JPH09163610A - 系統連系電源装置 - Google Patents
系統連系電源装置Info
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- JPH09163610A JPH09163610A JP7336052A JP33605295A JPH09163610A JP H09163610 A JPH09163610 A JP H09163610A JP 7336052 A JP7336052 A JP 7336052A JP 33605295 A JP33605295 A JP 33605295A JP H09163610 A JPH09163610 A JP H09163610A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 系統電圧の変動に拘わらず、昇圧回路の昇圧
目標電圧を常に最適値に制御することにより、インバー
タ回路の出力電流の波形歪みを抑えた上で、従来よりも
高い効率が得られる系統連系電源装置を提供する。 【解決手段】 直流電源１がインバータ20を介して商用
電力系統８へ連系され、インバータ20には、昇圧回路２
及びインバータ回路３が設けられている。インバータ回
路３の後段には、電流検出器５及び電圧検出器41が接続
され、制御回路６は、電圧検出器41からの電圧検出信号
Ｖ2に基づいて、昇圧目標電圧を作成し、昇圧回路２の
出力電圧が該昇圧目標電圧に近づくよう、昇圧回路２の
昇圧比を調整する。又、制御回路６は、電流検出器５か
らの電流検出信号Ｉに基づいて、昇圧目標電圧を作成す
ることも可能である。
目標電圧を常に最適値に制御することにより、インバー
タ回路の出力電流の波形歪みを抑えた上で、従来よりも
高い効率が得られる系統連系電源装置を提供する。 【解決手段】 直流電源１がインバータ20を介して商用
電力系統８へ連系され、インバータ20には、昇圧回路２
及びインバータ回路３が設けられている。インバータ回
路３の後段には、電流検出器５及び電圧検出器41が接続
され、制御回路６は、電圧検出器41からの電圧検出信号
Ｖ2に基づいて、昇圧目標電圧を作成し、昇圧回路２の
出力電圧が該昇圧目標電圧に近づくよう、昇圧回路２の
昇圧比を調整する。又、制御回路６は、電流検出器５か
らの電流検出信号Ｉに基づいて、昇圧目標電圧を作成す
ることも可能である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、太陽電池等の直流
電源を、インバータを介して商用電力系統へ連系する系
統連系電源装置に関し、特に、インバータ回路の前段に
昇圧回路を具えた系統連系電源装置に関するものであ
る。
電源を、インバータを介して商用電力系統へ連系する系
統連系電源装置に関し、特に、インバータ回路の前段に
昇圧回路を具えた系統連系電源装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】太陽電池等の直流電源から得られる出力
電圧を、インバータにより交流に変換して、商用電力系
統へ供給する系統連系電源装置においては、商用電力系
統へ電力を供給するために必要な電圧を得るために、イ
ンバータに昇圧回路を設ける方式が知られている。
電圧を、インバータにより交流に変換して、商用電力系
統へ供給する系統連系電源装置においては、商用電力系
統へ電力を供給するために必要な電圧を得るために、イ
ンバータに昇圧回路を設ける方式が知られている。
【０００３】図７は、従来の系統連系電源装置の全体構
成を表わしている。図示の如く、太陽電池(10)から得ら
れる直流の出力電圧は、先ずインバータ(90)の昇圧回路
(20)によって商用電力系統(８)に対して逆潮流可能な高
さまで昇圧され、インバータ(90)のインバータ回路(30)
に供給される。これによって、インバータ回路(30)の入
力電圧は交流に変換され、商用電力系統(８)へ逆潮流さ
れる。又、昇圧回路(20)及びインバータ回路(30)には制
御回路(60)が接続され、該制御回路(60)によって、昇圧
回路(20)及びインバータ回路(30)の動作が制御されてい
る。
成を表わしている。図示の如く、太陽電池(10)から得ら
れる直流の出力電圧は、先ずインバータ(90)の昇圧回路
(20)によって商用電力系統(８)に対して逆潮流可能な高
さまで昇圧され、インバータ(90)のインバータ回路(30)
に供給される。これによって、インバータ回路(30)の入
力電圧は交流に変換され、商用電力系統(８)へ逆潮流さ
れる。又、昇圧回路(20)及びインバータ回路(30)には制
御回路(60)が接続され、該制御回路(60)によって、昇圧
回路(20)及びインバータ回路(30)の動作が制御されてい
る。
【０００４】図８は一般的な昇圧回路を表わしており、
該昇圧回路は、スイッチング素子ＳＷ、コイルＬ、ダイ
オードＤ及びコンデンサＣによって構成されている。該
昇圧回路は、スイッチング素子ＳＷのオン／オフによっ
て昇圧動作を行ない、その昇圧比Ｖo／Ｖiはスイッチン
グ素子ＳＷのオン期間に応じて変化する。例えば、図９
に示す如く、スイッチング素子ＳＷのオン期間とオフ期
間が同一のとき、昇圧比が２に設定され、図１０に示す
如く、スイッチング素子ＳＷのオン期間がオフ期間の３
倍の長さのとき、昇圧比が４に設定されることとなる。
昇圧動作においてコイルＬに流れる電流ＩLは、図示の
如く、スイッチング素子ＳＷのオン／オフに応じてその
平均値Ｉaを中心として変動し、昇圧比が増大するにつ
れて、電流ＩLの最大値Ｉmaxは上昇し、最小値Ｉminは
低下することになる。ここで、昇圧回路の損失は、スイ
ッチング素子ＳＷやダイオードＤに流れる電流が増加す
るにつれて、急激に増大する傾向がある。従って、コイ
ルＬに流れる電流ＩLの最大値Ｉmaxの増大による損失の
上昇分は、最小値Ｉminの減少による損失の低下分より
も大きくなり、この結果、昇圧比が高いほど昇圧回路全
体の損失は増大することとなる。このことから、昇圧回
路の昇圧比は可能な範囲で低く設定することが、回路の
効率を向上させる上で有効であると言える。
該昇圧回路は、スイッチング素子ＳＷ、コイルＬ、ダイ
オードＤ及びコンデンサＣによって構成されている。該
昇圧回路は、スイッチング素子ＳＷのオン／オフによっ
