JP5827521B2 - 昇降圧チョッパ型電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、力率を改善する昇降圧チョッパ型電源装置に関し、特に交流電流を直流電流に変換する際にブリッジ整流器を用いない昇降圧チョッパ型電源装置に関する。

力率を改善する回路として昇圧チョッパと呼ばれる方式が広く知られている。昇圧チョッパでは、その名が示すように出力電圧が入力電圧より高くなり、例えばＡＣ８５〜２６４Ｖの交流入力電圧に対応する昇圧チョッパでは、ＡＣ２６４Ｖの波高値である３７０Ｖより高い値に出力電圧を設定する必要がある。
一方、昇圧チョッパの負荷には３７０Ｖより低い電圧を必要とすることが多いので、通常は昇圧チョッパの後段にＤＣ−ＤＣコンバータを接続して最終負荷に供給する電圧を作っている。

この昇圧チョッパに付随するＤＣ−ＤＣコンバータを省略し、出力電圧を自由に設定できるようにした昇降圧チョッパが下記特許文献１で提案されている。この昇降圧チョッパは、図８に示すように、交流電源１０１の交流を四つのダイオード１０８〜１１１で整流するブリッジ整流器と、スイッチングを行う二つのＭＯＳＦＥＴ１０４、１０５と、一つのリアクトル１０３と、二つのダイオード１０６、１０７と、電力を蓄積するコンデンサ１０２と、コンデンサ１０２に接続された負荷回路１１２と、ＭＯＳＦＥＴ１０４、１０５のオンオフを制御する制御回路１１３とを備えている。

また、下記特許文献２では、この昇降圧チョッパの効率的な制御方法が提案されている。
この回路を昇圧チョッパとして働かせるときは、ＭＯＳＦＥＴ１０４をオン状態に設定し、ＭＯＳＦＥＴ１０５が所定の周期とデューティ比でオンオフを繰り返すように制御する。ＭＯＳＦＥＴ１０５がオンのときには、リアクトル１０３に励磁エネルギが蓄積され、オフのときには、そのエネルギが放出される。この放出の際には、リアクトル１０３に生じるフライバック電圧と交流電圧との和がコンデンサ１０２に印加されて、コンデンサ１０２の充電が行われる。

この場合、ＭＯＳＦＥＴ１０５がオンのときは、ブリッジ整流器の１０８または１０９のダイオードとＭＯＳＦＥＴ１０４とリアクトル１０３とＭＯＳＦＥＴ１０５とブリッジ整流器の１１０または１１１のダイオードとを通る電流ルートでリアクトル１０３にエネルギを蓄える。また、ＭＯＳＦＥＴ１０５がオフのときは、ブリッジ整流器の１０８または１０９のダイオードとＭＯＳＦＥＴ１０４とリアクトル１０３とダイオード１０７とコンデンサ１０２とブリッジ整流器の１１０または１１１のダイオードとを通る電流ルートでリアクトル１０３に蓄えたエネルギがコンデンサ１０２に放出され、コンデンサ１０２が、このエネルギと交流電源１０１の交流電流との和により充電される。

一方、この回路を降圧チョッパとして働かせるときは、ＭＯＳＦＥＴ１０４とＭＯＳＦＥＴ１０５とが同時にオンオフを繰り返すように制御する。オンのときには、リアクトル１０３に励磁エネルギが蓄積され、オフのときには、そのエネルギが放出されてコンデンサ１０２が充電される。
この場合、ＭＯＳＦＥＴ１０４、１０５がオンのときは、昇圧チョッパとして働くときと同様の電流ルートでリアクトル１０３にエネルギを蓄え、ＭＯＳＦＥＴ１０４、１０５がオフのときは、リアクトル１０３とダイオード１０７とコンデンサ１０２とダイオード１０６とを通る電流ルートでリアクトル１０３に蓄えたエネルギをコンデンサ１０２に放出し、コンデンサ１０２が充電される。

