳＫで変調されているとしたが、本発明はこの例に限定されるものではなく、３ビットの８ＰＳＫでも、４ビットの１６ＰＳＫでも、それ以上のｎ−ＰＳＫにも適用可能である。

図５に、本発明の第１の実施形態に係る光変調装置の電気位相変調部１６の構成を示す。図５の電気位相変調部は、入力用電気ポート２１と、入力用電気ポート２１に電気的に接続された９０°移相器２２と、９０°移相器２２の２出力にそれぞれ電気的に接続された乗算器２３ａ、２３ｂと、乗算器２３ａ、２３ｂの出力に電気的に接続された加算器２５と、加算器２５に電気的に接続された出力用電気ポート２６から構成されている。また、乗算器２３ａ、２３ｂは制御信号入力端子２４ａ、２４ｂを備えており、９０°移相器２２からの信号と制御信号を乗算して出力する。

いま、入力用電気ポート２１に入力された電気信号をｃｏｓΩｔと表すと、本質的でない係数を除いて出力用電気ポート２６では下記の信号が得られる。

数式６より分かるように、出力はφだけ位相シフトした電気信号となる。

図６は、本発明の第１の実施形態の光変調器の実現例を示す図である。基板３１上には、光振幅変調部１２と、光位相変調部１３とが設置されている。光振幅変調部１２は、１ｘ２光カプラ３４と、１ｘ２光カプラ３４の出力に設けられた低速制御電極３５ａ、３５ｂおよび高速制御電極３６ａ、３６ｂと、１ｘ２光カプラ３４の２出力にそれぞれ光学的に接続された２ｘ２光カプラ３９からなる。光位相変調部１３は、２ｘ２光カプラ２４の一方の出力に光学的に接続された高速制御電極３６ｃからなる。

１ｘ２光カプラ３４の入力側は、接続強度を確保するための光ファイバブロック３３ａにより光ファイバ３２ａに光学的に接続されて入力用光ポート１１を形成している。また２ｘ２光カプラ３９の高速制御電極３６ｃが設けられている出力側は、同じく接続強度を確保するための光ファイバブロック３３ｂにより光ファイバ３２ｂに光学的に接続されて出力用光ポート１４を形成している。

低速制御電極３５ａ、３５ｂは、電気配線３７により筐体４４に設けられたＤＣ端子４１ａ、４１ｂにそれぞれ電気的に接続されており、低速制御電極３５ａ、３５ｂのＤＣ端子４１ａ、４１ｂが接続されるのと逆側はグランドに落とされている。高速制御電極３６ａ、３６ｂ、３６ｃは、同じく電気配線３７により筐体４４に設けられたＲＦ端子４２ａ、４２ｂ、４２ｃに電気的に接続されている。高速制御電極３６ａ、３６ｂ、３６ｃのＲＦ端子４２ａ、４２ｂ、４２ｃが接続されるのと逆側には終端抵抗３８ａ、３８ｂ、３８ｃが設けられている。

さらに、２ｘ２光カプラ３９の光ファイバ３２ｂに接続されない側のポートはモニタＰＤ４０と光学的に接続されており、モニタＰＤ４０からの電気信号は筐体４４に設けられたＤＣ端子４１ｃ、４１ｄから取り出すことができる。

一方、電気信号発生部１５で発生された電気信号は、電気位相変調部１６によって位相変調されて、ＲＦドライバ４３ａを介してＲＦ端子４２ａ、４２ｂを互いに逆相で駆動する。また、光位相信号はＲＦドライバ４３ｂを介してＲＦ端子４２ｃを駆動する。

ここで、本発明の第１の実施形態では、低損失、低チャープで高効率な光変調素子を製造する基板３１の材料としてニオブ酸リチウムを用いることができる。但し、本発明はこれに限定されるものではなく、基板３１の材料としてはＩｎＰやＧａＡｓ、ＧａＮ、Ｓｉなどの半導体を用いても良いし、電気光学ポリマーなどの有機材料を用いることもできる。