て昇圧動作を行ない、その昇圧比Ｖo／Ｖiはスイッチン
グ素子ＳＷのオン期間に応じて変化する。例えば、図９
に示す如く、スイッチング素子ＳＷのオン期間とオフ期
間が同一のとき、昇圧比が２に設定され、図１０に示す
如く、スイッチング素子ＳＷのオン期間がオフ期間の３
倍の長さのとき、昇圧比が４に設定されることとなる。
昇圧動作においてコイルＬに流れる電流ＩLは、図示の
如く、スイッチング素子ＳＷのオン／オフに応じてその
平均値Ｉaを中心として変動し、昇圧比が増大するにつ
れて、電流ＩLの最大値Ｉmaxは上昇し、最小値Ｉminは
低下することになる。ここで、昇圧回路の損失は、スイ
ッチング素子ＳＷやダイオードＤに流れる電流が増加す
るにつれて、急激に増大する傾向がある。従って、コイ
ルＬに流れる電流ＩLの最大値Ｉmaxの増大による損失の
上昇分は、最小値Ｉminの減少による損失の低下分より
も大きくなり、この結果、昇圧比が高いほど昇圧回路全
体の損失は増大することとなる。このことから、昇圧回
路の昇圧比は可能な範囲で低く設定することが、回路の
効率を向上させる上で有効であると言える。
【０００５】ところで、昇圧回路で昇圧した電力を商用
電力系統へ逆潮流するには、図１１に示す如く、昇圧回
路の出力電圧Ｖ1の１／２の値が、系統電圧Ｖのピーク
値Ｖpよりも高いことが必要である。仮に、昇圧回路の
出力電圧Ｖ1が低下して、図１２の如く、その１／２の
値が系統電圧Ｖのピーク値Ｖpよりも低くなった場合、
商用電力系統へ流れ込む電流Ｉの波形は、図示の如く系
統電圧Ｖのピーク点付近で歪みＷが生じ、正弦波に高調
波成分がのった電流波形となる。又、商用電力系統にお
いては、例えば１００Ｖ用の電源については運用規定で
１０１±６Ｖの範囲で系統電圧の変動が許容されてお
り、系統電圧Ｖのピーク値Ｖpに多少の変動が伴うのが
通常である。従って、系統電圧のピーク値Ｖpが上昇し
たときに、前記波形歪みＷが発生する虞れが大きい。そ
こで、従来は、図１１に示す如く、昇圧回路の昇圧目標
電圧を商用電力系統電圧のピーク値から充分な余裕Ｖd
(５０乃至６０Ｖ)をもった一定値に設定して、高調波成
分の発生を防止していた。
電力系統へ逆潮流するには、図１１に示す如く、昇圧回
路の出力電圧Ｖ1の１／２の値が、系統電圧Ｖのピーク
値Ｖpよりも高いことが必要である。仮に、昇圧回路の
出力電圧Ｖ1が低下して、図１２の如く、その１／２の
値が系統電圧Ｖのピーク値Ｖpよりも低くなった場合、
商用電力系統へ流れ込む電流Ｉの波形は、図示の如く系
統電圧Ｖのピーク点付近で歪みＷが生じ、正弦波に高調
波成分がのった電流波形となる。又、商用電力系統にお
いては、例えば１００Ｖ用の電源については運用規定で
１０１±６Ｖの範囲で系統電圧の変動が許容されてお
り、系統電圧Ｖのピーク値Ｖpに多少の変動が伴うのが
通常である。従って、系統電圧のピーク値Ｖpが上昇し
たときに、前記波形歪みＷが発生する虞れが大きい。そ
こで、従来は、図１１に示す如く、昇圧回路の昇圧目標
電圧を商用電力系統電圧のピーク値から充分な余裕Ｖd
(５０乃至６０Ｖ)をもった一定値に設定して、高調波成
分の発生を防止していた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
インバータにおいては、上述の如く昇圧目標電圧が充分
な余裕をもった一定値に設定されていたので、インバー
タ回路の出力電流の波形歪みを抑える上で必要以上に高
い昇圧比が設定されることとなり、これによって昇圧回
路の効率が低下する問題があった。本発明の目的は、系
統電圧の変動に拘わらず、昇圧回路の昇圧目標電圧を常
に最適値に制御することにより、インバータ回路の出力
電流の波形歪みを抑えた上で、従来よりも高い効率が得
られる系統連系電源装置を提供することである。
インバータにおいては、上述の如く昇圧目標電圧が充分
な余裕をもった一定値に設定されていたので、インバー
タ回路の出力電流の波形歪みを抑える上で必要以上に高
い昇圧比が設定されることとなり、これによって昇圧回
路の効率が低下する問題があった。本発明の目的は、系
統電圧の変動に拘わらず、昇圧回路の昇圧目標電圧を常
に最適値に制御することにより、インバータ回路の出力
電流の波形歪みを抑えた上で、従来よりも高い効率が得
られる系統連系電源装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決する為の手段】本発明に係る系統連系電源
装置は、直流電源がインバータを介して商用電力系統に
連系され、インバータには、直流電源の出力電圧を昇圧
する昇圧回路と、昇圧回路の昇圧比を制御する制御回路
と、昇圧回路の出力電圧を交流に変換するインバータ回
路とが設けられている。
装置は、直流電源がインバータを介して商用電力系統に
連系され、インバータには、直流電源の出力電圧を昇圧
する昇圧回路と、昇圧回路の昇圧比を制御する制御回路
と、昇圧回路の出力電圧を交流に変換するインバータ回
路とが設けられている。
【０００８】そして、該系統連系電源装置の特徴的構成
は、前記制御回路は、インバータ回路の出力端における
電気的状態量を検出する検出手段と、検出された電気的
状態量に基づいて、インバータ回路の出力電流に含まれ
る高調波成分を一定レベル以下に抑制するための昇圧目
標電圧を作成する信号処理手段と、昇圧回路の出力電圧
を前記昇圧目標電圧に近づけるよう、昇圧回路の昇圧比
を制御する昇圧制御手段とを具えている。具体的には、
前記電気的状態量は、インバータ回路の出力電圧、或い
はインバータ回路の出力電流である。
は、前記制御回路は、インバータ回路の出力端における
電気的状態量を検出する検出手段と、検出された電気的
状態量に基づいて、インバータ回路の出力電流に含まれ
る高調波成分を一定レベル以下に抑制するための昇圧目
標電圧を作成する信号処理手段と、昇圧回路の出力電圧
を前記昇圧目標電圧に近づけるよう、昇圧回路の昇圧比
を制御する昇圧制御手段とを具えている。具体的には、
前記電気的状態量は、インバータ回路の出力電圧、或い
はインバータ回路の出力電流である。
【０００９】上記本発明の系統連系電源装置において
は、インバータ回路の出力電圧、即ち系統電圧を検出す
ることによって、系統電圧が高く、出力電流に波形歪み
の発生する虞れのあるときは、系統電圧に応じた大きさ