特開２００４−２０８３８９号公報 特開２００９−２７８９５号公報

しかし、従来の昇降圧チョッパは、電流が常に多数のダイオードを通るのでダイオードのフォワードドロップ電圧（ＶＦ）によるロスが大きい、という短所がある。

本発明は、こうした事情を考慮して創案したものであり、ダイオードのフォワードドロップ電圧によるロスを低減した昇降圧チョッパ型電源装置を提供することを目的としている。

本発明は、交流電源の電力を直流電力に変換してコンデンサに蓄積する昇降圧チョッパ型電源装置であって、交流電源の一方の端子とコンデンサの一方の端子との間に接続された第１のスイッチ素子と第１のリアクトルと第１のダイオードとからなる直列回路と、交流電源の他方の端子とコンデンサの一方の端子との間に接続された第２のスイッチ素子と第２のリアクトルと第２のダイオードとからなる直列回路と、第１のリアクトルの第１のダイオード側端子とコンデンサの他方の端子との間に接続された第３のスイッチ素子と、第２のリアクトルの第２のダイオード側端子とコンデンサの他方の端子との間に接続された第４のスイッチ素子と、第１のリアクトルの第１のスイッチ素子側端子とコンデンサの他方の端子との間に接続された第３のダイオードと、第２のリアクトルの第２のスイッチ素子側端子とコンデンサの他方の端子との間に接続された第４のダイオードと、第１のスイッチ素子の交流電源側端子とコンデンサの他方の端子との間に接続された第５のダイオードと、第２のスイッチ素子の交流電源側端子とコンデンサの他方の端子との間に接続された第６のダイオードと、第１から第４までのスイッチ素子のオンオフを制御する発振制御回路と、を備えることを特徴とする。
この昇降圧チョッパ型電源装置は、ダイオードブリッジを使用せずに交流電源の電力を直流電力に変換することができる。

また、本発明の昇降圧チョッパ型電源装置では、発振制御回路が、交流電源の交流電圧の瞬時値がコンデンサの電圧より低いとき、第１及び第２のスイッチ素子をオン状態にして、第３及び第４のスイッチ素子を同時にオンオフさせ、また、交流電源の交流電圧の瞬時値がコンデンサの電圧より高いとき、第１から第４までのスイッチ素子を同時にオンオフさせる。
このようなスイッチングで昇圧や降圧を実行することができる。

また、本発明の昇降圧チョッパ型電源装置では、発振制御回路が、第３及び第４のスイッチ素子を同時にオンオフさせるとき、または、第１から第４までのスイッチ素子を同時にオンオフさせるとき、臨界モードで、かつ、オン期間が交流の半周期の間はほぼ一定となるように制御する。
臨界モードとは、スイッチ素子がオフしてからリアクトルの励磁エネルギが放出しきった直後に再びオンする発振の方式であり、このような発振方式を採ることで、交流入力電流の平均電流が交流電源の交流電圧にほぼ比例し、力率が改善する。

また、本発明の昇降圧チョッパ型電源装置では、発振制御回路が、第３及び第４のスイッチ素子を同時にオンオフさせるとき、または、第１から第４までのスイッチ素子を同時にオンオフさせるとき、固定周期で、かつ、オン期間のピーク電流値が、その位相における交流電源の交流電圧の瞬時値に比例するように制御しても良い。
このように制御すれば、交流入力電流の平均電流が交流電源の交流電圧に比例し、力率が向上する。

本発明の昇降圧チョッパ型電源装置は、ダイオードブリッジ整流器を使用しないので従来方式に比べて効率が高い。そのため、省電力回路におけるロスを減らすことができ、また、大電流回路における発熱を減らすことができる。

従来方式に比べて、スイッチ素子とリアクトルを２倍多く使うが、大電力用として応用する場合は、従来方式でもスイッチ素子やリアクトルを並列接続して用いることがあるので、コストの点では大きな違いは生じない。
また、スイッチ素子の制御方法は、ダイオードブリッジ整流器を使用する従来の回路と殆ど同じであり、複雑な制御を必要としない。