また、本発明の第１の実施形態では、１ｘ２光カプラ３４、低速制御電極３５、高速制御電極３６、２ｘ２光カプラ３９がすべて１枚の基板３１上にあるとしたが、これは、この構成が工程の少ない光変調装置を提供できるからである。しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、１ｘ２光カプラ３４および２ｘ２光カプラ３９を石英系ＰＬＣ上に、低速制御電極３５ａ、３５ｂおよび高速制御電極３６ａ、３６ｂ、３６ｃをニオブ酸リチウム上に実現して、これをマルチチップ接続する構成をとることもできる。

また、本発明の第１の実施形態では、光振幅変調部１２はマッハツェンダ干渉計で構成するとしたが、本発明はこの例に限定されるものではなく、ＥＡ変調器など直接振幅を調整する構成とすることもできる。

さらに、本発明の第１の実施形態では、マッハツェンダ干渉計の両アームの高速制御電極３６ａ、３６ｂを逆相で駆動する所謂プッシュプル構成としたが、ニオブ酸リチウムの一部を分極反転してシングル電極化してももちろん構わない。

また、本発明の第１の実施形態では、マッハツェンダ干渉計はバイアス調整用の低速制御電極３５ａ、３５ｂを備え、さらに、この制御を行うためのモニタＰＤ４０を備えた。しかしながら、本発明はこの例に限定されるものではなく、熱光学ヒータなど別の手段でバイアス調整を行っても良いし、モニタＰＤはなくても、あるいは光半導体変調器などでは低速制御電圧の電流値モニタでこれを代用することもできる。

また、本発明の第１の実施形態では、高速制御電極３６ａ、３６ｂ、３６ｃの入力側と逆側に終端抵抗３８ａ、３８ｂ、３８ｃを設けるとした。これは、この構成で進行波型電極を構成することができ、電気信号と光信号の相互作用の大きな、高効率の変調が行えるからである。しかしながら、本発明はこの例に限定されるものではなく、集中定数型電極を用いる、あるいは多段の集中定数型電極をＣＭＯＳで順次駆動する進行駆動型の電極を用いるなどすることで、終端抵抗３８ａ、３８ｂ、３８ｃの無い構成とすることもできる。

また、本発明の第１の実施形態では、ＲＦドライバ４３ａ、４３ｂで駆動する電気信号を増幅するとしたが、半波長電圧の小さな変調素子を用いるときには、こらＲＦドライバ４３ａ、４３ｂは不要である。

図７（ａ）に従来のＯＦＤＭ変調器によって生成した光信号スペクトルを示し、図７（ｂ）に本発明の第１の実施形態に係る光変調装置によって生成した２サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ信号の光信号スペクトルを示す。図７（ａ）、（ｂ）に示すように、本発明の第１の実施形態に係る光変調装置によっても、従来のＯＦＤＭ変調器によって生成した光信号スペクトルと同等のスペクトルが得られていることが分かる。

（第２の実施形態）
図８に、本発明の第２の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。第２の実施形態では、第１の実施形態に対し、光振幅変調部１２と光位相調整部１３の順序が入れ替えられており、光位相調整部１３の後に光振幅変調部１２が設けられている構成となっている。光振幅変調部１２に、第１の実施形態の図６に示したようなＰＤモニタ４０を設ける場合には、バイアス調整に光位相変調部１３の影響がでないようにするため、光位相調整部１３は光振幅変調部１２の後にあったほうが好ましいが、このような構成でも第１の実施形態と同様にサブキャリア生成と変調を同時に行うことができる。

光変調器に相当する部分は、入力用光ポート１１、光振幅変調部１２、光位相変調部１３、出力用光ポート１４となる。

（第３の実施形態）
図９に、本発明の第３の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。第３の実施形態では、光振幅変調部１２としてマッハツェンダ干渉計ではなく、ＥＡ変調素子を用いている。このような構成であっても、第１の実施形態と同様にサブキャリア生成と変調を同時に行うことができる。