に昇圧比を調整することが出来る。従って、インバータ
回路の出力電流の波形に歪みが生じることはない。又、
インバータ回路の出力電流を検出することによって、系
統に流れ込む電流に含まれる高調波成分を直接に検出す
ることが出来、該高調波成分を抑制するように昇圧比を
調整することが可能である。従って、インバータ回路か
らは常に波形歪みのない出力電流が得られる。
は、インバータ回路の出力電圧、即ち系統電圧を検出す
ることによって、系統電圧が高く、出力電流に波形歪み
の発生する虞れのあるときは、系統電圧に応じた大きさ
に昇圧比を調整することが出来る。従って、インバータ
回路の出力電流の波形に歪みが生じることはない。又、
インバータ回路の出力電流を検出することによって、系
統に流れ込む電流に含まれる高調波成分を直接に検出す
ることが出来、該高調波成分を抑制するように昇圧比を
調整することが可能である。従って、インバータ回路か
らは常に波形歪みのない出力電流が得られる。
【００１０】具体的には、前記高調波成分は系統周波数
の２以上の整数倍の周波数成分である。
の２以上の整数倍の周波数成分である。
【００１１】インバータ回路の出力電流の波形が歪むこ
とにより、該出力電流に生じる高調波成分は、系統周波
数の２以上の整数倍の高調波成分である。従って、これ
らの高調波成分を減少させるよう昇圧比を調整すること
によって、効果的に波形の歪みを抑制することが出来
る。
とにより、該出力電流に生じる高調波成分は、系統周波
数の２以上の整数倍の高調波成分である。従って、これ
らの高調波成分を減少させるよう昇圧比を調整すること
によって、効果的に波形の歪みを抑制することが出来
る。
【００１２】又、本発明に係る他の系統連系電源装置
は、直流電源がインバータを介して商用電力系統に連系
され、インバータには、直流電源の出力電圧を昇圧する
昇圧回路と、昇圧回路の昇圧比を制御する制御回路と、
昇圧回路の出力電圧を交流に変換するインバータ回路と
が設けられている。
は、直流電源がインバータを介して商用電力系統に連系
され、インバータには、直流電源の出力電圧を昇圧する
昇圧回路と、昇圧回路の昇圧比を制御する制御回路と、
昇圧回路の出力電圧を交流に変換するインバータ回路と
が設けられている。
【００１３】そして、該系統連系電源装置の特徴的構成
は、昇圧回路の出力電圧を検出する第１電圧検出器と、
インバータ回路の出力電圧を検出する第２電圧検出器と
を具え、前記制御回路は、第１電圧検出器及び第２電圧
検出器の出力信号に基づき、インバータ回路の出力電圧
の大きさに応じた電圧評価値を基準として、該電圧評価
値に対する昇圧回路の出力電圧の比率が所定の一定値と
なるよう、昇圧比を制御する制御手段を具えている。前
記電圧評価値としては、例えば実効値を採用することが
出来る。
は、昇圧回路の出力電圧を検出する第１電圧検出器と、
インバータ回路の出力電圧を検出する第２電圧検出器と
を具え、前記制御回路は、第１電圧検出器及び第２電圧
検出器の出力信号に基づき、インバータ回路の出力電圧
の大きさに応じた電圧評価値を基準として、該電圧評価
値に対する昇圧回路の出力電圧の比率が所定の一定値と
なるよう、昇圧比を制御する制御手段を具えている。前
記電圧評価値としては、例えば実効値を採用することが
出来る。
【００１４】上記本発明の系統連系電源装置において、
制御回路は、インバータ回路の出力電圧の電圧評価値、
例えば実効値に対する昇圧回路の出力電圧の比率が所定
の一定値となるよう、昇圧比を調整するので、インバー
タ回路の出力電圧の実効値、即ち系統電圧の実効値が昇
圧回路の出力電圧に対して相対的に増大し、出力電流に
波形歪みの発生する虞れのあるときは、昇圧比を上げて
昇圧回路の出力電圧を増大させる。従って、インバータ
回路の出力電流の波形に歪みが生じることはない。
制御回路は、インバータ回路の出力電圧の電圧評価値、
例えば実効値に対する昇圧回路の出力電圧の比率が所定
の一定値となるよう、昇圧比を調整するので、インバー
タ回路の出力電圧の実効値、即ち系統電圧の実効値が昇
圧回路の出力電圧に対して相対的に増大し、出力電流に
波形歪みの発生する虞れのあるときは、昇圧比を上げて
昇圧回路の出力電圧を増大させる。従って、インバータ
回路の出力電流の波形に歪みが生じることはない。
【００１５】更に、本発明に係る他の系統連系電源装置
は、直流電源がインバータを介して商用電力系統に連系
され、インバータには、直流電源の出力電圧を昇圧する
昇圧回路と、昇圧回路の昇圧比を制御する制御回路と、
昇圧回路の出力電圧を交流に変換するインバータ回路と
が設けられている。
は、直流電源がインバータを介して商用電力系統に連系
され、インバータには、直流電源の出力電圧を昇圧する
昇圧回路と、昇圧回路の昇圧比を制御する制御回路と、
昇圧回路の出力電圧を交流に変換するインバータ回路と
が設けられている。
【００１６】そして、該系統連系電源装置の特徴的構成
は、インバータ回路の出力電流を検出する電流検出器を
具え、前記制御回路は、電流検出器の出力信号からイン
バータ回路の系統周波数の２以上の整数倍の高調波成分
を抽出する高調波抽出手段と、抽出された高調波成分を
一定レベル以下に抑えるよう、昇圧比を制御する制御手
段とを具えている。
は、インバータ回路の出力電流を検出する電流検出器を
具え、前記制御回路は、電流検出器の出力信号からイン
バータ回路の系統周波数の２以上の整数倍の高調波成分
を抽出する高調波抽出手段と、抽出された高調波成分を
一定レベル以下に抑えるよう、昇圧比を制御する制御手
段とを具えている。
【００１７】上記本発明の系統連系電源装置において、
高調波抽出手段は、インバータ回路の出力電流の波形が
歪むことによって生じる系統周波数の２以上の整数倍の
高調波成分を抽出し、制御手段は、これらの高調波成分
を抑制するように昇圧比を調整するので、インバータ回
路からは、常に波形歪みのない出力電流を得ることが出
来る。
高調波抽出手段は、インバータ回路の出力電流の波形が
歪むことによって生じる系統周波数の２以上の整数倍の
高調波成分を抽出し、制御手段は、これらの高調波成分
を抑制するように昇圧比を調整するので、インバータ回
路からは、常に波形歪みのない出力電流を得ることが出
来る。
【００１８】系統連系電源装置の具体的構成において、
