JP5903636B2 - 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム - Google Patents

Description

本発明は、太陽電池や燃料電池などの直流電源からの電圧を昇圧又は降圧した上で交流に変換する電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システムに関する。

従来、この種の電力変換装置は、直流電源からの電圧を昇圧又は降圧する直流−直流変換回路と、直流−直流変換回路の出力電圧（以下、中間電圧と称する）を交流に変換する直流−交流変換回路（インバータ）と、直流−直流変換回路及び直流−交流変換回路を制御する制御ユニットを有する。

このような電力変換装置では、直流−交流変換回路が出力すべき電圧のピーク値に対して直流−交流変換回路への入力電圧（中間電圧）が足りない場合、直流−交流変換回路の出力電流がピーク値付近で歪む問題がある。一方、中間電圧が高過ぎると、直流−直流変換回路内の素子及び直流−交流変換回路内の素子のそれぞれのスイッチング損失が増大して変換効率が低下する。

このため、直流−交流変換回路への入力電圧（中間電圧）は、直流−交流変換回路が負荷（直流−交流変換回路が系統連系装置として使用される場合には負荷及び配電系統）へ出力する電流の大きさや直流−交流変換回路の素子の電圧降下等の影響により、直流−交流変換回路が出力する電圧のピーク値よりもマージン分（影響を受けた分）だけ大きくすることが好ましい。

また、直流−交流変換回路が出力する電圧のピーク値は、負荷の必要とする電圧によって上下するため、電力変換装置は、負荷の必要とする電圧とマージンとを考慮して決定する必要がある。

このような電力変換装置の従来例として、配電系統の電圧（系統電圧）を検出し、系統電圧のピーク値に予め定められたマージンを加えた値を中間電圧の目標値として設定する方式が提案されている。

しかしながら、中間電圧と、系統電圧のピーク値との間の適切なマージンは、その区間に存在する主回路部品の電圧降下や、上下アーム短絡を防止するデッドタイムの長さ等に依存するため、出力電流の大きさや、主回路部品のばらつき等で変化する。

そのため、このマージンを一定として処理する、特許文献１及び２に記載の電力変換装置においては、中間電圧を適正に制御することができなかった。

特開平１０−１４１１２号公報 特開２００７−１７４８６６号公報

第１の特徴に係る電力変換装置は、太陽電池や燃料電池などの直流電源からの入力電圧（
入力電圧Ｖｉ）を昇圧又は降圧する直流−直流変換回路（昇圧チョッパ回路２）と、前記
直流−直流変換回路が出力する中間電圧（中間電圧Ｖｄ）を交流に変換して配電系統へ出
力する直流−交流変換回路（インバータ回路３）と、前記直流−直流変換回路及び前記直
流−交流変換回路を制御する制御ユニットとを有する。前記制御ユニットは、搬送波と正
弦波に基づきパルス幅が制御されるＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ）信号により前記中間電圧を交流に変換して配電系統へ出力する前記直流−交流変換回
路を制御し、前記正弦波のピークが目標となるように前記直流−直流変換回路を制御する
ことを特徴とする。

このような特徴によれば、回路制御部は、信号波と搬送波との振幅比（変調度）が目標変調度となるように、直流−直流変換回路を制御する。従って、直流−交流変換回路の出力の大きさや素子特性のばらつき等の影響を抑制しながら、中間電圧を適切に制御することができる。

第１の特徴において、電力変換装置は、前記信号波として操作信号を生成する操作信号生成部（操作信号生成部１２１）と、前記操作信号生成部によって生成される前記操作信号に基づいて前記中間電圧の目標電圧値（中間電圧目標値ＳＶ２）を設定する目標値設定部（中間電圧目標値設定部１２３）とをさらに備える。前記回路制御部は、前記中間電圧が前記目標電圧値になるように前記直流−直流変換回路を制御する。

このような特徴によれば、変調度を定める操作信号に基づいて中間電圧の目標値を設定する。これにより、直流−交流変換回路の変調度が考慮された中間電圧の目標値の設定、すなわち直流−交流変換回路の出力の大きさや素子特性のばらつき等の影響を抑えて中間電圧の目標値の設定が可能になるため、中間電圧を適切に制御することができる。