光変調器に相当する部分は、入力用光ポート１１、光振幅変調部１２、光位相変調部１３、出力用光ポート１４となる。

（第４の実施形態）
図１０に、本発明の第４の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。第４の実施形態では、光位相調整部１３として、所謂ネスト型マッハツェンダ干渉計を用いていること以外は第１の実施形態と同じである。光位相調整部１３は、１ｘ２光カプラ５１と、１ｘ２光カプラ５１の２出力にそれぞれ光学的に接続された２つの１ｘ２光カプラ５２ａ、５２ｂと、２つの１ｘ２光カプラ５２ａ、５２ｂのそれぞれ２つの出力に光学的に接続された２つの２ｘ１光カプラ５３ａ、５３ｂと、２つの２ｘ１光カプラ５３ａ、５３ｂの出力に光学的に接続された２ｘ１光カプラ５４から構成されている。

ここで、２つの１ｘ２光カプラ５２ａ、５２ｂのそれぞれ２つの出力、計４つの出力のうち、いずれか一つの出力にπ／２あるいは‐π／２の光位相差がつくようにバイアス調整されている。また２つの２ｘ１光カプラ５３ａ、５３ｂの出力のいずれか一つの出力にπ／２あるいは‐π／２の光位相差がつくようにバイアス調整されている。

このような構成であっても、第１の実施形態と同様にサブキャリア生成と変調を同時に行うことができる。

光変調器に相当する部分は、入力用光ポート１１、光振幅変調部１２、光位相変調部１３、出力用光ポート１４となる。

（第５の実施形態）
図１１に、本発明の第５の実施形態に係る光変調装置の構成を示す。第５の実施形態では、入力用光ポート１１がマルチキャリア発生部６１に光学的に接続され、マルチキャリア発生部６１の複数の出力に光振幅変調部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄがそれぞれ光学的に接続されている。光振幅変調部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄのそれぞれの出力には、光位相調整部１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄが光学的に接続され、光位相調整部１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄの出力は、光ＭＵＸ６５に光学的に接続されている。光ＭＵＸ６５の出力は出力用光ポート１４に光学的に接続されている。また、電気信号発生部１５は電気位相シフタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄに電気的に接続されており、電気位相シフタ１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄの出力は光振幅変調部１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄと電気的に接続されている。

マルチキャリア発生部６１は、光振幅変調部６２と、光振幅変調部６２の出力に設けられた光ＤＥＭＵＸ６４と、電気信号発生部６３とから構成されており、電気信号発生部６３の出力は光振幅変調部６２と電気的に接続されている。

光変調器に相当する部分は、入力用光ポート１１、マルチキャリア発生部６１、光振幅変調部１２、光位相変調部１３、光ＭＵＸ６５、出力用光ポート１４となる。

このような構成とすることで、マルチキャリア発生部で生成された４つのサブキャリアがそれぞれ２サブキャリア‐ＱＰＳＫ変調され、結果として１６サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ光信号を得ることができる。

ＯＦＤＭ条件で駆動するときには、電気信号発生部６３の駆動周波数を２Ω、電気信号発生部１５の駆動周波数をΩとすると良い。

また、光振幅変調部６２の変調度は、振幅の揃ったマルチキャリアを得るという観点から、サブキャリア発生数を４とするときには、２．５〜３．５ｒａｄの間に設定することが望ましい。

ここで、第５の実施形態では、マルチキャリア発生部６１でのサブキャリア発生数を４としたが、これはこの数まではマッハツェンダ型の光振幅変調部６２で等振幅のサブキャリアを生成できるからである。しかしながら、本発明はこの例に限定されるものではなく、サブキャリア数は２でも３でも、あるいは６など４より大きな数でももちろん構わない。４より大きい数のときには光ＤＥＭＵＸ６４部で振幅調整することもできる。

さらに、第５の実施形態では、マルチキャリア発生部６１をマッハツェンダ型の光振幅変調部６２で構成したが、本発明はこの例に限定されるものではなく、例えば光周波数シフタを含む光ループでマルチキャリア発生部６１を構成することもできる。

また、光ＤＥＭＵＸ６４および光ＭＵＸ６５はアレイ導波路格子フィルタで構成することが望ましい。これは、この構成が集積性に優れた光変調装置を提供できるからである。しかしながら、本発明はこの例に限定されるものではなく、光ＤＥＭＵＸ６４および光ＭＵＸ６５は、トランスバーサル型光フィルタにより構成しても、ラティス型光フィルタにより構成しても、薄膜光フィルタで構成しても、Ｎをサブキャリア生成部のサブキャリア生成数として、Ｎｘ１スプリッタおよび１ｘＮスプリッタで構成することもできる。