昇圧回路の入力端と出力端は、オン／オフ制御が可能な
スイッチ手段を介して互いに連結され、制御回路は、昇
圧回路の昇圧比が１となる期間に前記スイッチ手段をオ
ンとすると共に、昇圧回路の昇圧動作を停止させる。
昇圧回路の入力端と出力端は、オン／オフ制御が可能な
スイッチ手段を介して互いに連結され、制御回路は、昇
圧回路の昇圧比が１となる期間に前記スイッチ手段をオ
ンとすると共に、昇圧回路の昇圧動作を停止させる。
【００１９】上述の如く、昇圧比が１となる期間には、
直流電源からの出力電流が該スイッチ手段を介してイン
バータ回路へ供給されるので、昇圧回路を構成する回路
素子の抵抗等による損失は０となる。
直流電源からの出力電流が該スイッチ手段を介してイン
バータ回路へ供給されるので、昇圧回路を構成する回路
素子の抵抗等による損失は０となる。
【００２０】
【発明の効果】本発明の系統連系電源装置によれば、系
統電圧の変動に拘わらず、昇圧回路の昇圧比を、インバ
ータ出力電流に高調波成分が発生しない範囲内で最も低
い最適値に制御することが出来る。これによって、イン
バータ回路の出力電流の波形歪みを抑えた上で、従来よ
りも高い効率が得られる。
統電圧の変動に拘わらず、昇圧回路の昇圧比を、インバ
ータ出力電流に高調波成分が発生しない範囲内で最も低
い最適値に制御することが出来る。これによって、イン
バータ回路の出力電流の波形歪みを抑えた上で、従来よ
りも高い効率が得られる。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を、３
つの実施例に基づき、図面に沿って具体的に説明する。第１実施例 図１に示す本実施例の系統連系電源装置は、インバータ
(９)を構成するインバータ回路(３)の出力電圧に基づい
て、昇圧回路(２)の昇圧比を制御するものである。
つの実施例に基づき、図面に沿って具体的に説明する。第１実施例 図１に示す本実施例の系統連系電源装置は、インバータ
(９)を構成するインバータ回路(３)の出力電圧に基づい
て、昇圧回路(２)の昇圧比を制御するものである。
【００２２】図示の如く、太陽電池からなる直流電源
(１)は、インバータ(９)を介して商用電力系統(８)へ連
系されている。インバータ(９)には、直流電源(１)から
得られる直流の出力電圧を商用電力系統(８)に対して逆
潮流可能な高さまで昇圧する昇圧回路(２)と、昇圧回路
(２)の出力電圧を交流に変換して商用電力系統(８)へ供
給するインバータ回路(３)が設けられている。又、イン
バータ回路(３)の前段には昇圧回路(２)の出力電圧を検
出する第１電圧検出器(４)が、後段にはインバータ回路
(３)の出力電圧を検出する第２電圧検出器(41)と出力電
流を検出する電流検出器(５)が接続されると共に、昇圧
回路(２)の前段には直流電源(１)の出力電圧を検出する
第３電圧検出器(42)が接続されている。これら第１、第
２、第３電圧検出器(４)(41)(42)及び電流検出器(５)の
出力端は、制御回路(６)へ接続されている。
(１)は、インバータ(９)を介して商用電力系統(８)へ連
系されている。インバータ(９)には、直流電源(１)から
得られる直流の出力電圧を商用電力系統(８)に対して逆
潮流可能な高さまで昇圧する昇圧回路(２)と、昇圧回路
(２)の出力電圧を交流に変換して商用電力系統(８)へ供
給するインバータ回路(３)が設けられている。又、イン
バータ回路(３)の前段には昇圧回路(２)の出力電圧を検
出する第１電圧検出器(４)が、後段にはインバータ回路
(３)の出力電圧を検出する第２電圧検出器(41)と出力電
流を検出する電流検出器(５)が接続されると共に、昇圧
回路(２)の前段には直流電源(１)の出力電圧を検出する
第３電圧検出器(42)が接続されている。これら第１、第
２、第３電圧検出器(４)(41)(42)及び電流検出器(５)の
出力端は、制御回路(６)へ接続されている。
【００２３】制御回路(６)は、電流検出器(５)からの電
流検出信号Ｉや第２電圧検出器(41)からの第２電圧検出
信号Ｖ2等に基づいて、インバータ回路(３)を駆動する
ためのゲート信号を作成し、該ゲート信号をインバータ
回路(３)の各ゲート素子Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４へ供給
する。これによって、インバータ回路(３)は昇圧回路
(２)の出力電圧を交流に変換して出力する。
流検出信号Ｉや第２電圧検出器(41)からの第２電圧検出
信号Ｖ2等に基づいて、インバータ回路(３)を駆動する
ためのゲート信号を作成し、該ゲート信号をインバータ
回路(３)の各ゲート素子Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４へ供給
する。これによって、インバータ回路(３)は昇圧回路
(２)の出力電圧を交流に変換して出力する。
【００２４】又、制御回路(６)は、第１及び第２電圧検
出器(４)(41)からの第１及び第２電圧検出信号Ｖ1、Ｖ2
に基づいて、昇圧回路(２)の昇圧動作を制御するための
スイッチング信号を作成し、該スイッチング信号を昇圧
回路(２)のスイッチング素子ＳＷ1へ供給する。これに
よって、昇圧回路(２)は直流電源(１)の出力電圧を昇圧
して出力する。図２は、制御回路(６)において、昇圧回
路(２)の昇圧比制御動作を行なう回路部分の構成を示し
ている。図示の如く、第２電圧検出器(41)から得られる
第２電圧検出信号Ｖ2は、先ず、実効値回路(61)に入力
される。実効値回路(61)では、第２電圧検出信号Ｖ2に
基づいて、インバータ回路(３)の出力電圧の実効値を表
わす実効値信号Ｖ2′が作成され、第１増幅器(62)へ出
力される。該第１増幅器(62)では、実効値信号Ｖ2′に
ゲインＭが乗算され、昇圧目標電圧信号ＭＶ2′が作成
されて、後段へ出力される。ここで、ゲインＭは、イン
バータ回路(３)の実効値信号Ｖ2′に対して必要最低限
の昇圧目標電圧信号ＭＶ2′が得られるよう、例えば、
１.７に設定される。
出器(４)(41)からの第１及び第２電圧検出信号Ｖ1、Ｖ2
に基づいて、昇圧回路(２)の昇圧動作を制御するための
スイッチング信号を作成し、該スイッチング信号を昇圧
回路(２)のスイッチング素子ＳＷ1へ供給する。これに