第１の特徴において、前記目標値設定部は、前記変調度が前記目標変調度を超えた場合に、前記目標電圧値を増加する。

変調度が目標変調度を超える状況では、直流−交流変換回路が出力すべき交流電圧に対して中間電圧が低く、直流−交流変換回路の出力電流がピーク値付近で歪む可能性がある。本特徴においては、そのような場合に中間電圧の目標値を増加させることによって、直流−交流変換回路の出力電流がピーク値付近で歪むことを回避できる。

第１の特徴において、前記目標値設定部は、前記変調度が前記目標変調度を超える値が所定値よりも小さい場合に、前記目標電圧値の増加幅を第１増加幅に設定し、前記変調度が前記目標変調度を超える値が所定値以上である場合に、前記目標電圧値の増加幅を前記第１増加幅よりも第２増加幅に設定する。

変調度が目標変調度を超える値が所定値以上である状況では、直流−交流変換回路が出力すべき交流電圧に対して中間電圧が低くなりすぎるため、直流−交流変換回路の出力電流がピーク値付近で大きく歪む可能性がある。このため、本特徴においては、そのような場合に中間電圧の目標値を大きく増加させることによって、迅速な対応を可能とし、直流−交流変換回路の出力電流がピーク値付近で歪むことを回避できる。

第１の特徴において、前記変調度が前記目標変調度に達しない場合に、前記目標電圧値を減少する。

変調度が目標変調度に達しない状況では、直流−交流変換回路が出力すべき交流電圧に対して中間電圧が高く、直流−直流変換回路内の素子及び直流−交流変換回路内の素子のそれぞれのスイッチング損失が増大する可能性がある。このため、本特徴においては、そのような場合に中間電圧の目標値を減少させることによって、直流−直流変換回路内の素子及び直流−交流変換回路内の素子のそれぞれのスイッチング損失が増大することを回避できる。

第１の特徴において、前記直流電源は、太陽電池、燃料電池又は蓄電池である。

第２の特徴に係る系統連系装置は、第１の特徴に係る電力変換装置を備える。前記電力変換装置は、前記直流電源を配電系統に連系可能に構成されている。

このような特徴によれば、スイッチング損失の増大や出力電流波形の歪みが低減された電力変換装置を用いて系統連系装置を構成できるため、系統連系装置全体の高信頼化及び高効率化に寄与することができる。

第３の特徴に係る系統連系システムは、前記直流電源と、第１の特徴に係る電力変換装置とを備える。前記電力変換装置は、前記直流電源を配電系統に連系可能に構成されている。

このような特徴によれば、スイッチング損失の増大や出力電流波形の歪みが低減された電力変換装置を用いて系統連系システムを構成できるため、系統連系システム全体の高信頼化及び高効率化に寄与することができる。

図１は、本発明の実施形態に係る系統連系装置を具備する系統連系システムの構成を示す図である。 図２は、変調度を説明するための図である。 図３は、本発明の実施形態に係る中間電圧目標値設定部の動作を示すフロー図である。図３（ａ）は制御周期毎の処理を示し、図３（ｂ）は商用周波１周期毎の処理を示す。 図４は、本発明の実施形態に係る制御ユニットの動作を説明するための波形図である。 図５は、本発明の実施形態の変更例１に係る中間電圧目標値設定部の動作を示すフロー図である。 図６は、本発明の変更例２に係る系統連系装置を具備する系統連系システムの構成を示す図である。

図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。実施形態における図面において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付す。

実施形態では、本発明の電力変換装置を太陽光発電用の系統連系装置（パワーコンディショナ）に適用する例について説明する。以下、（１）全体概略構成、（２）主回路の構成、（３）制御ユニットの構成、（４）制御ユニットの動作、（５）作用・効果、（６）変更例１、（７）変更例２、（８）その他の実施形態の順に説明する。

（１）全体概略構成
図１は、本実施形態に係る系統連系装置１００を具備する系統連系システムの構成を示す図である。本実施形態では、トランスレス方式の系統連系装置１００を例に説明する。

図１に示すように、系統連系システムは、太陽電池１、系統連系装置１００、及び配電系統１０を有する。太陽電池１は、照射される太陽光に応じた発電により直流電力を出力する分散型発電システム用の直流電源である。

系統連系装置１００は、太陽電池１からの直流電力を商用周波数（例えば５０又は６０Ｈｚ）の交流電力に変換する。系統連系装置１００と配電系統１０との間には、需要家に設置された負荷（不図示）が接続されている。系統連系装置１００は、系統連系装置１００及び配電系統１０の両方から負荷に交流電力を供給する連系運転を行う。