図１２（ａ）に従来のＯＦＤＭ変調器の出力光スペクトルを示し、図１２（ｂ）に本発明の第５の実施形態に係る光変調装置により生成された８サブキャリアＯＦＤＭ−ＱＰＳＫ信号の出力光スペクトルを示す。図１２（ａ）、（ｂ）に示すように、本発明の第５の実施形態の小型で簡易な構成によっても、従来と同等のＯＦＤＭ光信号が得られていることが分かる。

以上、詳細に説明したように、本発明の光変調装置を用いれば、小型で簡易な構成で複数サブキャリアの位相推移変調信号を生成できる。

１１ 入力用光ポート
１２ 光振幅変調部
１３ 光位相変調部
１４ 出力用光ポート
１５ 電気信号発生部
１６ 電気位相変調部
２１ 入力用電気ポート
２２ ９０°移相器
２３ 乗算器
２４ 制御信号入力端子
２５ 加算器
３１ 基板
３２ 光ファイバ
３３ 光ファイバブロック
３４ １ｘ２光カプラ
３５ 低速制御電極
３６ 高速制御電極
３７ 電気配線
３８ 終端抵抗
３９ ２ｘ２光カプラ
４０ モニタＰＤ
４１ ＤＣ端子
４２ ＲＦ端子
４３ ＲＦドライバ
４４ 筐体
５１ １ｘ２光カプラ
５２ １ｘ２光カプラ
５３ ２ｘ１光カプラ
５４ ２ｘ１光カプラ
６１ マルチキャリア発生部
６２ 光振幅変調部
６３ 電気信号発生部
６４ 光ＤＥＭＵＸ
６５ 光ＭＵＸ
１０１ 光サブキャリア発生器
１０２ 光分岐部
１０３ 光直交変調器
１０４ 光合波部
１０５，１０６ 遅延干渉計

Claims (9)

1. 入力用光ポートと、
   出力用光ポートと、
   前記入力用光ポートと前記出力用光ポートの間に配設された、光学的に縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部と、
   を備え、前記光振幅変調部は第１の電気信号で位相変調された電気周期変調信号により駆動されて２つのサブキャリアを生成して前記２つのサブキャリアの位相の逆相分を変調し、前記光位相変調部は前記第１の電気信号と対をなす第２の電気信号によって駆動されて前記２つのサブキャリアの位相の同相分を変調することを特徴とする光変調器。
2. 前記縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部をＮ組（Ｎ：２以上の整数）と、
   前記入力用光ポートと、前記Ｎ組の縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部との間に、光学的に接続された１入力Ｎ出力のマルチキャリア発生部と、
   前記Ｎ組の縦列接続された光振幅変調部および光位相変調部と、前記出力用光ポートとの間に、光学的に接続されたＮ入力１出力の光ＭＵＸと、
   をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 前記光振幅変調部が前記光位相変調部より前段に配置されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の光変調器。
4. 前記光振幅変調部がマッハツェンダ干渉計であることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調器。
5. 前記光振幅変調部の変調度が１．５ｒａｄから２．５ｒａｄの間であることを特徴とする請求項４に記載の光変調器。
6. 前記光振幅変調部のマッハツェンダ干渉計の合波部は２ｘ２光カプラであり、前記２ｘ２光カプラの一方の出力ポートがモニタＰＤに光学的に接続されていることを特徴とする請求項４又は５に記載の光変調器。
7. 前記マッハツェンダ干渉計が、低速制御電極と高速制御電極をそれぞれ備えたことを特徴とする請求項４乃至６のいずれかに記載の光変調器。
8. 前記光位相変調部が、ネスト型マッハツェンダ干渉計であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の光変調器。
9. 前記請求項１乃至８のいずれかに記載の光変調器と、
   電気周期信号を発生する電気信号発生部と、
   前記電気信号発生部から出力された前記電気周期信号を前記第１の電気信号で変調し、前記電気周期変調信号を前記光振幅変調部に出力する電気位相変調部と、
   を備えたことを特徴とする光変調装置。

Images