よって、昇圧回路(２)は直流電源(１)の出力電圧を昇圧
して出力する。図２は、制御回路(６)において、昇圧回
路(２)の昇圧比制御動作を行なう回路部分の構成を示し
ている。図示の如く、第２電圧検出器(41)から得られる
第２電圧検出信号Ｖ2は、先ず、実効値回路(61)に入力
される。実効値回路(61)では、第２電圧検出信号Ｖ2に
基づいて、インバータ回路(３)の出力電圧の実効値を表
わす実効値信号Ｖ2′が作成され、第１増幅器(62)へ出
力される。該第１増幅器(62)では、実効値信号Ｖ2′に
ゲインＭが乗算され、昇圧目標電圧信号ＭＶ2′が作成
されて、後段へ出力される。ここで、ゲインＭは、イン
バータ回路(３)の実効値信号Ｖ2′に対して必要最低限
の昇圧目標電圧信号ＭＶ2′が得られるよう、例えば、
１.７に設定される。
【００２５】該昇圧目標電圧信号ＭＶ2′は、第１電圧
検出器(４)から得られる第１電圧検出信号Ｖ1と共に第
１減算器(63)に入力され、第１電圧検出信号Ｖ1から昇
圧目標電圧信号ＭＶ2′が減算されて原誤差信号Ｅが作
成され、第２増幅器(64)へ出力される。第２増幅器(64)
では、ゲインＮが乗算され、基準誤差信号Ｅ′が作成さ
れて、比較器(66)へ出力される。ここで、ゲインＮは、
例えば１０乃至１００に設定される。比較器(66)では、
三角波発生回路(65)によって出力された三角波信号Ｔと
前記基準誤差信号Ｅ′とが比較され、三角波信号Ｔが基
準誤差信号Ｅ′よりも大きい期間にオンとなるスイッチ
ング信号が作成されて、前記スイッチング素子ＳＷ1へ
供給される。
検出器(４)から得られる第１電圧検出信号Ｖ1と共に第
１減算器(63)に入力され、第１電圧検出信号Ｖ1から昇
圧目標電圧信号ＭＶ2′が減算されて原誤差信号Ｅが作
成され、第２増幅器(64)へ出力される。第２増幅器(64)
では、ゲインＮが乗算され、基準誤差信号Ｅ′が作成さ
れて、比較器(66)へ出力される。ここで、ゲインＮは、
例えば１０乃至１００に設定される。比較器(66)では、
三角波発生回路(65)によって出力された三角波信号Ｔと
前記基準誤差信号Ｅ′とが比較され、三角波信号Ｔが基
準誤差信号Ｅ′よりも大きい期間にオンとなるスイッチ
ング信号が作成されて、前記スイッチング素子ＳＷ1へ
供給される。
【００２６】図３(ａ)(ｂ)は、前記比較器(66)の動作を
表わしたものである。例えば、インバータ回路(３)の出
力電圧、即ち系統電圧が徐々に上昇した場合、同図(ａ)
の如く前記基準誤差信号Ｅ′は徐々に減少する。これに
伴って、スイッチング素子ＳＷのオン期間が徐々に長く
なり、昇圧比が上昇することとなる。逆に、系統電圧が
徐々に低下した場合、基準誤差信号Ｅ′は徐々に増大
し、これに伴って、スイッチング素子ＳＷのオン期間が
徐々に短くなり、昇圧比が低下することとなる。又、日
射量の低下等によって直流電源(１)の出力電圧が低下し
た場合には、これによって昇圧回路(２)の出力電圧が低
下するため、基準誤差信号Ｅ′は減少する。これに伴っ
て、スイッチング素子ＳＷのオン期間が長くなり、昇圧
比が上昇することになる。逆に、直流電源(１)の出力電
圧が上昇した場合には、昇圧回路(２)の出力電圧が上昇
するため、基準誤差信号Ｅ′が増大し、これに伴って、
スイッチング素子ＳＷのオン期間が短くなり、昇圧比が
低下することになる。この結果、昇圧回路(２)の出力電
圧は、常に系統電圧(単相３線式の場合はＵ相及びＶ相
の両端電圧)の実効値と一定の比率、本実施例では１.７
の比率となるように調整されることとなる。
表わしたものである。例えば、インバータ回路(３)の出
力電圧、即ち系統電圧が徐々に上昇した場合、同図(ａ)
の如く前記基準誤差信号Ｅ′は徐々に減少する。これに
伴って、スイッチング素子ＳＷのオン期間が徐々に長く
なり、昇圧比が上昇することとなる。逆に、系統電圧が
徐々に低下した場合、基準誤差信号Ｅ′は徐々に増大
し、これに伴って、スイッチング素子ＳＷのオン期間が
徐々に短くなり、昇圧比が低下することとなる。又、日
射量の低下等によって直流電源(１)の出力電圧が低下し
た場合には、これによって昇圧回路(２)の出力電圧が低
下するため、基準誤差信号Ｅ′は減少する。これに伴っ
て、スイッチング素子ＳＷのオン期間が長くなり、昇圧
比が上昇することになる。逆に、直流電源(１)の出力電
圧が上昇した場合には、昇圧回路(２)の出力電圧が上昇
するため、基準誤差信号Ｅ′が増大し、これに伴って、
スイッチング素子ＳＷのオン期間が短くなり、昇圧比が
低下することになる。この結果、昇圧回路(２)の出力電
圧は、常に系統電圧(単相３線式の場合はＵ相及びＶ相
の両端電圧)の実効値と一定の比率、本実施例では１.７
の比率となるように調整されることとなる。
【００２７】上述の如く、本実施例によれば、直流電源
(１)の出力電圧や系統電圧が変動した場合、これらの変
動に応じて昇圧回路(２)の昇圧目標電圧が最適調整され
るので、インバータ回路(３)の出力電流の波形に歪みが
生じることはない。
(１)の出力電圧や系統電圧が変動した場合、これらの変
動に応じて昇圧回路(２)の昇圧目標電圧が最適調整され
るので、インバータ回路(３)の出力電流の波形に歪みが
生じることはない。
【００２８】第２実施例 上記第１実施例においては、インバータ回路(３)の出力
電圧に基づいて、昇圧回路(２)の昇圧比を制御している
のに対し、本実施例の系統連系電源装置は、インバータ
回路(３)の出力電流に基づいて、該昇圧比を制御するも
のであり、昇圧回路(２)及びインバータ回路(３)の構成
及び動作は、図１に示す第１実施例と同一である。
電圧に基づいて、昇圧回路(２)の昇圧比を制御している
のに対し、本実施例の系統連系電源装置は、インバータ
回路(３)の出力電流に基づいて、該昇圧比を制御するも
のであり、昇圧回路(２)及びインバータ回路(３)の構成
及び動作は、図１に示す第１実施例と同一である。
【００２９】制御回路(６)は、第１電圧検出器(４)から
得られる第１電圧検出信号Ｖ1、及び電流検出器(５)か
ら得られる電流検出信号Ｉに基づいてスイッチング信号
を作成し、該スイッチング信号を昇圧回路(２)のスイッ
チング素子ＳＷ1へ供給する。これによって、昇圧回路
(２)の昇圧動作が制御される。図４は、制御回路(６)に
おいて、昇圧回路(２)の昇圧比制御動作を行なう回路部