系統連系装置１００は、主回路１１０と、主回路１１０を制御する制御ユニット１２０とを有する。本実施形態において主回路１１０及び制御ユニット１２０は、電力変換装置を構成する。

主回路１１０は、昇圧チョッパ回路２と、昇圧チョッパ回路２の後段に接続されたインバータ回路３と、インバータ回路３の後段に接続されたフィルタ回路４とを有する。なお、前段とは太陽電池１側を意味し、後段とは配電系統１０側を意味する。

昇圧チョッパ回路２は、太陽電池１からの入力電圧Ｖｉを高周波スイッチングにより常時昇圧する。本実施形態において昇圧チョッパ回路２は、直流−直流変換回路を構成する。

インバータ回路３は、昇圧チョッパ回路２が出力する中間電圧Ｖｄを交流に変換する。本実施形態においてインバータ回路３は、直流−交流変換回路を構成する。

フィルタ回路４は、インバータ回路３が出力する交流電力の高周波成分を除去して配電系統１０（及び負荷）に出力する。配電系統１０は、例えば単相２００Ｖの配電系統である。

制御ユニット１２０は、昇圧チョッパ回路２を駆動する駆動パルスＧ１を用いて昇圧チョッパ回路２による昇圧動作を制御する。制御ユニット１２０は、インバータ回路３を駆動する駆動パルスＧ２，Ｇ３を用いてインバータ回路３の動作を制御する。なお、駆動パルスＧ２，Ｇ３の生成に係る制御ユニット１２０の構成は既存の回路構成を使用するものとする。

（２）主回路の構成
引き続き図１を参照して、主回路１１０の構成について説明する。

昇圧チョッパ回路２は、入力段コンデンサＣ１、リアクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、及び中間段コンデンサＣ２を有する。本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を例示しているが、パワーＭＯＳ ＦＥＴ等でもよい。

入力段コンデンサＣ１は、正側及び負側の線路間に接続され、太陽電池１からの入力電圧Ｖｉを平滑する。リアクタＬ１は正側の線路上に設けられる。

スイッチング素子Ｑ１は、制御ユニット１２０からの駆動パルスＧ１に応じて高周波スイッチングすることにより入力電圧Ｖｉを昇圧し、制御ユニット１２０が駆動パルスＧ１のパルス幅を変調（ＰＷＭ制御）することで入力電流波形を制御する。

中間段コンデンサＣ２は、中間電圧Ｖｄに含まれる高周波成分を除去するためのものである。中間電圧Ｖｄは、中間段コンデンサＣ２の両端間の電圧であり、昇圧チョッパ回路２の出力電圧として出力される。

インバータ回路３は、フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ４、及びスイッチング素子Ｑ５を有する。第１実施形態ではスイッチング素子Ｑ２〜スイッチング素子Ｑ５としてＩＧＢＴを例示しているが、パワーＭＯＳ ＦＥＴ等でもよい。スイッチング素子Ｑ２〜スイッチング素子Ｑ５には、ダイオードがそれぞれ逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ２〜スイッチング素子Ｑ５のそれぞれは、制御ユニット１２０からの駆動パルス（不図示）に応じて高周波スイッチングする。

インバータ回路３の後段には、フィルタ回路４が接続されている。フィルタ回路４は、インバータ回路３からの出力に含まれる高周波成分を除去して出力する。フィルタ回路４は、リアクタＬ２及びコンデンサＣ３を有する。

（３）制御ユニットの構成
引き続き図１を参照して、制御ユニット１２０の構成について説明する。

制御ユニット１２０は、操作信号生成部１２１と、操作信号生成部１２１の出力側に接続されるインバータ駆動部１２２及び中間電圧目標値設定部１２３と、中間電圧目標値設定部１２３の出力側に接続される昇圧チョッパ制御部１２４と、昇圧チョッパ制御部１２４の出力側に接続される昇圧チョッパ駆動部１２５とを有する。本実施形態では、操作信号生成部１２１、中間電圧目標値設定部１２３及び昇圧チョッパ制御部１２４は、デジタル信号処理回路又はマイクロコンピュータを用いて構成される。