本発明の第１の実施形態に係る昇降圧チョッパ型電源装置の回路図 図１の回路の各状態での電流の流れを示す図 昇圧時のスイッチ素子のオンオフを臨界モードで制御したときの波形図 降圧時のスイッチ素子のオンオフを臨界モードで制御したときの波形図 昇圧時のスイッチ素子のオンオフを固定周期で制御したときの波形図 スイッチ素子のオンオフと昇圧、反転、降圧等の関係を示す図 本発明の第２の実施形態に係る昇降圧チョッパ型電源装置の回路図 従来方式の昇降圧チョッパ型電源装置の回路図

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る昇降圧チョッパ型電源装置の回路図を示している。
この回路は、交流電源１と、交流電力から変換された直流電力を蓄積するコンデンサ２と、交流電源１の一方の端子とコンデンサ２の一方の端子との間の直列回路を構成する第１のスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）３、第１のリアクトル４、及び第１のダイオード５と、交流電源１の他方の端子とコンデンサ２の一方の端子との間の直列回路を構成する第２のスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）６、第２のリアクトル７、及び第２のダイオード８と、第１のリアクトル４の第１のダイオード５側端子とコンデンサ２の他方の端子との間に接続された第３のスイッチ素子９と、第２のリアクトル７の第２のダイオード８側端子とコンデンサ２の他方の端子との間に接続された第４のスイッチ素子１０と、第１のリアクトル４の第１のスイッチ素子３側端子とコンデンサ２の他方の端子との間に接続された第３のダイオード１１と、第２のリアクトル７の第２のスイッチ素子６側端子とコンデンサ２の他方の端子との間に接続された第４のダイオード１２と、コンデンサ２の電圧が所定の値で安定するように第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０のオンオフを制御する発振制御回路１５とを備えている。

なお、１６は負荷である。また、ＭＯＳＦＥＴから成る第１及び第２のスイッチ素子３、６に並列に接続するダイオード１３、１４は、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを表している。内蔵ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間に逆並列に接続しており、オン状態のＭＯＳＦＥＴに逆方向の電圧（内蔵ダイオードにとっては順方向の電圧）が印加されると、内蔵ダイオードを通じて電流が流れる。この内蔵ダイオードのＶＦによるロスは、通常のダイオードのロスに比べて極めて小さい。
また、ここでは、第３及び第４のスイッチ素子９、１０にＩＧＢＴを用いているが、バイポーラ型トランジスタなどを用いることもできる。

図２は、第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０のオンオフと、この回路を流れる電流との関係を示している。電流の流れは、スイッチ素子３、６、９、１０のオンオフだけでなく、交流電源１が正の半波か負の半端か、第１、第２のリアクトル４、７が励磁エネルギを蓄積しているか放出しているか、などによっても異なる。それらを整理すると、図２に示す８つの状態に表される。

第１及び第２のスイッチ素子３、６をオン状態にし、第３及び第４のスイッチ素子９、１０を同時にオンオフさせることで昇圧の配線形態（トポロジ）が得られる。
このとき、第３及び第４のスイッチ素子９、１０が同時にオンになると、交流電源１の交流電圧が正の半波であれば、図２の状態１に示すように、第１のスイッチ素子３、第１のリアクトル４、第３のスイッチ素子９、第４のダイオード１２、第２のスイッチ素子６を通るルートで電流が流れ、第１のリアクトル４に励磁エネルギが蓄積される。また、交流電源１の交流電圧が負の半波であれば、図２の状態３に示すように、第２のスイッチ素子６、第２のリアクトル７、第４のスイッチ素子１０、第３のダイオード１１、第１のスイッチ素子３を通るルートで電流が流れ、第２のリアクトル７に励磁エネルギが蓄積される。