分の構成を示している。図示の如く、電流検出器(５)に
よって検出された電流検出信号Ｉは、先ず、バンドパス
フィルタ回路(67)に入力される。バンドパスフィルタ回
路(67)では、高調波成分が抽出され、該高調波成分に応
じた大きさの高調波電流信号Ｉoが作成されて、後段へ
出力される。ここで、インバータ回路(３)の出力電流に
生じる高調波成分は、系統周波数の２以上の整数倍の高
調波成分であって、この中でも特に３以上の奇数倍の高
調波成分が大きくなる。又、該高調波成分は、その周波
数が上がるほどレベルが低下し、系統周波数の３倍及び
５倍の高調波成分が支配的である。従って、バンドパス
フィルタ回路(67)は、系統周波数が６０Ｈｚのとき、図
５(ａ)の如く１８０Ｈｚの成分のみを通過させるバンド
パスフィルタ(72)によって、或いは、同図(ｂ)の如く１
８０Ｈｚの成分を通過させるバンドパスフィルタ(73)と
３００Ｈｚの成分を通過させるバンドパスフィルタ(74)
を並列に接続して構成することが出来る。この様にして
作成された高調波電流信号Ｉoは、図４に示す実効値回
路(68)に入力され、その実効値を表わす高調波実効値信
号Ｉo′が作成されて、第２減算器(69)へ出力される。
得られる第１電圧検出信号Ｖ1、及び電流検出器(５)か
ら得られる電流検出信号Ｉに基づいてスイッチング信号
を作成し、該スイッチング信号を昇圧回路(２)のスイッ
チング素子ＳＷ1へ供給する。これによって、昇圧回路
(２)の昇圧動作が制御される。図４は、制御回路(６)に
おいて、昇圧回路(２)の昇圧比制御動作を行なう回路部
分の構成を示している。図示の如く、電流検出器(５)に
よって検出された電流検出信号Ｉは、先ず、バンドパス
フィルタ回路(67)に入力される。バンドパスフィルタ回
路(67)では、高調波成分が抽出され、該高調波成分に応
じた大きさの高調波電流信号Ｉoが作成されて、後段へ
出力される。ここで、インバータ回路(３)の出力電流に
生じる高調波成分は、系統周波数の２以上の整数倍の高
調波成分であって、この中でも特に３以上の奇数倍の高
調波成分が大きくなる。又、該高調波成分は、その周波
数が上がるほどレベルが低下し、系統周波数の３倍及び
５倍の高調波成分が支配的である。従って、バンドパス
フィルタ回路(67)は、系統周波数が６０Ｈｚのとき、図
５(ａ)の如く１８０Ｈｚの成分のみを通過させるバンド
パスフィルタ(72)によって、或いは、同図(ｂ)の如く１
８０Ｈｚの成分を通過させるバンドパスフィルタ(73)と
３００Ｈｚの成分を通過させるバンドパスフィルタ(74)
を並列に接続して構成することが出来る。この様にして
作成された高調波電流信号Ｉoは、図４に示す実効値回
路(68)に入力され、その実効値を表わす高調波実効値信
号Ｉo′が作成されて、第２減算器(69)へ出力される。
【００３０】第２減算器(69)では、前記高調波実効値信
号Ｉo′から高調波抑制目標値Ｉrefが減算され、信号
(Ｉo′−Ｉref)が作成されて、第３増幅器(70)へ出力さ
れる。ここで、高調波抑制目標値Ｉrefは、インバータ
(９)の定格電流値の１乃至２％の値に設定される。第３
増幅器(70)では、信号(Ｉo′−Ｉref)にゲインＧが乗算
され、信号［Ｇ(Ｉo′−Ｉref)］が作成されて、後段へ
出力される。
号Ｉo′から高調波抑制目標値Ｉrefが減算され、信号
(Ｉo′−Ｉref)が作成されて、第３増幅器(70)へ出力さ
れる。ここで、高調波抑制目標値Ｉrefは、インバータ
(９)の定格電流値の１乃至２％の値に設定される。第３
増幅器(70)では、信号(Ｉo′−Ｉref)にゲインＧが乗算
され、信号［Ｇ(Ｉo′−Ｉref)］が作成されて、後段へ
出力される。
【００３１】該信号［Ｇ(Ｉo′−Ｉref)］は、昇圧目標
基準電圧値Ｖrefと共に加算器(71)に入力され、これら
が加算されて、昇圧目標電圧信号［Ｇ(Ｉo′−Ｉref)＋
Ｖref］が作成され、後段へ出力される。ここで、昇圧
目標基準電圧値Ｖrefは、例えば３５０Ｖ程度に設定さ
れる。
基準電圧値Ｖrefと共に加算器(71)に入力され、これら
が加算されて、昇圧目標電圧信号［Ｇ(Ｉo′−Ｉref)＋
Ｖref］が作成され、後段へ出力される。ここで、昇圧
目標基準電圧値Ｖrefは、例えば３５０Ｖ程度に設定さ
れる。
【００３２】該昇圧目標電圧信号［Ｇ(Ｉo′−Ｉref)＋
Ｖref］は、第１電圧検出器(４)によって検出された第
１電圧検出信号Ｖ1と共に第１減算器(63)に入力され、
第１電圧検出信号Ｖ1から昇圧目標電圧信号［Ｇ(Ｉo′
−Ｉref)＋Ｖref］が減算されて原誤差信号Ｅが作成さ
れ、第２増幅器(64)へ出力される。第２増幅器(64)で
は、ゲインＮが乗算され、基準誤差信号Ｅ′が作成され
て、比較器(66)へ出力される。比較器(66)では、三角波
発生回路(65)によって出力された三角波信号Ｔと前記基
準誤差信号Ｅ′が比較され、三角波信号Ｔが基準誤差信
号Ｅ′よりも大きい期間にオンとなるスイッチング信号
が作成されて、前記スイッチング素子ＳＷ1へ供給され
る。尚、比較器(66)の動作は上記第１実施例と同様であ
る。
Ｖref］は、第１電圧検出器(４)によって検出された第
１電圧検出信号Ｖ1と共に第１減算器(63)に入力され、
第１電圧検出信号Ｖ1から昇圧目標電圧信号［Ｇ(Ｉo′
−Ｉref)＋Ｖref］が減算されて原誤差信号Ｅが作成さ
れ、第２増幅器(64)へ出力される。第２増幅器(64)で
は、ゲインＮが乗算され、基準誤差信号Ｅ′が作成され
て、比較器(66)へ出力される。比較器(66)では、三角波
発生回路(65)によって出力された三角波信号Ｔと前記基
準誤差信号Ｅ′が比較され、三角波信号Ｔが基準誤差信
号Ｅ′よりも大きい期間にオンとなるスイッチング信号
が作成されて、前記スイッチング素子ＳＷ1へ供給され
る。尚、比較器(66)の動作は上記第１実施例と同様であ
る。
【００３３】上述の如く、本実施例においては、インバ
ータ回路の出力電流の波形が歪むことによって生じる高
調波成分を減少させるように、昇圧目標電圧が最適調整
されるので、インバータ回路からは常に波形歪みのない
出力電流を得ることが出来る。
ータ回路の出力電流の波形が歪むことによって生じる高
調波成分を減少させるように、昇圧目標電圧が最適調整