操作信号生成部１２１は、インバータ回路３を駆動する駆動パルスＧ２，Ｇ３のパルス幅を定める操作信号ＭＶ１を生成する。操作信号生成部１２１は、減算器１２１ａと、減算器１２１ａの出力側に設けられたＰＩ制御器１２１ｂと、除算器１２１ｃと、除算器１２１ｃ及び加算器１２１ｄの出力側に設けられた加算器１２１ｄとを有する。減算器１２１ａは、出力電流Ｉｏの検出値及び基準電流Ｉｏ（ｒｅｆ）が入力される。ここで、基準電流Ｉｏ（ｒｅｆ）は、図示を省略する基準電流生成回路によって生成され、出力電流Ｉｏの理想波形を表している。減算器１２１ａは、出力電流Ｉｏと基準電流Ｉｏ（ｒｅｆ）との差を誤差信号ｅ１として出力する。ＰＩ制御器１２１ｂは、誤差信号ｅ１が入力され、ＰＩ制御により誤差信号ｅ１からフィードバック信号ＦＢを生成する。除算器１２１ｃは、系統電圧Ｖｓ及び中間電圧Ｖｄが入力され、中間電圧Ｖｄに対する系統電圧Ｖｓの比を示すフィードフォワード信号ＦＦを生成する。加算器１２１ｄは、フィードバック信号ＦＢ及びフィードフォワード信号ＦＦが入力され、フィードバック信号ＦＢとフィードフォワード信号ＦＦとの加算結果を操作信号ＭＶ１として出力する。

インバータ駆動部１２２は、操作信号ＭＶ１に応じてインバータ回路３を駆動する。インバータ駆動部１２２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンパレータ１２２ａと、ＰＷＭコンパレータ１２２ａの出力側に設けられたデッドタイム挿入回路１２２ｂと、デッドタイム挿入回路１２２ｂの出力側に設けられたドライバ１２２ｃ、ドライバ１２２ｄ、ドライバ１２２ｅ及びドライバ１２２ｆとを有する。ＰＷＭコンパレータ１２２ａは、操作信号ＭＶ１及び三角波信号ＴＲＩ１が入力される。三角波信号ＴＲＩ１の振幅は、−１から１の範囲に設定されている（図２参照）。ＰＷＭコンパレータ１２２ａは、操作信号ＭＶ１と三角波信号ＴＲＩ１とを比較し、三角波信号ＴＲＩ１よりも操作信号ＭＶ１が大きければハイレベル、三角波信号ＴＲＩ１よりも操作信号ＭＶ１が小さければロウレベルのＰＷＭ信号を出力する。デッドタイム挿入回路１２２ｂは、ＰＷＭコンパレータ１２２ａからのＰＷＭ信号にデッドタイムを挿入した相補の関係を持つ２出力のＰＷＭ信号を出力する。ドライバ１２２ｃは、デッドタイム挿入回路１２２ｂが出力する一方のＰＷＭ信号を電気的に絶縁し、駆動パルスＧ２として出力する。駆動パルスＧ２は、インバータ回路３の正側のスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加され、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフを切り替える。ドライバ１２２ｅは、デッドタイム挿入回路１２２ｂが出力する一方のＰＷＭ信号を電気的に絶縁し、駆動パルスＧ２’として出力する。駆動パルスＧ２’は、インバータ回路３の負側のスイッチング素子Ｑ５のゲートに印加され、スイッチング素子Ｑ５のオン／オフを切り替える。ドライバ１２２ｄは、デッドタイム挿入回路１２２ｂが出力する他方のＰＷＭ信号を電気的に絶縁し、駆動パルスＧ３として出力する。駆動パルスＧ３は、インバータ回路３の負側のスイッチング素子Ｑ３のゲートに印加され、スイッチング素子Ｑ３のオン／オフを切り替える。ドライバ１２２ｆは、デッドタイム挿入回路１２２ｂが出力する他方のＰＷＭ信号を電気的に絶縁し、駆動パルスＧ３’として出力する。駆動パルスＧ３’は、インバータ回路３の正側のスイッチング素子Ｑ４のゲートに印加され、スイッチング素子Ｑ４のオン／オフを切り替える。

中間電圧目標値設定部１２３は、操作信号生成部１２１によって生成される操作信号ＭＶ１に基づいて中間電圧目標値ＳＶ２を設定する。中間電圧目標値設定部１２３の動作については後述する。