また、第３及び第４のスイッチ素子９、１０が同時にオフになると、交流電源１の交流電圧が正の半波であれば、図２の状態２に示すように、第１のスイッチ素子３、第１のリアクトル４、第１のダイオード５、コンデンサ２、第４のダイオード１２、第２のスイッチ素子６を通るルートで電流が流れ、第１のリアクトル４に蓄積されたエネルギが放出されてコンデンサ２に伝送される。また、交流電源１の交流電圧が負の半波であれば、図２の状態４に示すように、第２のスイッチ素子６、第２のリアクトル７、第２のダイオード８、コンデンサ２、第３のダイオード１１、第１のスイッチ素子３を通るルートで電流が流れ、第２のリアクトル７に蓄積されたエネルギが放出されてコンデンサ２に伝送される。
このように、昇圧の配線形態では、第３及び第４のスイッチ素子９、１０がオンのときもオフのときも交流電源１の入力電流が流れ、コンデンサ２を充電する電流は、第３及び第４のスイッチ素子９、１０がオフのときしか流れない。

また、第３、第４のスイッチ素子９、１０をオフ状態にし、第１、第２のスイッチ素子３、６を同時にオンオフさせることで降圧の配線形態が得られる。
このとき、第１、第２のスイッチ素子３、６が同時にオンになると、交流電源１の交流電圧が正の半波であれば、図２の状態７に示すように、コンデンサ２の電圧が交流電源１の交流電圧より小さい場合に、第１のスイッチ素子３、第１のリアクトル４、第１のダイオード５、コンデンサ２、第４のダイオード１２、第２のスイッチ素子６を通るルートで電流が流れ、第１のリアクトル４に励磁エネルギが蓄積される。また、交流電源１の交流電圧が負の半波であれば、図２の状態８に示すように、コンデンサ２の電圧が交流電源１の交流電圧より小さい場合に、第２のスイッチ素子６、第２のリアクトル７、第２のダイオード８、コンデンサ２、第３のダイオード１１、第１のスイッチ素子３を通るルートで電流が流れ、第２のリアクトル７に励磁エネルギが蓄積される。

また、第１、第２のスイッチ素子３、６が同時にオフになると、交流電源１の交流電圧が正の半波であれば、図２の状態５に示すように、第１のリアクトル４、第１のダイオード５、コンデンサ２、第３のダイオード１１を通るルートで電流が流れ、第１のリアクトル４に蓄積されたエネルギが放出されてコンデンサ２に伝送される。また、交流電源１の交流電圧が負の半波であれば、図２の状態６に示すように、第２のリアクトル７、第２のダイオード８、コンデンサ２、第４のダイオード１２を通るルートで電流が流れ、第２のリアクトル７に蓄積されたエネルギが放出されてコンデンサ２に伝送される。
このように、この降圧の配線形態では、第１、第２のスイッチ素子３、６がオンのときだけ交流電源１の入力電流が流れ、コンデンサ２を充電する電流は、第１、第２のスイッチ素子３、６がオンのときもオフのときも流れる。

また、第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０を同時にオンオフさせることで反転の配線形態が得られる。
このとき、第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０が同時にオンになると、交流電源１の交流電圧が正の半波であれば、図２の状態１に示す電流ルートで第１のリアクトル４に励磁エネルギが蓄積され、交流電源１の交流電圧が負の半波であれば、図２の状態３に示す電流ルートで第２のリアクトル７に励磁エネルギが蓄積される。

また、第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０が同時にオフになると、交流電源１の交流電圧が正の半波であれば、図２の状態５に示す電流ルートで第１のリアクトル４に蓄積されたエネルギが放出され、また、交流電源１の交流電圧が負の半波であれば、図２の状態６に示す電流ルートで第２のリアクトル７に蓄積されたエネルギが放出され、それぞれコンデンサ２に伝送される。
このように、反転の配線形態では、第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０がオンのときだけ交流電源１の入力電流が流れ、コンデンサ２を充電する電流は、第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０がオフのときしか流れない。