されるので、インバータ回路からは常に波形歪みのない
出力電流を得ることが出来る。
【００３４】又、上記第１及び第２実施例によれば、直
流電源(１)の出力電圧や系統電圧の変動に拘わらず、昇
圧回路(２)の昇圧比が、インバータ出力電流に高調波成
分の発生しない範囲内で最も低い値に設定されるので、
従来よりも高い効率が得られる。
流電源(１)の出力電圧や系統電圧の変動に拘わらず、昇
圧回路(２)の昇圧比が、インバータ出力電流に高調波成
分の発生しない範囲内で最も低い値に設定されるので、
従来よりも高い効率が得られる。
【００３５】第３実施例 図６に示す本実施例の系統連系電源装置は、上記第１及
び第２実施例と同一構成の昇圧回路(２)及びインバータ
回路(３)を具えると共に、昇圧回路(２)を構成している
第１コンデンサＣ1のプラス側の端子と第２コンデンサ
Ｃ2のプラス側の端子とが、オン／オフスイッチＳＷoを
介して互いに連結され、コイルＬ1及びダイオードＤ1を
迂回する信号経路が形成されている。該オン／オフスイ
ッチＳＷoには、制御回路(６)からオン／オフ制御信号
が供給される。
び第２実施例と同一構成の昇圧回路(２)及びインバータ
回路(３)を具えると共に、昇圧回路(２)を構成している
第１コンデンサＣ1のプラス側の端子と第２コンデンサ
Ｃ2のプラス側の端子とが、オン／オフスイッチＳＷoを
介して互いに連結され、コイルＬ1及びダイオードＤ1を
迂回する信号経路が形成されている。該オン／オフスイ
ッチＳＷoには、制御回路(６)からオン／オフ制御信号
が供給される。
【００３６】制御回路(６)は、上記第１実施例或いは第
２実施例と同一の昇圧比制御機能を有すると共に、コイ
ルＬ1及びダイオードＤ1の抵抗等による損失を低減させ
るための新たな機能を有している。即ち、制御回路(６)
は、昇圧比制御過程において、第３電圧検出器(42)から
得られる第３電圧検出信号Ｖ3と前述の昇圧目標電圧と
を比較し、両者の値が同一若しくは昇圧目標電圧の方が
小さい場合、即ち昇圧比が１以下となるときは、スイッ
チング素子ＳＷ1のスイッチング動作を停止させると共
に、オン／オフスイッチＳＷoをオンとする。又、前記
両者の値が異なり昇圧比が１を越えるときは、スイッチ
ング素子ＳＷ1のスイッチング動作を開始させると共
に、オン／オフスイッチＳＷoをオフとする。
２実施例と同一の昇圧比制御機能を有すると共に、コイ
ルＬ1及びダイオードＤ1の抵抗等による損失を低減させ
るための新たな機能を有している。即ち、制御回路(６)
は、昇圧比制御過程において、第３電圧検出器(42)から
得られる第３電圧検出信号Ｖ3と前述の昇圧目標電圧と
を比較し、両者の値が同一若しくは昇圧目標電圧の方が
小さい場合、即ち昇圧比が１以下となるときは、スイッ
チング素子ＳＷ1のスイッチング動作を停止させると共
に、オン／オフスイッチＳＷoをオンとする。又、前記
両者の値が異なり昇圧比が１を越えるときは、スイッチ
ング素子ＳＷ1のスイッチング動作を開始させると共
に、オン／オフスイッチＳＷoをオフとする。
【００３７】これによって、前記昇圧比が１以下となる
べき期間には、直流電源(１)の出力電流がオン／オフス
イッチＳＷoを経てインバータ回路(３)へ直接に供給さ
れることになる。従って、この期間においては、コイル
Ｌ1及びダイオードＤ1の抵抗等による損失は０となる。
又、昇圧比が１を越えて設定されるときには、上記第１
実施例或いは第２実施例と同様に最適な昇圧目標電圧が
作成されて、インバータ回路(３)の出力電流の波形歪み
が抑制される。
べき期間には、直流電源(１)の出力電流がオン／オフス
イッチＳＷoを経てインバータ回路(３)へ直接に供給さ
れることになる。従って、この期間においては、コイル
Ｌ1及びダイオードＤ1の抵抗等による損失は０となる。
又、昇圧比が１を越えて設定されるときには、上記第１
実施例或いは第２実施例と同様に最適な昇圧目標電圧が
作成されて、インバータ回路(３)の出力電流の波形歪み
が抑制される。
【００３８】上記実施の形態の説明は、本発明を説明す
るためのものであって、特許請求の範囲に記載の発明を
限定し、或は範囲を減縮する様に解すべきではない。
又、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許
請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能で
あることは勿論である。
るためのものであって、特許請求の範囲に記載の発明を
限定し、或は範囲を減縮する様に解すべきではない。
又、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許
請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能で
あることは勿論である。
【００３９】例えば、図４に示す第２実施例において、
加算器(71)には、昇圧目標基準電圧値Ｖrefに替えて、
図２に示す第１実施例の第１増幅器(62)にて作成される
昇圧目標電圧信号ＭＶ2′を入力することも可能であ
る。又、第２実施例における高調波成分の抽出は、ハー
ドウエアのバンドパスフィルタ回路(67)に限らず、マイ
クロコンピュータのソフトウエアによって行なうことも
可能である。更に、第３実施例におけるオン／オフスイ
ッチＳＷoのオン／オフ制御は、ハードウエアの制御回
路(６)に限らず、マイクロコンピュータのソフトウエア
によって行なうことが出来る。
加算器(71)には、昇圧目標基準電圧値Ｖrefに替えて、
図２に示す第１実施例の第１増幅器(62)にて作成される
昇圧目標電圧信号ＭＶ2′を入力することも可能であ
る。又、第２実施例における高調波成分の抽出は、ハー
ドウエアのバンドパスフィルタ回路(67)に限らず、マイ
クロコンピュータのソフトウエアによって行なうことも
可能である。更に、第３実施例におけるオン／オフスイ
ッチＳＷoのオン／オフ制御は、ハードウエアの制御回
路(６)に限らず、マイクロコンピュータのソフトウエア
によって行なうことが出来る。
【図１】本発明の系統連系電源装置の全体構成を表わす
図である。
図である。
【図２】第１実施例の制御回路において、昇圧回路の昇
圧比制御動作を行なう回路部分の構成を表わすブロック
図である。