昇圧チョッパ制御部１２４は、中間電圧Ｖｄが中間電圧目標値設定部１２３によって設定される中間電圧目標値ＳＶ２になるように昇圧チョッパ回路２を制御する。昇圧チョッパ制御部１２４は、減算器１２４ａと、減算器１２４ａの出力側に設けられたＰＩ制御器１２４ｂとを有する。減算器１２４ａは、中間電圧Ｖｄの検出値及び中間電圧目標値ＳＶ２が入力される。減算器１２４ａは、中間電圧Ｖｄの検出値及び中間電圧目標値ＳＶ２の差を誤差信号ｅ２として出力する。ＰＩ制御器１２４ｂは、誤差信号ｅ２が入力され、ＰＩ制御により誤差信号ｅ２から操作信号ＭＶ２を生成する。

昇圧チョッパ駆動部１２５は、操作信号ＭＶ２に応じて昇圧チョッパ回路２を駆動する。昇圧チョッパ駆動部１２５は、ＰＷＭコンパレータ１２５ａと、ＰＷＭコンパレータ１２５ａの出力側に設けられたドライバ１２５ｂとを有する。ＰＷＭコンパレータ１２５ａは、操作信号ＭＶ２及び三角波信号ＴＲＩ２が入力される。三角波信号ＴＲＩ２の振幅は、零から１の範囲に設定されている。ＰＷＭコンパレータ１２５ａは、操作信号ＭＶ２と三角波信号ＴＲＩ２とを比較し、三角波信号ＴＲＩ２よりも操作信号ＭＶ２が大きければハイレベル、三角波信号ＴＲＩ２よりも操作信号ＭＶ２が小さければロウレベルのＰＷＭ信号を出力する。ドライバ１２５ｂは、ＰＷＭコンパレータ１２５ａが出力するＰＷＭ信号を増幅等して駆動パルスＧ１として出力する。駆動パルスＧ１は、昇圧チョッパ回路２のスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加され、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフを切り替える。

図２は、変調度を説明するための図である。インバータ回路３を駆動制御するためのＰＷＭコンパレータ１２２ａは、三角波信号ＴＲＩ１を搬送波とし、操作信号ＭＶ１を信号波とするキャリア変調方式のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行う。すなわち、駆動パルスＧ２，Ｇ３のパルス幅は操作信号ＭＶ１の振幅により定まる。三角波信号ＴＲＩ１の振幅に対する操作信号ＭＶ１の振幅の比（ＭＶ１／ＴＲＩ１）は、変調度と称される。図２（ａ）では０．７／１．０＝０．７であり、１以下であることから不足変調の状態である。図２（ｂ）では１．２／１．０＝１．２であり、１以上であることから過変調の状態である。

（４）制御ユニットの動作
次に、図３を参照して、中間電圧目標値設定部１２３の動作を説明する。

図３（ａ）は、制御周期毎の処理を示すフロー図である。制御周期とは、商用周波１周期よりも短い周期であり、例えば２０ｋＨｚと対応する周期である。

図３（ａ）に示すように、ステップＳ１１において中間電圧目標値設定部１２３は、操作信号生成部１２１によって生成された操作信号ＭＶ１の値を確認する。

操作信号ＭＶ１の値を目標変調度（±１）と比較し、その結果、操作信号ＭＶ１の値が±１（変調度０〜１００％に相当）の範囲外である場合（ステップＳ１１；ＹＥＳ）、ステップＳ１３において中間電圧目標値設定部１２３は、カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔをインクリメント、つまり１を加算する。このようにして、変調度が過変調の状態となった回数がカウントされる。

なお、操作信号ＭＶ１の値と比較される値は±１（変調度０〜１００％と対応）に限らず、±０．９８（変調度１００％に対して２％のマージンを持たせた値と対応）といった値でもよい。

図３（ｂ）は、商用周波１周期毎の処理を示すフロー図である。

図３（ｂ）に示すように、ステップＳ２１において中間電圧目標値設定部１２３は、カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔを確認する。

ステップＳ２２において中間電圧目標値設定部１２３は、カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔを下限値（本実施形態では、“１”）と比較する。その結果、カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔが１未満である場合（ステップＳ２２；ＹＥＳ）、ステップＳ２３において中間電圧目標値設定部１２３は、過剰中間電圧とみなして、中間電圧目標値ＳＶ２を１段階（例えば０．５Ｖと対応する値）だけ減少させる。カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔが１以上である場合（ステップＳ２２；ＮＯ）、処理がステップＳ２４に進む。