ただ、この回路では、リアクトル４、７に蓄積されたエネルギを放出する電流ルートが降圧の配線形態と同じであるため、極性の反転は生じない。極性を反転させるには、回路の簡単な改造が必要になる。
この昇降圧チョッパ型電源装置では、「反転」ではなく「降圧」の手段として第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０を同時にオンオフさせている。この場合、スイッチングのオンオフのデューティ比を変えることで、入力電圧を所定のレベルに降圧することができる。

スイッチ素子３、６、９、１０のオンオフと、昇圧、反転、降圧との関係、エネルギの蓄積／放出との関係、及び、交流半波の正／負との関係を表に纏めて図６に示している。ここでは、オンを○印、オフを×印で示している。また、この表には、図２の状態との関係も書き加えている。
なお、図２の状態２と状態７、また、状態４と状態８は、電流が流れるルートは同じであるが、前者は励磁エネルギの放出期間であるのに対して、後者は励磁エネルギの蓄積期間であるという違いがある。

図２の状態１〜８の電流ルート上にあるダイオードは１つか２つであり、従来の図８に比べると１つのダイオードが少なくて済んでいる。ダイオードが少なくて済む理由は、図１の昇降圧チョッパ型電源装置では、交流の正と負に別々のスイッチング回路を用意しているためであり、それによりダイオードブリッジが不要になっている。
また、この装置では、ダイオード１１、１２のそれぞれに２つの役割を持たせているため、従来の図８の回路に比べて、使用するダイオードの数が少ない。

図８の従来の回路では、ダイオード１０６はリアクトル１０３の励磁エネルギの放出のときだけ導通するのに対して、図１のダイオード１１、１２は、状態１、３、７、８の励磁エネルギを蓄積する際も導通し、また、状態２、４、５、６の励磁エネルギの放出の際も導通している。すなわち、上述のようにダイオード１１、１２に２つの役割を持たせている。

図６に示したように、第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０のオンとオフの状態を見ると、交流の正と負の向きに関係ないことが分かる。すなわち、発振制御回路１５は、交流の正負の向きを検出する必要がなく、従来のブリッジ整流器を用いた回路のときと同じ制御方法で良いことが分かる。

また、昇圧の場合は、第１と第２のスイッチ素子３、６はオン状態のままで、第３と第４のスイッチ素子９、１０をまとめてオンオフすれば良く、反転の場合は、第１〜第４のスイッチ素子３、６、９、１０をまとめてオンオフすれば良く、降圧の場合は、第３と第４のスイッチ素子９、１０はオフ状態のままで、第１と第２のスイッチ素子３、４をまとめてオンオフすれば良い。また、前述するように、第１〜第４のスイッチ素子３、６、９、１０をまとめてオンオフして降圧することも可能である。
そのため、スイッチ素子３、６、９、１０の数は多いが、それらの制御は複雑でない。

発振制御回路１５は、交流電源１やコンデンサ２、リアクトルなどから各種情報を取得し、それを基にスイッチ素子３、６、９、１０のオンオフを切り換えて、交流電源１から入力してリアクトル４、７を流れる電流を制御する。
この制御は、種々の態様で行われるが、ここでは、発振制御回路１５が、交流電源１の交流電圧、コンデンサ２の電圧及びリアクトルの電流を監視して、次の（ａ）（ｂ）のようにスイッチ素子３、６、９、１０の切り換えを行う場合について説明する。
（ａ）交流電源１の交流電圧とコンデンサ２の電圧とを比較し、交流電圧の瞬時値が常にコンデンサ２の電圧より低いときは、第１と第２のスイッチ素子３、６をオン状態にして、第３と第４のスイッチ素子９、１０のオンオフを繰り返す。
（ｂ）交流電源１の交流電圧とコンデンサ２の電圧とを比較し、交流電圧の瞬時値がある位相でコンデンサ２の電圧より高くなるときは、第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０を同時にオンオフする。