圧比制御動作を行なう回路部分の構成を表わすブロック
図である。
【図３】昇圧回路に設けられたスイッチング素子のオン
／オフ制御の原理を説明する波形図である。
／オフ制御の原理を説明する波形図である。
【図４】第２実施例の制御回路において、昇圧回路の昇
圧比制御動作を行なう回路部分の構成を表わすブロック
図である。
圧比制御動作を行なう回路部分の構成を表わすブロック
図である。
【図５】第２実施例におけるバンドパスフィルタ回路の
２つの構成例を表わすブロック図である。
２つの構成例を表わすブロック図である。
【図６】第３実施例の系統連系電源装置の全体構成を表
わす図である。
わす図である。
【図７】従来の系統連系電源装置の全体構成を表わすブ
ロック図である。
ロック図である。
【図８】一般的な昇圧回路を表わす図である。
【図９】上記昇圧回路において、昇圧比が２に設定され
た場合にコイルに流れる電流の変化とスイッチング素子
のオン／オフ状態を表わす図である。
た場合にコイルに流れる電流の変化とスイッチング素子
のオン／オフ状態を表わす図である。
【図１０】昇圧比が４に設定された場合の同上の図であ
る。
る。
【図１１】昇圧回路の出力電圧が系統電圧のピーク値に
比べて充分に大きい場合に、商用電力系統へ流れ込む電
流の波形を表わす図である。
比べて充分に大きい場合に、商用電力系統へ流れ込む電
流の波形を表わす図である。
【図１２】昇圧回路の出力電圧が低下した場合の同上の
図である。
図である。
(１) 直流電源 (２) 昇圧回路 (３) インバータ回路 (４) 第１電圧検出器 (41) 第２電圧検出器 (５) 電流検出器 (６) 制御回路 (８) 商用電力系統 ＳＷ1 スイッチング素子 ＳＷo オン／オフスイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 前川 正弘 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三 洋電機株式会社内
Claims (9)
- 【請求項１】 直流電源がインバータを介して商用電力
系統に連系され、インバータには、直流電源の出力電圧
を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の昇圧比を制御する制
御回路と、昇圧回路の出力電圧を交流に変換するインバ
ータ回路とが設けられた系統連系電源装置において、前
記制御回路は、 インバータ回路の出力端における電気的状態量を検出す
る検出手段と、 検出された電気的状態量に基づいて、インバータ回路の
出力電流に含まれる高調波成分を一定レベル以下に抑制
するための昇圧目標電圧を作成する信号処理手段と、 昇圧回路の出力電圧を前記昇圧目標電圧に近づけるよ
う、昇圧回路の昇圧比を制御する昇圧制御手段とを具え
ていることを特徴とする系統連系電源装置。 - 【請求項２】 電気的状態量はインバータ回路の出力電
圧である請求項１に記載の系統連系電源装置。 - 【請求項３】 電気的状態量はインバータ回路の出力電
流である請求項１に記載の系統連系電源装置。 - 【請求項４】 前記高調波成分は系統周波数の２以上の
整数倍の周波数成分である請求項１乃至請求項３の何れ
かに記載の系統連系電源装置。 - 【請求項５】 直流電源がインバータを介して商用電力
系統に連系され、インバータには、直流電源の出力電圧
を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の昇圧比を制御する制
御回路と、昇圧回路の出力電圧を交流に変換するインバ
ータ回路とが設けられた系統連系電源装置において、昇
圧回路の出力電圧を検出する第１電圧検出器と、インバ
ータ回路の出力電圧を検出する第２電圧検出器とを具
え、前記制御回路は、第１電圧検出器及び第２電圧検出
器の出力信号に基づき、インバータ回路の出力電圧の大
きさに応じた電圧評価値を基準として、該電圧評価値に
対する昇圧回路の出力電圧の比率が所定の一定値となる
よう、昇圧比を制御する制御手段を具えていることを特
徴とする系統連系電源装置。 - 【請求項６】 前記制御回路の制御手段は、第２電圧検
出器の出力信号に基づいてインバータ回路の出力電圧の
電圧評価値を算出する第１演算手段と、算出された電圧
評価値に前記所定の一定値を乗算して昇圧目標電圧を作
成する第２演算手段と、第１電圧検出器の出力信号から
前記昇圧目標電圧を減算して誤差信号を作成する第３演
算手段と、誤差信号が減少する方向に昇圧比を変化させ
る昇圧比調整手段とを具えている請求項５に記載の系統
連系電源装置。 - 【請求項７】 直流電源がインバータを介して商用電力
系統に連系され、インバータには、直流電源の出力電圧
を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の昇圧比を制御する制
御回路と、昇圧回路の出力電圧を交流に変換するインバ
ータ回路とが設けられた系統連系電源装置において、イ
ンバータ回路の出力電流を検出する電流検出器を具え、
前記制御回路は、電流検出器の出力信号からインバータ
回路の系統周波数の２以上の整数倍の高調波成分を抽出
する高調波抽出手段と、抽出された高調波成分を一定レ
ベル以下に抑えるよう、昇圧比を制御する制御手段とを
具えていることを特徴とする系統連系電源装置。 - 【請求項８】 前記制御回路は、昇圧回路の出力電圧を
検出する電圧検出器を具え、前記制御手段は、高調波抽
出手段の出力信号の大きさに応じた信号評価値を算出す
る第１演算手段と、算出された信号評価値に所定の演算
を施して該信号評価値に応じた大きさの昇圧目標電圧を
作成する第２演算手段と、電圧検出器の出力信号から前
記昇圧目標電圧を減算して誤差信号を作成する第３演算
手段と、誤差信号が減少する方向に昇圧比を変化させる
昇圧比調整手段とを具えている請求項７に記載の系統連
系電源装置。 - 【請求項９】 昇圧回路の入力端と出力端は、オン／オ
フ制御が可能なスイッチ手段を介して互いに連結され、
制御回路は、昇圧回路の昇圧比が１となる期間に前記ス
イッチ手段をオンとすると共に、昇圧回路の昇圧動作を
停止させる請求項１乃至請求項８の何れかに記載の系統
連系電源装置。
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