ステップＳ２４において中間電圧目標値設定部１２３は、カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔを上限値（本実施形態では、“６”）と比較する。その結果、カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔが６を超える場合（ステップＳ２４；ＹＥＳ）、ステップＳ２５において中間電圧目標値設定部１２３は、不足中間電圧とみなして、中間電圧目標値ＳＶ２を１段階（例えば０．５Ｖと対応する値）だけ増加させる。カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔが６以下である場合（ステップＳ２４；ＮＯ）、処理が終了する。

なお、本実施形態ではカウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔの適正範囲を１〜６としたが、１〜６に限らず、２〜７といった他の範囲としてもよい。また、本実施形態では、中間電圧目標値ＳＶ２の上げ幅と下げ幅とを等しくしたが、電流歪みを回避する必要性から、上げ幅を下げ幅よりも大きくしてもよい。例えば、過剰中間電圧とみなされるときには１段階だけ中間電圧目標値ＳＶ２を減少させ、不足中間電圧とみなされるときには２段階だけ中間電圧目標値ＳＶ２を増加させるといった設定が可能である。

図４は、制御ユニット１２０の動作を説明するための波形図である。

図４（ａ）に示すように、操作信号ＭＶ１は、正弦波状の波形であり、約−１．０から
約１．０の範囲内で推移する。

図４（ｂ）に示すように、中間電圧目標値設定部１２３は、カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔをカウントアップする。図４（ｂ）の丸で示すタイミングは商用周波１周期のタイミングである。中間電圧目標値設定部１２３は、このタイミングで、カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔを判定し、その後カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔをリセットする。

図４（ｃ）に示すように、中間電圧目標値設定部１２３は、カウント値ＥｒｒＣｏｕｎｔが１から６の範囲内になるように中間電圧目標値ＳＶ２を増減する。

上記の中間電圧目標値ＳＶ２の設定方法により、図４（ｄ）に示すように、系統電圧Ｖｓに対して適切なマージンが加えられた中間電圧Ｖｄを生成するように昇圧チョッパ回路２が制御される。また、図４（ｅ）に示すように、出力電流Ｉｏは、ピーク値付近においても電流歪み（ＴＨＤ）が生じない。

このように、中間電圧目標値設定部１２３は、操作信号ＭＶ１のピーク値が、変調度０〜１００％の範囲と対応する±１の範囲を超えたことに応じて中間電圧目標値ＳＶ２を増加させる。これは、操作信号ＭＶ１のピーク値が±１の範囲を超える状況では、インバータ回路３が出力すべき出力電圧Ｖｏに対して中間電圧Ｖｄが低く、インバータ回路３の出力電流がピーク値付近で歪む可能性があるからである。

中間電圧目標値設定部１２３は、操作信号ＭＶ１のピーク値が、変調度０〜１００％と対応する±１の範囲を超えないことに応じて中間電圧目標値ＳＶ２を減少させる。これは、操作信号ＭＶ１のピーク値が±１の範囲を超えない状況では、インバータ回路３が出力すべき交流電圧に対して中間電圧が高く、主回路１１０内の素子のスイッチング損失が増大する可能性があるからである。

（５）作用・効果
中間電圧目標値設定部１２３は、インバータ回路３を駆動する駆動パルスＧ２，Ｇ３の変調度を定める操作信号ＭＶ１に基づいて中間電圧目標値ＳＶ２を設定する。これにより、インバータ回路３の変調度が考慮された中間電圧目標値ＳＶ２の設定、すなわちインバータ回路３の出力の大きさや素子特性のばらつき等の影響を抑えて中間電圧目標値ＳＶ２の設定が可能になるため、中間電圧Ｖｄを適切に制御することができる。

また、第１実施形態では、中間電圧目標値設定部１２３は、変調度を定める操作信号ＭＶ１のピーク値が、変調度０〜１００％の範囲と対応する±１の範囲を超えたことに応じて、予め定められた増加量（例えば＋１）だけ中間電圧目標値ＳＶ２を増加させることによって、インバータ回路３の出力電流がピーク値付近で歪むことを回避できる。

さらに、第１実施形態では、中間電圧目標値設定部１２３は、変調度を定める操作信号ＭＶ１のピーク値が、変調度０〜１００％と対応する±１の範囲を超えないことに応じて、予め定められた減少量（例えば−１）だけ中間電圧目標値ＳＶ２を減少させることによって、主回路１１０内の素子のスイッチング損失が増大することを回避できる。