発振制御回路１５は、前記（ａ）（ｂ）のスイッチングに際して、臨界モード（即ち、スイッチ素子がオフしてからリアクトルの励磁エネルギが放出しきった直後に再びオンする発振の方式）で電流を制御し、且つ、スイッチ素子がオンとなる期間（ＴＯＮ）を、交流の半周期の間、略一定に設定する。
前記（ａ）の場合、スイッチ素子９、１０がオン（ＴＯＮ）になると、発振制御回路１５が臨界モードで制御しているため、図３に示すように、交流電源から入力してリアクトルを流れる電流ｉ（ω）はゼロから立上る。ＴＯＮ開始から一定時間が経過してＴＯＮが終了すると、電流ｉ（ω）は減少し始め、電流ｉ（ω）がゼロになると、ＴＯＮが開始して、電流ｉ（ω）は再び立上る。

ここで、交流電源１の交流電圧をｖ（ω）、コンデンサ２の電圧をＶ₀、リアクトル４、７の各々のインダクタンスをいずれも等しいＬ（Ｈ）とすると、スイッチ素子３、６がオン状態にある前記（ａ）の場合では、スイッチ素子９、１０がオン（ＴＯＮ）のとき（即ち、図２の状態１、状態２のとき）、次式（数１）の関係が成立つ。
｜ｖ（ω）｜＝Ｌ・ｄｉ(ω)／ｄｔ （数１）
また、電流ｉ（ω）の各ＴＯＮ期間でのピーク値をｉ₁（ω）とし、交流電圧の瞬時値をＶ₁（ω）とすると、次の（数２）の関係が成立する。
ｉ₁（ω）＝Ｖ₁（ω）×ＴＯＮ／Ｌ （数２）

ＴＯＮは、交流の半周期の間、ほぼ一定であるから、ｉ₁（ω）はＶ₁（ω）に比例し、図３に示すｉ₁（ω）の包落線は、Ｖ₁（ω）と同じ正弦波になる。
また、スイッチ素子９、１０がオフのとき（即ち、図２の状態２、状態４のとき）は、次式（数３）の関係が成立つ。
｜ｖ（ω）｜−Ｖ₀＝Ｌ・ｄｉ(ω)／ｄｔ （数３）
前記（ａ）の場合、常に（｜ｖ（ω）｜−Ｖ₀）＜０であるから、リアクトル４、７から励磁エネルギが放出され、電流ｉ（ω）がゼロになるまで減少する。
そして、スイッチ素子９、１０は臨界モードでオンオフしているので、励磁エネルギが放出しきったときに再びＴＯＮが始まり、電流ｉ（ω）の積分値を表す３角形が隙間なく並ぶ。従って、電流ｉ（ω）の平均電流は、ｉ₁（ω）の半分になるので正弦波になる。そのため、力率が良い。

また、前記（ｂ）の場合は、スイッチ素子３、６、９、１０がオン（ＴＯＮ）のとき、図３のＴＯＮ時と同じ状態であるから、図４に示すように、電流ｉ（ω）のピーク値ｉ₁（ω）が（数２）で表され、その包絡線が正弦波になる。
一方、スイッチ素子３、６、９、１０がオフになると（即ち、図２の状態５、状態６のとき）、図４に実線で示すように、交流電源１の交流電流は流れない。このとき、リアクトル４、７に蓄積された励磁エネルギは、図４に点線で示すように、
−Ｖ₀＝Ｌ・ｄｉ(ω)／ｄｔ （数４）
の減少率で減少する。
リアクトルの励磁エネルギが放出し切ると、再びＴＯＮとなり、交流電源から入力してリアクトルを流れる電流ｉ（ω）がゼロから立上る。
そのため、交流電源１の交流電流は、のこぎり波の不連続波形になる。
この電流ｉ（ω）の平均電流は、完全な正弦波にはならず歪を含んでいるが、力率は良い。

なお、ここでは、交流電圧の瞬時値とコンデンサ２の電圧との関係に応じて前記（ａ）または（ｂ）に切り換えているが、この関係を無視して、常に、第１から第４までのスイッチ素子３、６、９、１０を同時にオンオフさせるようにしても良い。この場合は、オフ期間に交流電流が流れないためオン期間の電流ピーク値が大きくなる短所はあるが、交流電圧の瞬時値とコンデンサの電圧との差を識別する必要がないため、発振制御回路１５がシンプルになる。

また、発振制御回路１５は、臨界モードに代えて、スイッチ素子のオンオフを固定周期で行うことも可能である。この場合、発振制御回路１５は、オン期間の電流ｉ（ω）のピーク電流値ｉ₁（ω）が、その位相における交流電源の交流電圧の瞬時値に比例するように制御する。

このとき、前記（ａ）の場合は、図５に示すように、第３と第４のスイッチ素子９、１０を流れる電流のピーク値ｉ₁（ω）が交流入力電圧に比例するように制御されるので、ピーク値ｉ₁（ω）の包落線が交流入力電圧に比例し、電流ｉ（ω）の平均電流も交流電圧に比例する。そのため、力率が良い。

また、前記（ｂ）の場合は、オン期間における電流ｉ（ω）のピーク値ｉ₁（ω）の包絡線は図５と同じであるが、オフ期間では交流電流が流れないため、不連続波形になり、電流ｉ（ω）の平均値は交流電圧に比例しない。そのため、電流の平均値は歪を含んでいるが力率は良い。

（第２の実施形態）
図７は、本発明の第２の実施形態に係る昇降圧チョッパ型電源装置の回路図を示している。
この回路は、第１の実施形態の回路（図１）と比べて、第１のスイッチ素子２１及び第２のスイッチ素子２２がＩＧＢＴやバイポーラ型トランジスタ（即ち、ＭＯＳＦＥＴ以外のトランジスタ）で構成されている点、第１のスイッチ素子２１の交流電源１側端子とコンデンサ２の他方の端子との間に接続された第５のダイオード２３と、第２のスイッチ素子２２の交流電源１側端子とコンデンサ２の他方の端子との間に接続された第６のダイオード２４とを備えている点、で相違しているが、その他の構成は変わりがない。

この回路では、図２の状態１〜状態８に対応する電流ルートが次のように変わる。
状態１：交流電源１、第１のスイッチ素子２１、第１のリアクトル４、第３のスイッチ素子９、第６のダイオード２４、
状態２：交流電源１、第１のスイッチ素子２１、第１のリアクトル４、第１のダイオード５、コンデンサ２、第６のダイオード２４
状態３：交流電源１、第２のスイッチ素子２２、第２のリアクトル７、第４のスイッチ素子１０、第５のダイオード２３
状態４：交流電源１、第２のスイッチ素子２２、第２のリアクトル７、第２のダイオード８、コンデンサ２、第５のダイオード２３
状態５（変わらず）：第１のリアクトル４、第１のダイオード５、コンデンサ２、第３のダイオード１１
状態６（変わらず）：第２のリアクトル７、第２のダイオード８、コンデンサ２、第４のダイオード１２
状態７：交流電源１、第１のスイッチ素子２１、第１のリアクトル４、第１のダイオード５、コンデンサ２、第６のダイオード２４
状態８：交流電源１、第２のスイッチ素子２２、第２のリアクトル７、第２のダイオード８、コンデンサ２、第５のダイオード２３

この状態１〜８の電流ルート上にあるダイオードは１つか２つであり、従来の図８に比べると１つのダイオードが少なくて済んでいる。
また、この回路は、状態１、３、７の励磁エネルギを蓄積する際、及び、状態２、４、８の励磁エネルギを放出する際に導通して、交流電源１への直接の帰還ルートを形成する第５のダイオード２３及び第６のダイオード２４を有しているため、第１のスイッチ素子２１及び第２のスイッチ素子２２を通じて交流電源１へ電流を帰還させる必要がない。そのため、第１のスイッチ素子２１及び第２のスイッチ素子２２に、ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体スイッチ素子でも使用できる。
この電源装置における発振制御回路１５のスイッチ素子２１、２２、９、１０に対するオンオフ制御は、第１の実施形態と変わりがない。