なお、第１実施形態では、共通の操作信号ＭＶ１に基づいて昇圧チョッパ回路２及びインバータ回路３のそれぞれが一体的に制御されるため、制御を簡素化し、制御負担を軽減することができる。

（６）変更例１
次に、中間電圧目標値設定部１２３における処理の変更例１を説明する。本変更例１では、中間電圧目標値設定部１２３は、操作信号ＭＶ１のピーク値が、変調度０〜１００％と対応する±１の範囲よりも広い範囲（本変更例１では、±１．２の範囲）を超えたことに応じて、中間電圧目標値ＳＶ２を大幅に増加させる。

図５は、本変更例１に係る中間電圧目標値設定部１２３における制御周期毎の処理を示すフロー図である。図５の処理は、上述した実施形態に係る制御周期毎の処理と併用可能である。ただし、上述した実施形態に係る制御周期毎の処理と併用する場合に限らず、上述した実施形態に係る制御周期毎の処理の代わりに行ってもよい。

図５に示すように、ステップＳ３１において中間電圧目標値設定部１２３は、操作信号生成部１２１によって生成された操作信号ＭＶ１の値を確認する。

操作信号ＭＶ１の値を所定値（±１．２）と比較し、その結果、操作信号ＭＶ１の値が±１．２の範囲外である場合（ステップＳ３２；ＹＥＳ）、ステップＳ３３において中間電圧目標値設定部１２３は、中間電圧目標値ＳＶ２を複数段階（例えば５Ｖと対応する値）分だけ増加させる。

操作信号ＭＶ１のピーク値が±１．２の範囲を超える状況では、インバータ回路３が出力すべき交流電圧に対して中間電圧が低くなりすぎるため、インバータ回路３の出力電流がピーク値付近で大きく歪む可能性がある。このため、本変更例１においては、そのような場合に、上述した実施形態よりも中間電圧目標値ＳＶ２を大きく増加させることによって、上述した実施形態よりも迅速な対応を可能とし、インバータ回路３の出力電流がピーク値付近で歪むことを回避できる。

（７）変更例２
具体的には、第１実施形態では、直流電源として、太陽電池を例示して説明した。これに対して、変更例２では、直流電源として、蓄電池を例示して説明する。また、第１実施形態では、中間電圧目標値に基づいて操作信号を制御する。これに対して、変更例２では、中間電圧目標値を用いずに、目標変調度に基づいて操作信号を制御する。

図６は、変更例２に係る系統連系装置１００を含む系統連系システムの構成図である。

図６に示すように、系統連系装置１００は、太陽電池１に代えて、蓄電池１Ｘを有しており、昇圧チョッパ回路２に代えて、チョッパ回路２Ｘを有する。

ここで、蓄電池１Ｘは、電力を蓄電（充電）することが可能である。すなわち、蓄電池１Ｘは、配電系統１０から供給される電力を蓄電（充電）する機能を有する。また、蓄電池１Ｘは、電力を放電することが可能である。すなわち、蓄電池１Ｘは、蓄電池１Ｘに蓄積された電力を配電系統１０に供給する機能を有する。

なお、以下において、電力を放電する制御を放電制御と称する。また、電力を蓄積する制御を蓄電制御と称する。

チョッパ回路２Ｘは、蓄電池１Ｘからの入力電圧Ｖｉを調整し、或いは、蓄電池１Ｘへの入力電圧Ｖｉを調整する。変更例２では、放電制御において、チョッパ回路２Ｘは、蓄電池１Ｘからの入力電圧Ｖｉの高周波スイッチングによって入力電圧Ｖｉを昇圧する。一方で、蓄電制御において、チョッパ回路２Ｘは、入力電圧Ｖｉの高周波スイッチングによって蓄電池１Ｘへの入力電圧Ｖｉを降圧する。

変更例２では、チョッパ回路２Ｘは、スイッチング素子Ｑ１に加えて、スイッチング素子Ｑ６を有する。スイッチング素子Ｑ１は、放電制御において、チョッパ回路２Ｘを制御する。スイッチング素子Ｑ６は、蓄電制御において、チョッパ回路２Ｘを制御する。なお、変更例２では、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ６は、ＩＧＢＴによって構成される。