本発明の昇降圧チョッパ型電源装置は、従来用いられてきたブリッジ整流器の電力損失を低減することが可能であり、高い力率と高い効率を要求される大電力の電源装置や充電装置に広く利用することができる。

１ 交流電源
２ コンデンサ
３、６ ＭＯＳＦＥＴ（第１、第２のスイッチ素子）
４、７ 第１、第２のリアクトル
５、８ 第１、第２のダイオード
９、１０ ＩＧＢＴ（第３、第４のスイッチ素子）
１１、１２ 第３、第４のダイオード
１３、１４ 内蔵ダイオード
１５ 発振制御回路
１６ 負荷
２１ 第１のスイッチ素子
２２ 第２のスイッチ素子
２３ 第５のダイオード
２４ 第６のダイオード
１０１ 交流電源
１０２ コンデンサ
１０３ リアクトル
１０４、１０５ ＭＯＳＦＥＴ
１０６〜１１１ ダイオード
１１２ 負荷
１１３ 発振制御回路

Claims (4)

1. 交流電源の電力を直流電力に変換してコンデンサに蓄積する昇降圧チョッパ型電源装置であって、
   前記交流電源の一方の端子と前記コンデンサの一方の端子との間に接続された第１のスイッチ素子と第１のリアクトルと第１のダイオードとからなる直列回路と、
   前記交流電源の他方の端子と前記コンデンサの一方の端子との間に接続された第２のスイッチ素子と第２のリアクトルと第２のダイオードとからなる直列回路と、
   前記第１のリアクトルの前記第１のダイオード側端子と前記コンデンサの他方の端子との間に接続された第３のスイッチ素子と、
   前記第２のリアクトルの前記第２のダイオード側端子と前記コンデンサの他方の端子との間に接続された第４のスイッチ素子と、
   前記第１のリアクトルの前記第１のスイッチ素子側端子と前記コンデンサの他方の端子との間に接続された第３のダイオードと、
   前記第２のリアクトルの前記第２のスイッチ素子側端子と前記コンデンサの他方の端子との間に接続された第４のダイオードと、
   前記第１のスイッチ素子の前記交流電源側端子と前記コンデンサの他方の端子との間に接続された第５のダイオードと、
   前記第２のスイッチ素子の前記交流電源側端子と前記コンデンサの他方の端子との間に接続された第６のダイオードと、
   前記第１から第４までのスイッチ素子のオンオフを制御する発振制御回路と、
   を備えることを特徴とする昇降圧チョッパ型電源装置。
2. 請求項１に記載の昇降圧チョッパ型電源装置であって、
   前記発振制御回路は、
   前記交流電源の交流電圧の瞬時値が前記コンデンサの電圧より低いとき、前記第１及び第２のスイッチ素子をオン状態にして、前記第３及び第４のスイッチ素子を同時にオンオフさせ、
   前記交流電源の交流電圧の瞬時値が前記コンデンサの電圧より高いとき、前記第１から第４までのスイッチ素子を同時にオンオフさせることを特徴とする昇降圧チョッパ型電源装置。
3. 請求項１記載の昇降圧チョッパ型電源装置であって、前記発振制御回路が、前記第３及び第４のスイッチ素子を同時にオンオフさせるとき、または、前記第１から第４までのスイッチ素子を同時にオンオフさせるとき、臨界モードで、かつ、オン期間が交流の半周期の間はほぼ一定となるように制御することを特徴とする昇降圧チョッパ型電源装置。
4. 請求項１記載の昇降圧チョッパ型電源装置であって、前記発振制御回路が、前記第３及び第４のスイッチ素子を同時にオンオフさせるとき、または、前記第１から第４までのスイッチ素子を同時にオンオフさせるとき、固定周期で、かつ、オン期間のピーク電流値が、その位相における前記交流電源の交流電圧の瞬時値に比例するように制御することを特徴とする昇降圧チョッパ型電源装置。

Images