操作信号生成部１２１は、除算器１２１ｃに代えて、定数乗算部１２１Ｘを有する。定数乗算部１２１Ｘは、系統電圧Ｖｓに所定計数ｋを乗算して、フィードフォワード信号ＦＦを生成する。

制御ユニット１２０は、中間電圧目標値設定部１２３に代えて、変調度検出部１２３Ｘを有する。変調度検出部１２３Ｘは、操作信号ＭＶ１（信号波）と三角波信号ＴＲＩ１（搬送波）の振幅比である変調度を検出する。ここでは、変調度検出部１２３Ｘは、系統電圧基本波の周期毎に、操作信号ＭＶ１のピーク値を検出する。変調度検出部１２３Ｘは、操作信号ＭＶ１のピーク値を振幅として、三角波信号ＴＲＩ１の振幅（定数）で除算することによって変調度を検出する。

昇圧チョッパ制御部１２４は、減算器１２４ａに代えて、減算器１２４ｂを有する。減算器１２４ｂは、変調度検出部１２３Ｘによって検出された変調度から目標変調度（±１）を減算した値を誤差信号ｅ２として出力する。なお、上述したＰＩ制御器１２４ｂは、ＰＩ制御により誤差信号ｅ２から操作信号ＭＶ２を生成する。

このように、変更例２では、太陽電池１に代えて、蓄電池１Ｘを用いることが可能である。また、中間電圧目標値を用いずに、すなわち、中間電圧の測定を省略して、変調度と目標変調度との比較結果に基づいて制御信号ＭＶ１を制御することが可能である。なお、直流電源が太陽電池１であっても、中間電圧の測定を省略して、変調度と目標変調度との比較結果に基づいて制御信号ＭＶ１を制御することが可能であることは勿論である。

また、変更例２に係る系統連系装置１は、放電制御及び蓄電制御に用いることが可能である。

（８）その他の実施形態
上記のように、本発明は実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなる。

また、上述した各実施形態においては、直流電源としての太陽電池１を例示したが、太陽電池に限らず燃料電池等を直流電源として使用してもよい。

また、上述した実施形態に係る主回路１１０はあくまで一例であり、昇圧チョッパ回路２に代えて、例えば高周波絶縁されたＤＣ−ＤＣコンバータを使用してもよい。また、直流電源の電圧が配電系統の電圧よりも高いようなケースでは、昇圧チョッパ回路２に代えて、降圧コンバータを使用してもよい。

このように本発明は、ここでは記載していない様々な実施形態等を包含するということを理解すべきである。したがって、本発明はこの開示から妥当な特許請求の範囲の発明特定事項によってのみ限定されるものである。

なお、日本国特許出願第２０１０−０４２４４５号（２０１０年２月２６日出願）の全内容が、参照により、本願明細書に組み込まれている。

本発明によれば、適切な中間電圧制御が可能な電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システムを提供できる。

Claims (4)

1. 太陽電池や燃料電池などの直流電源からの入力電圧を昇圧又は降圧する直流−直流変換
   回路と、前記直流−直流変換回路が出力する中間電圧を交流に変換して配電系統へ出力す
   る直流−交流変換回路と、前記直流−直流変換回路及び前記直流−交流変換回路を制御す
   る制御ユニットとを有する電力変換装置であって、
   前記制御ユニットは、
   搬送波と正弦波に基づきパルス幅が制御されるＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈ Ｍｏｄ
   ｕｌａｔｉｏｎ）信号により前記中間電圧を交流に変換して配電系統へ出力する前記直流
   −交流変換回路を制御し、前記正弦波のピークが目標となるように前記直流−直流変換回
   路を制御することを特徴とし、
   前記制御ユニットは、第１周期毎に前記ピークが所定の範囲外であった場合にカウント値
   を加算し、第１周期よりも長い第２周期毎に前記カウント値が前記上限値より大きい場合
   に前記中間電圧を増加させ、また、前記カウント値が前記下限値より小さい場合前記中間
   電圧を減少させることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記中間電圧の増加の上げ幅より前記中間電圧の減少の下げ幅を大きくすることを特徴
   とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 第２周期を前記交流の周期とすることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力
   変換装置。
4. 前記直流電源と、請求項１〜３の何れか一項に記載の電力変換装置とを備え、
   前記電力変換装置は、前記直流電源を配電系統に連系可能に構成されていることを特徴
   とする系統連系システム。

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